DE4245020C2 - Niederfrequenzsynthesizer für eine gewobbelte Synthesizerquelle, mit einer Stabilitätsverbesserungsschaltung - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen Niederfrequenzsynthesizer zum Erzeugen von gewobbelten Hochfrequenzsignalen (HF-Sig­ nalen), mit Signalen im Mikrowellenfrequenzbereich. Insbe­ sondere schafft ein Ausführungsbeispiel der Erfindung eine gewobbelte Synthesizerquelle mit einer phasenstarren Regel­ schleife zum Erzeugen einer verbesserten Steuerung der durch die gewobbelte Synthesizerquelle erzeugten Frequenzen, die vorzugsweise gleichfalls eine verminderte Zeit für die Ein­ rastung der Regelschleife hat und eine erhöhte Stabilität für einen Niederfrequenzsynthesizer liefert, der in der ge­ wobbelten Synthesizerquelle enthalten ist, um eine gewobbel­ te Synthesizerquelle mit verbesserter Frequenzgenauigkeit und vermindertem Phasenrauschen zu schaffen.

Ein Blockdiagramm einer bekannten gewobbelten Synthesizer­ quelle ist in Fig. 1 gezeigt. Eine derartige gewobbelte Synthesizerquelle erzeugt ein elektrisches Signal mit einer auswählbaren veränderlichen Frequenz. Typischerweise verän­ dert sich die Frequenz bzw. wird gewobbelt entweder konti­ nuierlich oder in diskreten Schritten von einer Frequenz, die als "Startfrequenz" bekannt ist, bis einer höheren Fre­ quenz, die als "Stopfrequenz" bekannt ist, wobei der Fre­ quenzbereich von der Startfrequenz zu der Stopfrequenz als "Frequenzspanne" bekannt ist.

Eine typische gewobbelte Synthesizerquelle, die allgemein durch das Bezugszeichen 10 in Fig. 1 bezeichnet wird, umfaßt einen elektronisch abstimmbaren Mikrowellenoszillator 12, einen Frequenzabtaster 14, einen Niederfrequenzsynthesizer 16, einen Phasen/Frequenz-Detektor 18, einen Referenzos­ zillator 20, eine Schleifenfilter/Signalkonditionierungs- Schaltung 22, eine elektronische Vorabstimmschaltung 24, wie beispielsweise einen Digital-Analog-Wandler (DAW), und eine Einrichtung zum Öffnen und Schließen der phasengerasteten Schleife, wie beispielsweise einen Schalter 26. Der Betrieb und die Synchronisation des Niederfrequenzsynthesizers 16, der Vorabstimmschaltung 24 und des Schalters 26 werden durch eine Steuerung 28, wie beispielsweise einen Mikroprozessor, gesteuert.

Detaillierter betrachtet wird der Mikrowellenoszillator 12 zum Zwecke der Einrastung bei einer beliebigen ausgewählten Startfrequenz innerhalb des Betriebsbereiches der gewobbel­ ten Synthesizerquelle 10 nahe dieser Frequenz mit dem Schal­ ter 26 vorabgestimmt, der durch die Steuerung 28 betätigt wird, um die in Fig. 1 gezeigte Lage gemäß der gepunkteten Linie einzunehmen, so daß die Haupt-Phasenrastschleife der gewobbelten Synthesizerquelle offen ist, wobei ein Abstimm­ eingang des Mikrowellenoszillators mit der Vorabstimmschal­ tung 24 verbunden wird. Gleichfalls wird der Niederfrequenz­ synthesizer 16 auf seine niedrigste Frequenz durch die Steuerung 28 eingestellt.

Wenn einmal die Vorabstimmung vervollständigt ist, wird der Schalter 26 in die durch die durchgezogene Linie in Fig. 1 gezeigte Lage gebracht, so daß die Hauptphasenrastschleife geschlossen ist. Die gewählte Startfrequenz wird erzielt, wenn der Mikrowellenoszillator 12 auf dem richtigen Kammzahn einrastet, der an dem Ausgang des Abtasters 14 erscheint, wie dies an sich bekannt ist. Dies geschieht, wenn das durch den Phasen/Frequenz-Detektor erzeugte Signal eine Null wäh­ rend des Betriebes der Hauptphasenrastschleife nach dem Schließen der Schleife erreicht. Der Niederfrequenzsynthe­ sizer 16 wird dann durch die Steuerung 18 bis zu einer Fre­ quenz gewobbelt, die die ausgewählte Stopfrequenz des Mikro­ wellenoszillators 12 erzeugt.

Um die gewobbelte Synthesizerquelle 10 von der ausgewählten Startfrequenz zu der ausgewählten Stopfrequenz zu wobbeln bzw. frequenzmäßig durchzustimmen, wird die Frequenz des Niederfrequenzsynthesizers 16 durch die Steuerung 28 erhöht, wie nachfolgend kurz erläutert wird. Dies verursacht, daß das durch den Phasen/Frequenz-Detektor erzeugte Signal von dem Nullzustand abweicht und eine Fehlerspannung zu dem Ab­ stimmeingang des Mikrowellenoszillators 12 zuführt, welche den Mikrowellenoszillator 12 zu einer Betriebsweise bei einer höheren Frequenz treibt. Wenn einmal diese höhere Fre­ quenz erreicht ist, arbeitet die Hauptphasenrastschleife derartig, daß der Phasen/Frequenz-Detektor 18 erneut den Nullzustand erreicht. Dieses Verfahren wird bei kontinuier­ licher Erhöhung der Frequenz oder Erhöhung der Frequenz in diskreten Schritten wiederholt, bis die gewünschte Stop­ frequenz erreicht ist. Die gewobbelte Synthesizerquelle 10 des in Fig. 1 gezeigten Types hat verschiedene, bekannte Beschränkungen. Von erheblicher Bedeutung ist es, daß es erforderlich ist, eine genaue Vorabstimmung vorzunehmen, so daß der Mikrowellenoszillator 12 nicht auf dem falschen Kammzahn des Abtasters 14 einrastet.

Es bestehen jedoch inhärente Probleme bezüglich der bekann­ ten Vorabstimmtechnik, wie sie oben beschrieben worden ist. Insbesondere wird die erforderliche Vorabstimmspannung, die durch die Vorabstimmschaltung 24 erzeugt wird, üblicherweise von einem Vorabstimm-Kalibrierungs-Algorithmus erhalten. In dem Fall, in dem es sich bei der Vorabstimmschaltung 24 um einen DAW handelt, basiert der Vorabstimm-Kalibrierungs-Al- gorithmus auf einer Übertragungsfunktion der gewünschten Vorabstimmfrequenz bezüglich der erforderlichen DAW-Einstel­ lung. Diese durch den DAW in Reaktion auf diese DAW-Einstel­ lung erzeugte Spannung wird einen Strom umgewandelt, der zu dem Abstimmeingang des Mikrowellenoszillators 12 zugeführt wird, um den Mikrowellenoszillator 12 zu treiben.

Unglücklicherweise ist dem Mikrowellenoszillator 12 typi­ scherweise ein Yttrium-Eisen-Garnet (YEG)-Oszillator oder ein anderes abstimmbares Gerät, welches magnetisches Ma­ terial enthält. Daher hat der Mikrowellenoszillator 12 eine Hysterese in seiner Abstimmcharakteristik. Dies bedeutet, daß ein gegebener Vorabstimmstrom in Reaktion auf die DAW- Spannung erzeugt wird, welcher einen Bereich von Ausgangs­ frequenzen liefert, die von dem vorherigen Betrag des vor­ liegenden Abstimmstromes abhängen.

Eine andere Schwierigkeit ergibt sich aus der nichtlinearen Vorabstimmkurve zum Abstimmen des Stromes bezogen auf die tatsächliche Vorabstimmfrequenzübertragungsfunktion für verschiedene Frequenzbänder des Mikrowellenoszillators 12. Die bekannte gewobbelte Synthesizerquelle 10 verwendet eine abschnittsweise lineare Approximation bezüglich dieser Kur­ ve, wodurch sich nötigerweise Abweichungen der verschiedenen Abschnittsendpunkte während der Vorabstimmkalibration er­ geben. Jedoch ist diese Vorabstimmkalibration in negativer Weise durch zeitliche Schwankungen und Temperaturschwankun­ gen beeinträchtigt.

Daher ist die Genauigkeit der gewobbelten Synthesizerquelle 10 bei der Erzeugung einer ausgewählten Abstimmfrequenz aufgrund der Hysteresecharakteristik des Mikrowellenoszil­ lators relativ niedrig. Ferner wird die Wiederholgenauig­ keit, mit der die gewobbelte Synthesizerquelle 10 die aus­ gewählte Vorabstimmfrequenz erzeugen kann, in erheblichem Umfang über die zeitlichen Änderungen und Temperaturänderun­ gen beeinträchtigt. Daher wird eine gewobbelte Synthesizer­ quelle benötigt, die diese Beschränkungen nicht mehr zeigt.

Darüberhinaus kann der Niederfrequenzsynthesizer 16 einen Synthesizer umfassen, der eine bekannte Bauweise hat, wie dies in dem Blockdiagramm gemäß Fig. 2 gezeigt. Wie in Fig. 2 zu sehen ist, umfaßt die phasenstarre Regelschleife für den Niederfrequenzsynthesizer 16 typischerweise einen wei­ teren Bezugsoszillator 52, einen weiteren Phasen/Frequenz- Detektor 54, einen Integrator bzw. Integratoren 56, 58, einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 60 und einen Frequenzteiler 62. Der VCO 60 ist phasenmäßig bezüglich des Referenzoszillators 52 unter Verwenden eine phasenstarren Regelschleife für den Niederfrequenzsynthesizer 60 verra­ stet. Die Frequenz des VCO 60 ist das N-fache der Frequenz des Bezugsoszillators 52, wobei N die Teilerzahl des Fre­ quenzteilers 62 ist, die durch die Steuerung 28 eingestellt ist.

Um den Phasenfehler bei einer Hochgeschwindigkeits-Frequenz durch Steuerung zu minimieren, ist eine maximale Verstärkung in der phasenstarren Regelschleife für den Niederfrequenz­ synthesizer gewünscht. Dies kann durch Verwenden der beiden Integratoren 56 und 58 anstelle eines einzigen Integrators erzielt werden. Eine phasenstarre Regelschleife mit zwei Integratoren, wie beispielsweise den Integratoren 56 und 58, ist allgemein als Schleife des Types III bekannt.

Die Sprungantwort bzw. Übergangsantwort der phasengerasteten Regelschleife des Types III, die in Fig. 2 gezeigt ist, wird durch den Ort der Pole und Nullstellen in der Schleifen­ bandbreite festgelegt. Für eine phasenstarre Regelschleife des Types III (mit zwei Integratoren 56 und 58) hat typi­ scherweise jeder Integrator einen Pol bei 0 Hz sowie eine Nullstelle irgendwo zwischen der Hälfte und einem Zehntel der Schleifenbandbreite. Diese Nullstellen sind die bestim­ menden Elemente in der Ermittlung der gesamten Übergangs­ antwortcharakteristika der phasengerasteten Regelschleife des Types III.

Beispielsweise kann eine phasenstarre Regelschleife des Types III mit einer Schleifenbandbreite von 100 kHz zwei Integratoren 56 und 58 haben, die jeweils einen Pol bei 0 Hz und eine Nullstelle bei 10 kHz haben. Dies bewirkt, daß die phasenstarre Regelschleife des Types III ein minimales Klin­ geln und Überschießen bei großen Veränderungen der Teiler­ zahl N und somit bei großen Änderungen in der Frequenz des VCO 60 hat.

Um das Phasen-Rauschverhalten bei einer phasenstarren Re­ gelschleife des Types III zu verbessern, besteht eine übli­ che Technik darin, ein passives Verzögerungs-Voreilungs- Netzwerk 64 zwischen dem zweiten Integrator 58 und einem Abstimmspannungseingang des VCO 60 vorzusehen, wie dies in Fig. 2 gezeigt ist. Bei dem gegebenen Ausführungsbeispiel hat der zweite Integrator 58 immer noch seine Polfrequenz bei 0 Hz, jedoch würde sich die Nullstelle zu einer nied­ rigeren Frequenz von beispielsweise 25 Hz verschieben. Das Verzögerungs-Voreilungs-Netzwerk 64 würde einen Pol bei der gleichen Frequenz haben, um die Nullstelle zu beseitigen, und eine Nullstelle bei dem ursprünglichen Schaltungsort (von beispielsweise 10 kHz) haben. Die gesamte Antwort des zweiten Integrators 58 und des Verzögerungs-Voreilungs- Netzwerkes 64 wäre äquivalent (d. h. ein Pol bei 0 Hz und eine Nullstelle bei 10 kHz), jedoch würde jegliches Breit­ bandrauschen am Ausgang des zweiten Integrators erheblich durch das Verzögerungs-Voreilungs-Netzwerk gedämpft. Das Ergebnis ist ein verbessertes Phasenrauschverhalten.

Die Sprungantwort und/oder die Stabilität der phasenstarren Regelschleife für den Niederfrequenzsynthesizer 16 sind hauptsächliche Konstruktionsbetrachtungen. Die phasenstarre Regelschleife muß schnell einrasten, wenn sich die Teiler­ zahl N ändert, um die Frequenz des Niederfrequenzsynthesi­ zers 16 und damit die Frequenz des Mikrowellenoszillators 12, der in Fig. 1 gezeigt ist, zu wobbeln. Die größte An­ forderung liegt bei der phasenstarren Regelschleife des Niederfrequenzsynthesizers 16, wenn die Änderung bezüglich N groß ist.

Die Stabilität der phasenstarren Regelschleife für den Nie­ derfrequenzsynthesizer 16 kann in zwei Komponenten unter­ teilt werden: die Kleinsignalstabilität und die Großsignal­ stabilität. Die Kleinsignalstabilität wird als Sprungantwort auf kleine Änderungen von N festgelegt, wobei die sich er­ gebenden Übergangssteuerspannungen innerhalb der phasenge­ rasteten Regelschleife des Niederfrequenzsynthesizers 16 un­ terhalb ihrer Sättigungsgrenzen liegen. Als Großsignalsta­ bilität wird das Antwortverhalten auf große Änderungen be­ züglich N definiert, wobei die Integratoren 56 und 58 in ihren Sättigungsbereich laufen. Unter diesen Großsignalbe­ triebsbedingungen ist der Betrieb der phasenstarren Regel­ schleife des Niederfrequenzsynthesizers 16 nicht länger linear.

Eine hauptsächliche Beschränkung des bekannten Niederfre­ quenzsynthesizers 16, der in Fig. 2 gezeigt ist, liegt in seinem Großsignalantwortverhalten. Bei einer Grenzfrequenz von 25 Hz ist die Nachlaufzeit bei großen Änderungen von N erheblich. Um einen Kondensator 64A des Verzögerungs-Vorei­ lungs-Netzwerkes 64 zu entladen, schwingt der zweite Inte­ grator 58 bis auf seinen negativen Maximalwert oder Füh­ rungswert, wobei der erste Integrator 56 bis zu seinem posi­ tiven Maximalwert oder Führungswert schwingt. Sobald sich der erste Integrator 56 aus seinem Sättigungszustand erholt, zieht er gleichfalls den zweiten Integrator 58 aus dessen Sättigung heraus. Jedoch besteht eine zeitliche Verzögerung zwischen der Änderung der Ausgangsspannung des ersten Inte­ grators 56 in Reaktion auf die Änderung des Ausgangs des zweiten Integrators 58 wie auch in Hinblick auf den Ausgang des Verzögerungs-Voreilungs-Netzwerkes 64. Diese Zeitver­ zögerung verursacht eine Phasenverschiebung bei der Pha­ senrastschleife des Types III, die zu einer Instabilität führt. Diese Instabilität erscheint als Klingeln in dem Übergangsantwortverhalten des Niederfrequenzsynthesizers 16 im günstigsten Fall, oder im schlechtesten Fall als Schwin­ gung desselben.

Nachfolgend wird detaillierter unter Bezugnahme auf Fig. 3 das Übergangsantwortverhalten oder Sprungantwortverhalten des in Fig. 2 gezeigten Niederfrequenzsynthesizers 16 wäh­ rend der Großsignalbetriebsweise in Reaktion auf eine große Änderung bezüglich der Teilerzahl N betrachtet. Wenn die Teilerzahl N sich von einer großen Zahl zu einer kleinen Zahl ändert, schaltet die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 60 von einem hohen Wert auf einen niedrigen Wert um. Zu dem Zeitpunkt, zu dem sich die Zahl N ändert, schwingt der Ausgang des ersten Integrators 56 in die posi­ tive Richtung, während der Ausgang des zweiten Integrators 58 in die negative Richtung schwingt, wobei der Kondensator 64A des Verzögerungs-Voreilungs-Netzwerkes 64 entladen wird und die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 60 ab­ fällt. Wenn die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszilla­ tors 60 weiterhin unter den gewünschten Frequenzwert ab­ fällt, wird das Ausgangssignal des ersten Integrators 56 ne­ gativ, um eine Kompensation zu bewirken. Jedoch ist die zeitliche Verzögerung zwischen dem Ausgangssignal des ersten Integrators 56 und der Änderung in dem Ausgangssignal des Verzögerungs-Voreilungs-Netzwerkes 64 zu groß, wodurch eine zu starke Phasenverschiebung eingeführt wird und somit eine Instabilität bewirkt wird, wie dies durch den in Fig. 3 ge­ zeigten Pfeil verdeutlicht wird.

Die Fachveröffentlichung Sharpe, C. A., "Speed up PLLs", Elektronic Design 24, 22. November 1977, offenbart eine Geschwindigkeitsverbesserungsschaltung zum Verbessern der benötigten Zeit zur Einrastung der Phasenschleife. Hier wer­ den drei verschiedene Ansätze genannt. Der erste Ansatz liegt in der Erfassung großer Änderungen der Teilerzahl und in dem Nachführen des spannungsgesteuerten Oszillators mit einer schnelleren Rate, als dies die normale Phasenrast­ schleifendynamik erlaubt, durch Schalten zwischen zwei span­ nungsgesteuerten Oszillatoren, die bei verschiedenen Fre­ quenzen arbeiten, oder durch Bereichsumschaltung eines spannungsgesteuerten Oszillators mit Kondensatoren in einer zugeordneten Tankschaltung. Jedoch müssen für diese Maßnah­ men die genauen Frequenzverschiebungen, die benötigt werden, bekannt sein. Der zweite Ansatz liegt in der Auswahl von Schaltungswerten zur Optimierung der Nachführungsrate ohne Beeinträchtigung der anderen Phasenrastschleifencharak­ teristiken. Der dritte Ansatz betrifft die Grobabstimmung der Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators mit einer Kanalinformation unter Verwendung eines Summiernetzwerkes oder mit einer Abstimmspannung unter Verwendung von Varak­ toren gemäß dem Frequenzeinrasten durch die Phasenrast­ schleife. Diese Vorgehensweisen sind ziemlich einschränkend und komplex. In jedem Fall wird hierdurch nicht die Stabi­ lität der Phasenrastschleife betroffen, so daß die Stabili­ tätsprobleme weiterhin bestehen.

Das US-Patent Nr. 3,316,497 offenbart eine Vorrichtung, die einen phasengesteuerten Oszillator mit einem Filter variabler Frequenzcharakteristik umfaßt. Das Ausgangsfehlersignal eines Phasenkomparators 14 wird zunächst mit Hilfe von zwei Filterstufen variabler Frequenzcharakteristik gefiltert und dann durch einen Verstärker verstärkt. Diese Filterstufen sind bei einem großen Fehlersignal breitbandig und bei einem kleinen Fehlersignal schmalbandig. Diese variable Frequenz­ charakteristik wird mit Hilfe einer Diodenschaltung realisiert, deren Kennlinie um den Ursprung spiegelsymmetrisch ist. Die Funktion dieser Diodenschaltung besteht darin, bei einem großen Fehlersignal den Widerstand R2 parallel zum Widerstand R1 zu schalten, wodurch die Grenzfrequenz der Filterstufe erhöht wird. Dies führt zu einem großen Fangbereich der PLL für große Fehlersignale auf Kosten der Einrastzeit.

Das US-Patent Nr. 4,005,256 offenbart eine Vorrichtung zur automatischen Frequenzkontrolle, die zur Abstimmung der Empfangsfrequenz in einem Fernsehempfänger mittels eines UHF- bzw. VHF-Tuners eingesetzt wird. Der UHF-Tuner hat eine nichtlineare Frequenz-Abstimmspannungs-Kennlinie. Im Bereich von kleineren Abstimmspannungen (weniger als etwa 12 Volt) zeigt die Frequenz-Abstimmspannungs-Kennlinie eine lineare Charakteristik. Wird die Abstimmspannung weiter erhöht, so wird die Frequenz-Abstimmspannungs-Kennlinie zunehmend nicht-linear, so daß eine relativ hohe Abstimmspannung lediglich eine geringe Veränderung der Frequenz zur Folge hat. Um diesem Effekt entgegenzuwirken, wird eine Schaltung bestehend aus einer Zenerdiode D2 und einer weiteren Diode D1 offenbart. Die Funktion dieser Diodenschaltung besteht darin, die Frequenz-Abstimmspannungs-Kennlinie bei höheren Abstimmspannungen auf der Basis einer sinkenden dynamischen nicht-linearen Impedanz dieser Diodenschaltung zu linearisieren.

In Anbetracht dessen ist es nun die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Niederfrequenzsyntheziser zu schaffen, der ein verbessertes Zeitverhalten und eine bessere Stabilität hat.

Diese Aufgabe wird durch einen Niederfrequenzsynthesizer gemäß den Merkmalen nach Anspruch 1 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen sind der Gegenstand von Unteransprüchen.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung schafft einen Nieder­ frequenzsynthesizer mit einer Phasenrastschleife des Types III, welches einen weiteren Referenzoszillator, einen wei­ teren Phasen/Frequenz-Detektor, zwei Integratoren, ein pas­ sives Verzögerungs-Voreilungs-Netzwerk, einen spannungsge­ steuerten Oszillator (VCO) und einen Frequenzteiler umfaßt. Gemäß der Erfindung umfaßt der Niederfrequenzsynthesizer ferner eine Zenerdiode in dem Verzögerungs-Voreilungs-Netz­ werk, um ein asymmetrisches Laden und Entladen eines Kon­ densators in dem Verzögerungs-Voreilungs-Netzwerk zur Auf­ rechterhaltung der Schleifenstabilität (d. h. zum Vermeiden des Klingelns und des Schwingens) zu schaffen, indem eine Schleifensättigung insbesondere bei großen Änderungen in der Teilerzahl N zu verhindern, welche die Betriebsfrequenz des Niederfrequenzsynthesizers festlegt, wodurch die Stabilität, das Phasenrauschverhalten und das Sprungantwortverhalten oder Übergangsantwortverhalten der phasengerasteten Regel­ schleife des Types III verbessert werden.

Der Niederfrequenzsynthesizer gemäß der Erfindung ist vorteilhaft in einer gewobbelten Synthesizerquelle, die vorzugsweise einen elektronisch abstimmbaren Mikrowellen­ oszillator, einen Frequenzabtaster, einen Niederfrequenz­ synthesizer, einen Phasen/Frequenz-Detektor, einen Referenz­ oszillator, eine Schleifenfilter/Signalkonditionie­ rungs-Schaltung, eine elektronische Vorabstimmschaltung, wie beispielsweise einen Digital-Analog-Wandler (DAW) und eine Einrichtung zum Öffnen und Schließen der phasengerasteten Regelschleife, wie beispielsweise einen Schalter, hat. Zu­ sätzlich umfaßt in dem Fall, daß die gewobbelte Synthesizer­ quelle über mehrere Frequenzbänder betrieben wird, die gewobbelte Synthesizerquelle ferner eine Nachlauf- und Hal­ te-Schaltung.

Bei einer derartigen gewobbelten Synthesizerquelle wird der Abstimmstrom, der dem Mikrowellenoszillator zugeführt wird, anfänglich auf Null eingestellt, um Hysterese-Effekte zu be­ seitigen, indem beispielsweise anfänglich der Abstimmeingang des Mikrowellenoszillators von dem Rest der Schaltung abge­ koppelt wird. Ebenfalls wird die elektronische Abstimmschal­ tung, wie beispielsweise ein DAW anfänglich eingestellt, um eine Spannung zum Treiben des Mikrowellenoszillators derart zu schaffen, daß der Mikrowellenoszillator nahe seiner mini­ malen Betriebsfrequenz arbeitet, wobei die Teilerzahl N rückgesetzt wird, so daß der Niederfrequenzsynthesizer an­ fänglich nahe seiner minimalen Betriebsfrequenz betrieben wird. Dann wird die Abstimmschaltung mit dem Abstimmeingang des Mikrowellenoszillators verbunden.

Als nächstes wird die hauptsächliche Phasenrastschleife ge­ schlossen, woraufhin der Mikrowellenoszillator phasenmäßig bei dessen minimaler Betriebsfrequenz einrastet. Der Nie­ derfrequenzsynthesizer in der Hauptphasenrastschleife wird dann gewobbelt, um den Mikrowellenoszillator über die ge­ wünschte Frequenzspanne zu treiben. Wenn sich die gewünschte Frequenzspanne über mehrere Frequenzbänder erstreckt, wird der Niederfrequenzsynthesizer über seinen Betriebsfrequenz­ bereich gewobbelt, der seinerseits den Mikrowellenoszillator bis zu der maximalen Frequenz des vorliegenden Frequenz­ bandes wobbelt bzw. frequenzmäßig durchsteuert. Dann wird die Hauptphasenrastschleife geöffnet und der Abstimmeingang des Mikrowellenoszillators mit der Nachfolge- und Halte- Schaltung verbunden, so daß die Frequenz des Mikrowellen­ oszillators bei der maximalen Frequenz des vorliegenden Fre­ quenzbandes gehalten wird, und der Niederfrequenzsynthesizer erneut auf einen anfänglichen Wert gesetzt. Dann wird der Schalter betätigt, um die Nachfolge- und Halte-Schaltung abzukoppeln und um erneut die Hauptphasenrastschleife zu schließen, woraufhin der Niederfrequenzsynthesizer erneut gewobbelt bzw. frequenzmäßig durchgesteuert wird. Jedes Fre­ quenzband wird auf eine ähnliche Art durchlaufen, bis die gewünschte Frequenzspanne von einer gewählten Startfrequenz bis zu einer gewählten Stopfrequenz durchgewobbelt ist. Dieses Verfahren kompensiert die Vorabstimmung zum Besei­ tigen einer Hysterese, kompensiert Nichtlinearitäten der Abstimmung, eine zeitliche Drift sowie eine temperaturmäßige Drift des Mikrowellenoszillators.

Ferner kann bei der gewobbelten Synthesizerquelle ein Vor­ abstimm-Kalibrierungs-Verfahren verwendet werden, so daß der Mikrowellenoszillator anfänglich bei dessen minimaler Be­ triebsfrequenz einrastet, wenn die gewobbelte Synthesizer­ quelle zu Beginn des frequenzmäßigen Durchwobbelns in ihren Anfangszustand gebracht wird. Das Vorabstimm-Kalibrie­ rungs-Verfahren verwendet einen internen Frequenzzähler, ei­ nen internen Spannungskomparator und ein internes Voltmeter.

Bei dem Beginn der Vorabstimm-Kalibrierung wird der DAW verwendet, um den Mikrowellenoszillator auf Null einzu­ stellen. Dann wird die minimale Abstimmspannung gemessen. Daraufhin wird der DAW auf seinen Maximalwert eingestellt. Daraufhin wird die verfügbare Abstimmspannung gemessen. Auf­ grund dieser gemessenen Werte werden die Neigung und der Kurvenversatz abgeleitet, um eine Berechnung eines kali­ brierten DAW-Wertes für jede Abstimmspannung über den ge­ samten Bereich der verfügbaren Abstimmspannungen zu schaf­ fen.

Ein anfänglicher DAW-"Keim"-Wert wird in einem Festwert­ speicher der Steuerung gespeichert. Dieser Keimwert ist die DAW-Zahl zur Vorabstimmung des Mikrowellenoszillators auf eine Frequenz, die eine vorbestimmte Frequenz unterhalb der gewünschten anfänglichen Rastfrequenz entsprechend der mini­ malen Betriebsfrequenz des Mikrowellenoszillators ist.

Die DAW-Zahl wird auf den Keimwert eingestellt, so daß der Mikrowellenoszillator anfänglich unter Verwenden des DAW- Keimwertes vorabgestimmt wird. Dann wird die anfängliche Frequenz des Niederfrequenzsynthesizers nahe seines Mini­ malwertes eingestellt, wobei der Mikrowellenoszillator unter Verwendung der momentanen DAW-Zahl abgestimmt wird, wobei diese Zahl anfangs der Keimwert ist. Daraufhin wird die tat­ sächliche Abstimmspannung, die durch den DAW in Reaktion auf den Keimwert erzeugt wird, gemessen und gespeichert.

Als nächsten wird die Hauptphasenrastschleife geschlossen und ein Phasenrasten versucht. Die momentan vorliegende Ab­ stimmspannung bei geschlossener Hauptphasenrastschleife wird gespeichert. Der Betrieb der Hauptphasenrastschleife wird durch den internen Spannungskomparator überwacht, um zu er­ mitteln, ob oder ob nicht ein Einrasten auftritt.

Falls kein Phasenrasten auftritt, wird die DAW-Zahl um Eins erhöht. Dann wird das anfängliche Phasenrasten der Haupt­ phasenrastschleife erneut bei einer Abstimmspannung ver­ sucht, die von der erhöhten DAW-Zahl abgeleitet wird.

Falls das Phasenrasten auftritt, wird die momentane Abstimm­ spannung gemessen und mit der Abstimmspannung verglichen, die beim Vorabstimmen unter Verwenden des DAW-Keimwertes vorlag. Von diesen beiden Werten (d. h. der momentanen Ab­ stimmspannung, bei der das Phasenrasten auftritt, und der anfänglichen Vorabstimmspannung) wird abgeleitet, ob die Rastfrequenz oberhalb oder unterhalb der ausgewählten Vor­ abstimmspannung liegt. Wenn die Einrastfrequenz unterhalb der gewählten Vorabstimmfrequenz liegt, wird die DAW-Zahl um Eins erhöht, woraufhin das Phasenrasten erneut bei einer Ab­ stimmspannung versucht wird, die von dieser erhöhten DAW- Zahl abgeleitet wird.

Falls die gewobbelte Synthesizerquelle phasenmäßig auf ein Frequenz oberhalb der gewählten Vorabstimmfrequenz einra­ stet, wird ermittelt, ob oder ob nicht die momentane Pha­ senrastfrequenz die richtige Frequenz (richtige harmonische Zahl) entsprechend der minimalen Betriebsfrequenz des Mik­ rowellenoszillators ist. In dieser Situation wird die Haupt­ phasenrastschleife geöffnet. Ferner wird die Einstellung für die DAW-Zahl, die zur Erzeugung der momentanen Phasenrast­ frequenz benötigt wird, auf der Grundlage einer Messung der momentanen Phasenrastfrequenzabstimmspannung, der Neigung und des Versatzes (Offset) abgeleitet, wobei der DAW mit dieser Anzahl eingestellt wird und eine entsprechende Vor­ abstimmspannung durch den DAW erzeugt wird, die verwendet wird, um den Mikrowellenoszillator vorabzustimmen. Das be­ deutet, daß der Mikrowellenoszillator auf eine Frequenz un­ ter Verwenden der gleichen Abstimmspannung vorabgestimmt wird, die vorliegen würde, wenn die gewobbelte Synthesizer­ quelle anfänglich phasenmäßig einrastet.

Als nächstes wird der Frequenzausgang des Abtasters durch den internen Frequenzzähler gezählt und gespeichert. Die Frequenz des Niederfrequenzsynthesizers wird dann um einen bekannten Betrag verschoben, woraufhin das Frequenzaus­ gangssignal des Abtasters erneut gezählt und gespeichert wird.

Die Differenz zwischen den beiden gezählten Abtastfrequenzen sowie der bekannte Betrag, um den die Frequenz des Nieder­ frequenzsynthesizers verschoben ist, werden verwendet, um die Harmonische zu ermitteln, auf welche die gewobbelte Synthesizerquelle abgestimmt wird. Wenn das Phasenrasten bei der richtigen Harmonischen auftritt, wird die vorher be­ stimmte DAW-Zahl (d. h. die DAW-Zahl entsprechend der Ab­ stimmspannung, die zu dem anfänglichen Phasenrasten führte) gespeichert. Diese gespeicherte DAW-Zahl wird verwendet, um ein Vorabstimmen zum Einrasten bei der niedrigsten Betriebs­ frequenz des Mikrowellenoszillators bei dem nachfolgenden Betrieb durchzuführen.

Wenn andererseits ermittelt wird, daß das anfängliche Ein­ rasten bei der richtigen Harmonischen nicht aufgetreten ist, wird die anfängliche Vorabstimm-DAW-Zahl um Eins erhöht, und das Phaseneinrasten wird erneut unter Verwenden einer Ab­ stimmspannung versucht, die von der DAW-Zahl abgeleitet ist. Vorzugsweise wird eine vorbestimmte Maximalzahl von Versu­ chen zur Phaseneinrastung bei der richtigen Vorabstimmfre­ quenz durchgeführt. Falls hierbei kein Erfolg auftritt, wird der Vorabstimmungs-Kalibrierungs-Prozeß abgebrochen.

Die gewobbelte Synthesizerquelle, bei der die Erfindung einsetzbar ist, liefert ein Phasenrasten, um eine genaue Steuerung der von der gewobbelten Synthesizerquelle erzeug­ ten Frequenzen zu ermöglichen. Die gewobbelte Synthesizer­ quelle schafft ferner vorzugsweise eine verbesserte Zeit zur Erreichung des Phasenrastzustandes und eine verbesserte Stabilität des in dieser Quelle enthaltenen Niederfrequenz­ synthesizers, um eine gewobbelte Synthesizerquelle mit verbesserter Frequenzgenauigkeit und reduziertem Phasen­ rauschen über einen breiten Bereich von Betriebsfrequenzen zu schaffen.

Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockdiagramm einer bekannten gewobbelten Syn­ thesizerquelle;

Fig. 2 ein Blockdiagramm eines bekannten Niederfrequenz­ synthesizers, der in der in Fig. 1 gezeigten Syn­ thesizerquelle enthalten ist;

Fig. 3 ein Übergangsantwortverhalten des bekannten Nie­ derfrequenzsynthesizers gemäß Fig. 2 während der Großsignalbetriebsweise in Reaktion auf große Än­ derungen der Teilerzahl N;

Fig. 4 ein Blockdiagramm einer gewobbelten Synthesizer­ quelle gemäß einem Ausführungsbeispiel, bei der die Erfindung verwendbar ist;

Fig. 5 ein Flußdiagramm eines Ausführungsbeispieles des Verfahrens zum Erzielen einer genauen und wieder­ holbaren Durchsteuerung oder Wobbelung der Frequenz der gewobbelten Synthesizerquelle gemäß Fig. 4;

Fig. 6 die die Fig. 6A bis 6C umfaßt, ein Flußdiagramm eines Ausführungsbeispieles eines Verfahrens für die Vorabstimmkalibrierung der gewobbelten Synthe­ sizerquelle gemäß Fig. 4;

Fig. 7 ein Blockdiagramm eines Niederfrequenzsynthesizers gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung als Bestandteil einer gewobbelten Synthesizerquelle gemäß Fig. 4 zur Verbesserung der Stabilität, des Phasenrauschverhaltens und des Antwortverhaltens der gewobbelten Synthesizerquelle;

Fig. 8 welche die Fig. 8A, 8B und 8C umfaßt, Übergangs­ antwortsignale des in Fig. 7 gezeigten Niederfre­ quenzsynthesizers; und

Fig. 9 welche die Fig. 9A bis 9D umfaßt, schematische Diagramme zum Implementierung verschiedener Schal­ tungen der gewobbelten Synthesizerquelle gemäß Fig. 4.

Bislang wurde zum Einrasten auf eine beliebige Frequenz innerhalb des Bereiches einer gewobbelten Synthesizerquelle ein Mikrowellenoszillator einfach nahe dieser Frequenz vor­ abgestimmt. Die benötigte Vorabstimmspannung wurde von einem Vorabstimm-Kalibrierungs-Algorithmus abgeleitet, welcher auf einer Übertragungsfunktion der Vorabstimmfrequenz bezüglich der Spannung, die ein Digital-Analog-Wandler (DAW) erzeugt, basiert. Wenn jedes Frequenzband einer gewünschten Wobbel­ frequenzspanne durchlaufen wurde, wurde die Hauptphasenrast­ schleife geöffnet, woraufhin der DAW auf einen neuen Wert als Startfrequenz für das darauffolgende Frequenzband ge­ setzt wurde. Daher hat die Vorabstimmung bislang keine Kom­ pensation der Hysterese und der Abstimm-Nichtlinearität er­ bracht und unterlag der Drift des Mikrowellenoszillators in Abhängigkeit von Zeit und Temperatur. Daher waren die Ge­ nauigkeit und die Wiederholbarkeit des frequenzmäßigen Durchwobbelns der Wobbelsynthesizerquelle geringer als er­ wünscht.

Bei einem Ausführungsbeispiel einer gewobbelten Synthesizer­ quelle zum Schaffen eines genauen, wiederholbaren Wobbel­ frequenzbetriebes, welches allgemein mit dem Bezugszeichen 10' bezeichnet ist, ist in Fig. 4 dargestellt. Die gewobbelte Synthesizerquelle 10' umfaßt einen elektronisch abstimmbaren Mikrowellenoszillator 12', der in einer Hauptphasenrastschleife mit einem Frequenzabtaster 14' verbunden ist, und umfaßt ferner einen Niederfrequenzsynthe­ sizer 16', einen Phasen/Frequenz-Detektor 18', einen Refe­ renzoszillator 20', eine Schleifenfilter/Signalkonditio­ nierungsschaltung 22', eine elektronische Vorabstimmschal­ tung 24', wie beispielsweise einen Digital-Analog-Wandler (DAW) und eine Einrichtung zum Öffnen und Schließen der Schleife, wie beispielsweise einen Schalter 26', wobei die­ ses Ausführungsbeispiel hinsichtlich seiner Konfiguration der in Fig. 1 gezeigten bekannten gewobbelten Synthesizer­ quelle 10 ähnelt. Ebenfalls hat der Schalter 26' in ähnli­ cher Weise wie bei der bekannten gewobbelten Synthesizer­ quelle 10 gemäß Fig. 1 eine erste Position, die durch die durchgezogene Linie in Fig. 4 bezeichnet ist, in der ein Ausgang des Schleifenfilters 22' mit dem Abstimmeingang des Mikrowellenoszillators 12' verbunden ist, und eine zweite Position, welche durch die gepunktete Linie in Fig. 4 ge­ zeigt ist, in der der Ausgang der Vorabstimmschaltung 24' mit dem Abstimmeingang des Mikrowellenoszillators verbunden ist.

Wie ebenfalls in Fig. 4 gezeigt ist, umfaßt die gewobbelte Synthesizerquelle 10' gemäß einem Ausführungsbeispiel ferner eine Nachfolge- und Halte-Schaltung 30, die mit einem Eingang an den Ausgang des Schleifenfilters 22' an­ geschlossen ist. Die Nachfolge- und Halte-Schaltung 30 speichert das Ausgangssignal des Schleifenfilters 22', wel­ ches in Fig. 4 gezeigt ist, welches dem häufigsten Wert der Spannung entspricht, die während des Betriebes der Haupt­ phasenrastschleife zum Treiben des Mikrowellenoszillators 12' erzeugt wird.

Ebenfalls hat gemäß dem einen Ausführungsbeispiel der ge­ wobbelten Synthesizerquelle 10' der Schalter 26' eine dritte Position, die durch die gestrichelte Linie gemäß Fig. 4 verdeutlicht ist, in welcher der Abstimmeingang des Mikrowellenoszillators 12' von dem Rest der Schaltung abgekoppelt ist, so daß es ermöglicht wird, daß eine Zener­ diode und ein Widerstand (nicht dargestellt), welche über eine Abstimmspule (nicht dargestellt) des Mikrowellenoszil­ lators geschaltet sind, eingeschaltet werden, so daß die in dem magnetischen Feld der Spule gespeicherte Energie in einem Kreisstrom durch die Spule, die Zenerdiode und den Wi­ derstand verloren geht. Letztlich hat der Schalter 26' eine vierte Position, die durch die strichpunktierte Linie gemäß Figur verdeutlicht ist, in welcher der Ausgang der Nachfolge- und Halte-Schaltung 30 mit dem Abstimmeingang des Mi­ krowellenoszillators 12' verbunden ist.

Wie in Fig. 4 gezeigt ist, werden der Betrieb und die Syn­ chronisation der Vorabstimmschaltung 24' und des Schalters 26' durch eine Steuerung 28', wie beispielsweise einen Mi­ kroprozessor, gesteuert. Die Steuerung 28' steuert und syn­ chronisiert den Betrieb des Niederfrequenzsynthesizers 16'.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel des Verfahrens der Erfin­ dung, das unter Bezugnahme auf Fig. 5 erläutert wird, wird die gewobbelte Synthesizerquelle 10' derart betrieben, daß der Abstimmstrom, der anfänglich dem Mikrowellenoszillator 12' zugeführt wird, auf Null gesetzt wird, wie dies durch das Bezugszeichen 32 in Fig. 5 verdeutlicht ist. Daher wird jegliche Energie, die in dem Magnetfeld aufgrund des vorhe­ rigen Betriebes des Mikrowellenoszillators 12' gespeichert ist, abgebaut, so daß Hystereseeffekte beseitigt werden und daher nicht den nachfolgenden Betrieb des Mikrowellenoszil­ lators beeinträchtigen. Ebenfalls wird, wie dies durch das Bezugszeichen 34 in Fig. 5 gezeigt ist, die Vorabstimmspan­ nung anfänglich eingestellt, um eine Spannung zu erzeugen, durch die der Mikrowellenoszillator 12' nahe seiner minima­ len Betriebsfrequenz betrieben wird, wobei die Teilerzahl N rückgesetzt wird, so daß der Niederfrequenzsynthesizer 16 nahe seiner minimalen Betriebsfrequenz anfänglich einge­ stellt wird. Dann wird der Vorabstimmstrom zu dem Mikrowel­ lenoszillator 12' zugeführt, wie dies durch das Bezugszei­ chen 36 in Fig. 5 verdeutlicht ist.

Als nächstes wird, wie dies durch das Bezugszeichen 38 in Fig. 5 verdeutlicht ist, die Vorabstimmung beendet und die Hauptphasenrastschleife geschlossen. Demgemäß rastet der Mikrowellenoszillator 12' phasenmäßig bei seiner minimalen Betriebsfrequenz ein. Daher wird der Niederfrequenzsynthe­ sizer 16' in der Hauptphasenrastschleife gewobbelt, um den Mikrowellenoszillator 12' derart zu betreiben, daß dieser über einen Frequenzbereich gewobbelt wird, der den Abschnitt des Bereiches von der minimalen Frequenz bis zu der ge­ wünschten Startfrequenz (falls diese Frequenzen tatsächlich voneinander abweichen) umfaßt, und dann von der Startfre­ quenz bis zur Stopfrequenz gewobbelt, wodurch die gewünschte Frequenzspanne überstrichen wird, wie dies durch das Bezugs­ zeichen 40 in Fig. 5 angegeben ist.

Wenn die durch Wobbeln zu überstreichende Frequenzspanne der gewobbelten Synthesizerquelle 10' (d. h. der Abschnitt des Bereiches von der minimalen Frequenz des Mikrowellenoszil­ lators 12' bis zu der Stopfrequenz) sämtliche Frequenzbänder oder einen Teil eines anderen Frequenzbandes des Mikrowel­ lenoszillators mit Ausnahme des Anfangsfrequenzbandes um­ faßt, wie dies durch das Bezugszeichen 42 in Fig. 5 bezeich­ net ist, wird der Mikrowellenoszillator zu der maximalen Frequenz des momentanen Frequenzbandes gewobbelt. Die maxi­ male Frequenz des momentanen Frequenzbandes entspricht dem Betriebspunkt, bei dem der Niederfrequenzsynthesizer 16' zu seiner maximalen Frequenz gewobbelt ist (d. h. dem Maximal­ wert der Teilerzahl N), wie dies durch das Bezugszeichen 44 in Fig. 5 bezeichnet ist. An dem Punkt der Betriebscharak­ teristik, bei dem der Niederfrequenzsynthesizer 16' seine Maximalfrequenz für ein Frequenzband erreicht, wird die Hauptphasenrastschleife geöffnet, und der Abstimmeingang des Mikrowellenoszillators 12' wird mit dem Ausgang der Nach­ folge- und Halte-Schaltung 30 verbunden, so daß die Frequenz des Mikrowellenoszillators bei der momentanen Frequenz durch die Nachfolge- und Halte-Schaltung gehalten wird, wie dies durch das Bezugszeichen 46 in Fig. 5 verdeutlicht ist. Dar­ aufhin wird die Hauptphasenrastschleife geöffnet, wie dies mit dem Bezugszeichen 48 in Fig. 5 verdeutlicht ist, wobei der Niederfrequenzsynthesizer 16' erneut auf einen anfäng­ lichen Zustand nahe seiner minimalen Frequenz eingestellt wird (wobei die Teilerzahl N auf ihr Minimum rückgesetzt wird).

Als nächstes wird die Hauptphasenrastschleife erneut ge­ schlossen, wie dies durch das Bezugszeichen 50 in Fig. 5 bezeichnet ist. Der Niederfrequenzsynthesizer 16' wird daraufhin erneut gewobbelt, so daß der Mikrowellenoszillator 12' ein frequenzmäßiges Überstreichen oder Wobbeln bis zu höheren Frequenzen in dem benachbarten Frequenzband durch­ führt, wie dies durch das Bezugszeichen 40 in Fig. 5 be­ zeichnet ist. Jedes Frequenzband wird in ähnlicher Weise durchlaufen, bis eine gewählte Stopfrequenz erreicht ist, die durch das Bezugszeichen 42 in Fig. 5 bezeichnet ist.

Detaillierter bezugnehmend auf Fig. 4 arbeitet die gewob­ blete Synthesizerquelle 10' folgendermaßen, um Probleme im Zusammenhang mit der Hysterese und der Nicht-Linearität des Mikrowellenoszillators 12' zu lösen. Um sicherzustellen, daß eine bestimmte Vorabstimmschaltung eine gewünschte Vorab­ stimmfrequenz liefert, wird die Abstimmschaltung immer auf Null eingestellt, bevor das Vorabstimmen stattfindet. Dies beseitigt tatsächlich die gespeicherte Hysterese in dem Magnetmaterial des Mikrowellenoszillators 12'. Daher betä­ tigt die Steuerung 28' den Schalter 26' und bringt ihn in die Lage, die durch die gestrichelte Linie in Fig. 4 darge­ stellt ist, um den Abstimmstrom für den Mikrowellenoszilla­ tor 12' auf Null zu setzen. Daher wird der Abstimmeingang des Mikrowellenoszillators 12' zunächst von dem Rest der Schaltung entkoppelt, bevor eine Vorabstimmung des Mikro­ wellenoszillators stattfindet.

Wenn der Abstimmstrom wirksam auf Null rückgesetzt ist, in­ dem der Abstimmeingang des Mikrowellenoszillators 12' von dem Rest der Schaltung entkoppelt wird, wird eine gering­ fügige Zeitdauer benötigt, um das Magnetfeld in dem magne­ tischen Material des Mikrowellenoszillators abzubauen (d. h. um den Mikrowellenoszillator zu stabilisieren). Diese Zeit kann in der Größenordnung von einigen 10 Millisekunden, wie beispielsweise von ungefähr 30 Millisekunden für den Fall liegen, daß die Hauptspule des Mikrowellenoszillators 12' eine Induktivität von 1 Henry hat.

Ferner wird der Mikrowellenoszillator 12' bei seiner Vorab­ stimmung in konsistenter Weise nahe seiner minimalen Fre­ quenz vorabgestimmt. Um den Mikrowellenoszillator 12' nahe der minimalen Frequenz seines Betriebsfrequenzbereiches vor­ abzustimmen, stellt die Steuerung 28' den DAW der Vorab­ stimmschaltung 24' auf einen Wert ein, durch den eine Span­ nung erzeugt wird, die den benötigten Abstimmstrom zum Vor­ abstimmen des Mikrowellenoszillators nahe seiner minimalen Betriebsfrequenz liefert. Dann betätigt die Steuerung 28' den Schalter 26' in die gestrichelte Lage gemäß Fig. 4, um den Ausgang der Vorabstimmschaltung 24' mit dem Abstimm­ eingang des Mikrowellenoszillators 12' zu verbinden, um den Mikrowellenoszillator nahe seiner minimalen Betriebsfrequenz zu betreiben.

Um den Mikrowellenoszillator 12' phasenmäßig bei einer ge­ wünschten Vorabstimmfrequenz einzurasten, ist die Zeit für die Einstellung des Mikrowellenoszillators proportional zu dem Ausmaß des Frequenzbereiches, über den der Mikrowellen­ oszillator bis zu der gewünschten Vorabstimmfrequenz ge­ wobbelt bzw. frequenzmäßig durchgesteuert werden muß. Je höher die Vorabstimmfrequenz liegt, desto länger ist die Einstellzeit für den Mikrowellenoszillator 12'. Die Vorab­ stimmung auf die minimale Frequenz des Betriebsbereiches des Mikrowellenoszillators 12' minimiert die Einstellzeit des Mikrowellenoszillators und erhöht die Wiederholgenauigkeit des Betriebes des Mikrowellenoszillators.

Als nächstes wird die Hauptphasenrastschleife geschlossen. Um die Hauptphasenrastschleife zu schließen, betätigt die Steuerung 28' den Schalter 26' in die Lage, die in Fig. 4 durch eine durchgezogene Linie dargestellt ist, um den Ausgang des Schleifenfilters 22' mit dem Abstimmeingang des Mikrowellenoszillators 12' zu verbinden. Der Betrieb der Hauptphasenrastschleife verursacht anschließend, daß der Mikrowellenoszillator 12' bei seiner minimalen Betriebs­ frequenz einrastet.

Der Niederfrequenzsynthesizer 16' wird dann bis zu einer Frequenz aufwärts gewobbelt, die die Stopfrequenz der ge­ wobbelten Synthesizerquelle 10' erzeugt, oder wird bis zu dem maximalen Frequenz des Niederfrequenzsynthesizers hoch­ gewobbelt, je nach dem, welches dieser beiden Ereignisse zu­ erst auftritt. Falls die gewählte Stopfrequenz der gewob­ belten Synthesizerquelle 10' in einem Frequenzband des Mi­ krowellenoszillators 12' liegt (d. h. ein anderer Kammzahn am Ausgang des Abtasters 14' ist), so wobbelt die Steuerung 28' den Mikrowellenoszillator bis zu der maximalen Frequenz des momentanen Frequenzbandes durch Wobbeln des Niederfre­ quenzsynthesizers 16' bis zu dessen maximaler Frequenz (d. h. bis zu der maximalen Teilerzahl N). Die Steuerung 28' be­ tätigt dann den Schalter 26' und bringt ihn in die strich­ punktierte Lage gemäß Fig. 4, so daß der Ausgang der Nach­ folge- und Halte-Schaltung 30 mit dem Abstimmeingang des Mi­ krowellenoszillators 12' verbunden wird. Anschließend wird der Mikrowellenoszillator 12' bei der momentanen Frequenz durch die Nachfolge- und Halte-Schaltung 30 angehalten.

Die Betätigung des Schalters 26' in seine strichpunktierte Position gemäß Fig. 4 bewirkt gleichfalls ein Öffnen der Hauptphasenrastschleife, so daß die Steuerung 28 erneut den Niederfrequenzsynthesizer 16' nahe seiner minimalen Be­ triebsfrequenz durch Rücksetzen der Teilerzahl N auf deren Minimum auf einen Anfangszustand bringen kann. Das erneute in einen anfänglichen Zustand bringen des Niederfrequenz­ synthesizers 16' ist erforderlich, um das Wobbeln des näch­ sten Frequenzbandes des Betriebsbereiches des Mikrowellen­ oszillators 12' zu beginnen.

Dann betätigt die Steuerung 28' den Schalter 26' in die durch die durchgezogene Linie in Fig. 4 gezeigte Lage, um den Abstimmeingang des Mikrowellenoszillators 12' von dem Ausgang der Nachfolge- und Halteschaltung 30 zu trennen und um erneut die Hauptphasenrastschleife zu schließen. Da der Mikrowellenoszillator 12' auf dem Kammzahn der Abtastschal­ tung 14' bei Beendigung des vorherigen Überstreichens oder Durchwobbelns des Niederfrequenzsynthesizers 16' gehalten wird, fährt der Betrieb der Schaltung von diesem Betriebs­ punkt ausgehend fort. Wenn daraufhin die Steuerung 28' er­ neut ein Durchwobbeln des Niederfrequenzsynthesizers 16' von dessen minimaler Frequenz bis zu dessen maximaler Frequenz veranlaßt, bewegt sich der Mikrowellenoszillator 12' von der Einrastung auf dem Kammzahn bei der höchsten Frequenz des vorherigen Frequenzbandes und folgt dem Niederfrequenz­ synthesizer nach, um höhere Frequenzen zu erzeugen. Jedes Frequenzband wird in ähnlicher Art durchlaufen, bis eine gewählte Stopfrequenz der gewobbelten Synthesizerquelle 10' erhalten ist.

Die oben beschriebene Betriebsweise minimiert den Einfluß der Hysterese, der Abstimm-Nichtlinearität, der zeitlichen Drift und der Temperaturdrift des Mikrowellenoszillators 12'. Die Basis für die Lösung gemäß dem Ausführungsbeispiel der gewobbelten Synthesizerquelle 10' gemäß Fig. 4 liegt in der Beseitigung von Hystereseproblemen, indem jeweils die Abstimmschaltung auf Null gesetzt wird, bevor die Vorab­ stimmung des Mikrowellenoszillators 12' erfolgt. Daher wird der Mikrowellenoszillator 12' darauf beschränkt, nahe seiner minimalem Betriebsfrequenz vorabgestimmt zu werden, und wird jeweils nahe der minimalen Betriebsfrequenz betrieben, um eine Vorabstimmung des Mikrowellenoszillators auf eine will­ kürliche Frequenz zu verhindern. Dies beseitigt das Erfor­ dernis der Ableitung von stückweise linearen Ubertragungs­ funktionssegmenten, die verwendet werden, um willkürliche Vorabsti'nmfrequenzen zum Überstreichen verschiedener Fre­ quenzbänier während des Betriebes der gewobbelten Synthe­ sizerquelle 10' zu berechnen. Die Nicht-Linearität des Mi­ krowellerioszillators 12' ist von vergleichsweise geringer Bedeutung, solange nicht Diskontinuitäten auftreten.

Es wird ein Vorabstimm-Kalibrierungs-Verfahren geschaffen, um eine gute anfängliche Vorabstimmung der gewobbelten Synthesizerquelle 10' zu schaffen. Das Vorabstimmungs-Kali­ brierungs-Verfahren wird vorzugsweise vor dem Schritt 32 in Fig. 5 ausgeführt. Ein Ausführungsbeispiel des Vorabstim­ mungs-Kalibrierungs-Verfahrens für die gewobbelte Synthesizerquelle 10' ist in dem Flußdiagramm der Fig. 6A bis 6C gezeigt und wird nachfolgend erläutert.

Der Zweck des Vorabstimmungs-Kalibrierungs-Verfahrens liegt in der Ableitung eines DAW-Wertes oder einer DAW-Zahl, wobei dieser bzw. diese benötigt werden, um den Mikrowellenoszil­ lator 12' ungefähr auf die anfängliche Einrastfrequenz (d. h. die minimale Betriebsfrequenz des Mikrowellenoszillators) vorabzustimmen. Nachdem die Hauptphasenrastschleife der ge­ wobbelten Synthesizerquelle 10' einmal in die Nähe dieser Frequenz vorabgestimmt ist, wird die phasenmäßige Einrastung erreicht. Es ist erforderlich, daß die Vorabstirümfrequenz ungefähr gleich der anfänglichen Einrastfrequenz ist, um phasenmäßiges Einrasten auf dem falschen Kammzahn des Ab­ tasters 14' zu verhindern.

Das Vorabstimm-Kalibrierungs-Verfahren gemäß den Fig. 6A bis 6C verwendet einen internen Frequenzzähler 15, der mit einem Ausgang des Abtasters 14' verbunden ist, einen inter­ nen Spannungskomparator 19, der mit dem Ausgang des Pha­ sen/Frequenz-Detektors 18' verbunden ist, und ein internes Voltmeter 25, das mit dem Abstimmeingang des Mikrowellen­ oszillators 12' verbunden ist, wie dies in Fig. 4 gezeigt ist. Das interne Voltmeter 25 wird verwendet, um die Ab­ stimmspannung zu messen, die dem Mikrowellenoszillator 12' zugeführt wird. Bei dem Ausführungsbeispiel der gewobbelten Synthesizerquelle 10' gemäß Fig. 4 hat der interne Frequenz­ zähler 15 eine maximale Frequenzbegrenzung von ungefähr 18 MHz, so daß die Frequenz der gewobbelten Synthesizerquelle nicht direkt gezählt werden kann. Daher wird der interne Frequenzzähler 15 verwendet, um die Zwischenfrequenz von dem Ausgang der Abtastschaltung 14' zu zählen. Für diese Fre­ quenz gilt folgende Gleichung:
Fif = N.Fn.f - Fs

Hierbei sind:
Fif = die Zwischenfrequenz;
N = die harmonische Kammzahnzahl;
Fn.f = die Frequenz des Niederfrequenzsynthesizer
16' (d. h. des n-Teilungs-Synthesizers); und
Fs = die Frequenz des Mikrowellenoszillators 12'.

Die Vorabstimmkalibrierung wird vorzugsweise ausgeführt, wenn die gewobbelte Synthesizerquelle 10' leistungsmäßig hochgefahren ist, auf eine Quellenvoreinstellung, und immer dann, wenn die Vorabstimmfrequenz sich um mehr als ungefähr 30 MHz von einem vorher abgeleiteten Wert entfernt hat. (Nach jedem Wobbeln bzw. frequenzmäßigem Durchsteuern wird die DAW-Vorabstimmzahl bezüglich eines optimalen Versatzes von der anfänglichen gewünschten Einrastfrequenz einge­ stellt).

Bezugnehmend auf die Fig. 6A bis 6C wird beim Beginn der Vorabstimm-Kalibrierung der DAW auf seinen Minimalwert (d. h. auf Null) eingestellt, wie dies durch das Bezugszeichen 72 in Fig. 6A angegeben ist. Daraufhin wird, wie dies durch das Bezugszeichen 74 in Fig. 6A bezeichnet ist, die sich ergebende Minimalabstimmspannung Vmin gemessen. Als nächstes wird der DAW auf seinen Maximalwert eingestellt, wie dies durch das Bezugszeichen 76 in Fig. 6A angegeben ist. Dar­ aufhin wird die sich ergebende maximal verfügbare Abstimm­ spannung Vmax gemessen, wie dies durch das Bezugszeichen 78 in Fig. 6A angegeben ist. Aufgrund dieser Werte für Vmin und Vmax werden die Neigung und ein Versatz berechnet, wo­ durch es ermöglicht wird, einen kalibrierten DAW-Wert ent­ sprechend der jeweiligen Abstimmspannung über den gesamten Bereich der verfügbaren Abstimmspannungen zu berechnen, wie dies durch das Bezugszeichen 80 in Fig. 6A bezeichnet ist.

Ein anfänglicher DAW-"Keim"-Wert wird in einem Festwert­ speicher (EEPROM) in der Steuerung 28' in der Fabrik ge­ speichert. Dieser Keimwert der DAW-Zahl wird in der Fabrik eingestellt, um dem Mikrowellenoszillator 12' auf eine Fre­ quenz ungefähr 50 MHz unterhalb der gewünschten anfänglichen Einrastfrequenz entsprechend der minimalen Betriebsfrequenz des Mikrowellenoszillators voreinzustellen. Dieser große Versatz (50 MHz) ist derart festgelegt, daß die anfängliche Vorabstimmfrequenz immer unterhalb der gewünschten anfäng­ lichen Einrastfrequenz liegt, unabhängig von den jeweils schlechtesten Temperaturbedingungen und Alterungseffekten, die bei dem Mikrowellenoszillator 12' beobachtet werden können.

Wie dies durch das Bezugszeichen 82 in Fig. 6A bezeichnet ist, wird die DAW-Zahl anfänglich auf den Keimwert einge­ stellt, so daß der Mikrowellenoszillator 12' anfänglich un­ ter Verwendung des DAW-Keim-Wertes vorabgestimmt wird, wobei der Schleifenzähler "loop_counter" auf Null gesetzt wird. Dann wird die Teilerzahl N auf ihr Minimum eingestellt, um die anfängliche Frequenz des Niederfrequenzsynthesizers 16' zu bestimmen, und der Mikrowellenoszillator 12' wird unter Verwenden der momentanen DAW-Zahl vorabgestimmt, welche an­ fänglich auf den Keimwert eingestellt wird, wie dies durch das Bezugszeichen 84 in Fig. 6A angegeben ist. Daraufhin wird die tatsächliche Abstimmspannung, die durch den DAW erzeugt wird, in Reaktion auf den Keimwert gemessen und als "pret_volt" gespeichert, wie dies durch das Bezugszeichen 86 in Fig. 6A angegeben ist.

Als nächstes wird die Hauptphasenrastschleife geschlossen, wie dies durch das Bezugszeichen 88 in Fig. 6A angegeben ist, und ein Phasenrasten wird versucht. Die aktuelle Ab­ stimmspannung, die vorliegt, wenn die Hauptphasenrastschlei­ fe geschlossen wird, wird als "start_lock_volt" gespeichert, wie dies durch das Bezugszeichen 90 in Fig. 6A angegeben ist.

Der Betrieb der Hauptphasenrastschleife wird beobachtet, um zu ermitteln, ob oder ob nicht ein Einrasten auftritt, wie dies durch das Bezugszeichen 92 in Fig. 6B gezeigt ist. Beispielsweise wird das Ausgangssignal des Phasen/Frequenz- Detektors 18' durch den inneren Spannungskomparator 19 überprüft, wie dies in Fig. 4 gezeigt ist, um zu überprüfen, ob oder ob nicht ein phasenmäßiges Einrasten erreicht worden ist.

Wenn kein phasenmäßiges Einrasten auftritt, wird die DAW- Zahl um Eins erhöht, und der Schleifenzähler "loop_counter" wird gleichfalls um Eins erhöht, wie dies durch das Bezugs­ zeichen 94 in Fig. 6 C bezeichnet ist. Wenn der Schleifen­ zähler "loop_counter" den Wert 20 übersteigt (d. h. wenn 20 vorherige Versuche der anfänglichen Einrastung fehlgeschla­ gen sind), wie dies durch das Bezugszeichen 96 in Fig. 6C verdeutlicht ist, wird der Vorabstimm-Kalibrierungs-Prozeß beendet, wie dies durch das Bezugszeichen 98 in Fig. 6C bezeichnet ist. Anderenfalls wird das anfängliche Einrasten der Hauptphasenrastschleife erneut versucht, wie dies durch die Schritte 84, 86, 88, 90 und 92 in den Fig. 6A und 6B gezeigt ist, bei einer Abstimmspannung, die sich aus der erhöhten DAW-Zahl ergibt.

Wenn das Einrasten erfolgt, wie dies bei Schritt 92 gemäß Fig. 6B festgestellt wird, wird die momentane Abstimmspan­ nung gemessen und mit der Abstimmspannung bei der Vorab­ stimmung verglichen. Von diesen beiden Werten (d. h. der momentanen Abstimmspannung, bei der das Phaseneinrasten auf­ tritt, und der anfänglichen Vorabstimm-Spannung) wird abge­ leitet, ob die Einrastfrequenz oberhalb oder unterhalb der vorgewählten Vorabstimmfrequenz ist, wie dies durch das Be­ zugszeichen 100 gemäß Fig. 6B bezeichnet ist. Falls die Einrastfrequenz unterhalb der ausgewählten Abstimmfrequenz liegt, wird die DAW-Zahl um Eins erhöht, wie dies durch das Bezugszeichen 94 in Fig. 6C angegeben ist, woraufhin das Einrasten erneut versucht wird, wie dies durch die Schritte 84, 86, 88, 90 und 92 in den Fig. 6A und 6B dargestellt ist, wobei dies bei einer Abstimmspannung erfolgt, die von der erhöhten DAW-Zahl abgeleitet wird. Jedoch wird erneut, wie dies durch die Schritte 96 und 98 in Fig. 6C verdeut­ licht ist, eine Maximalzahl von 20 Versuchen unternommen, um das Phaseneinrasten bei der richtigen Startfrequenz herbei­ zuführen.

Wenn die gewobbelte Synthesizerquelle 10' phasenmäßig auf eine Frequenz oberhalb der vorausgewählten Vorabstimmfre­ quenz einrastet, wird ermittelt, ob oder ob nicht die tat­ sächliche Phasenrastfrequenz eine richtige Frequenz ist (eine richtige harmonische Zahl), welche der minimalen Be­ triebsfrequenz des Mikrowellenoszillators 12' entspricht. Diesbezüglich wird die Hauptphasenrastschleife geöffnet, wie dies durch das Bezugszeichen 102 in Fig. 6B verdeutlicht ist. Ferner wird eine Einstellung der DAW-Zahl, die benötigt wird, um die tatsächliche Phasenrastfrequenz zu erzeugen, auf der Grundlage der Messung der tatsächlichen Phasenrast­ frequenz-Abstimmspannung (start_lock_volt) abgeleitet, wobei die Steigung und die Versatzwerte bei Schritt 80 gemäß Fig. 6A ermittelt werden, woraufhin der DAW mit dieser Zahl ein­ gestellt wird und die entsprechende Vorabstimmung-Spannung, die durch den DAW erzeugt wird, verwendet wird, um den Mi­ krowellenoszillator 12' vorabzustimmen, wie dies durch das Bezugszeichen 104 gemäß Fig. 6B verdeutlicht ist. Das be­ deutet, daß der Mikrowellenoszillator 12' auf eine Frequenz vorabgestimmt wird, wobei die gleiche Abstimmspannung ver­ wendet wird, wie sie verwendet wurde, als die gewobbelte Synthesizerquelle 10' anfänglich phasenmäßig einrastete.

Als nächstes wird das Frequenzausgangssignal der Abtast­ schaltung 14' (Fif) gezählt und als "first_freq" gespei­ chert, wie dies durch das Bezugszeichen 106 in Fig. 6B be­ zeichnet ist. Wie dies bei dem Bezugszeichen 108 in Fig. 6B gezeigt ist, wird die Frequenz des Niederfrequenzsynthesi­ zers 16' dann um einen bekannten Betrag verschoben, worauf­ hin das Frequenzausgangssignal der Abtastschaltung 14' er­ neut gezählt und als "second_freq" gespeichert wird, wie dies durch das Bezugszeichen 110 gemäß Fig. 6B angegeben ist.

Da der Mikrowellenoszillator 12' phasenmäßig nicht einge­ rastet ist, wird dessen Frequenz um einen feststellbaren Betrag driften. Es ist wichtig, die Frequenz des Nieder­ frequenzsynthesizers 16' soweit wie möglich zu verschieben, um eine maximale Verschiebung der Frequenz des Ausgangs­ signales der Abtastschaltung 14' zu erzielen. Dies minimiert die Wirkung der Drift des Mikrowellenoszillators 12'.

Anfänglich kann die Frequenz der gewobbelten Synthesizer­ quelle 10' ungefähr 12 MHz unterhalb der Harmonischen des Niederfrequenzsynthesizers 16' sein. Nachdem die Frequenz­ verschiebung des Niederfrequenzsynthesizers 16' auftritt, kann die gewobbelte Synthesizerquelle 10' eine Frequenz von ungefähr 12 MHz oberhalb der Harmonischen des Niederfre­ quenzsynthesizers haben. Dies ergibt eine Frequenzverschie­ bung von ungefähr 24 MHz, während die maximale Frequenzbe­ grenzung von 18 MHz des inneren Frequenzzählers 15 an dem Ausgang der Abtastschaltung 14' mit Sicherheit eingehalten wird. (Die Drift des Mikrowellenoszillators 12' wird zu einer Verminderung der ungefähr bei 6 MHz liegenden Grenze führen, so daß man beispielsweise 12 MHz wählen wird).

Die Differenz zwischen den beiden gezählten Abtastfrequenzen und dem bekannten Betrag, um den sich die Frequenz des Nie­ derfrequenzsynthesizers 16' verschiebt, wird verwendet, um die Harmonische zu bestimmen, mit der die gewobbelte Syn­ thesizerquelle 10' abgestimmt wird, wie dies durch das Be­ zugszeichen 112 in Fig. 6B verdeutlicht ist. Wenn ein Pha­ seneinrasten auf der richtigen Harmonischen aufgetreten ist, wie dies durch das Bezugszeichen 114 in Fig. 6B gezeigt ist, wird die DAW-Zahl bei dem Schritt 104 abgeleitet, wel­ cher in Fig. 6B gezeigt ist, und dann gespeichert, wie dies durch das Bezugszeichen 116 angegeben ist, woraufhin diese gespeicherte DAW-Zahl verwendet wird, um eine Vorabstimmung zum Erzeugen des Einrastens bei der minimalen Betriebsfre­ quenz des Mikrowellenoszillators 12' während des nachfolgen­ den Betriebes vorzunehmen. Dies beendet den Vorabstimmungs- Kalibrierungs-Prozeß, wie dies durch das Bezugszeichen 118 in Fig. 6B angegeben ist.

Wenn andererseits bei dem Schritt 114, der in Fig. 6B ge­ zeigt ist, bestimmt wird, daß das anfängliche Einrasten bei der richtigen Harmonischen nicht stattgefunden hat, wird die DAW-Zahl um Eins erhöht, wie dies durch den Schritt 94 gemäß Fig. 6C angegeben ist, woraufhin das Phaseneinrasten erneut versucht wird, wie dies durch die Schritte 84, 86, 88, 90 und 92 in den Fig. 6A und 6B gezeigt ist, wobei eine Ab­ stimmspannung verwendet wird, die von der erhöhten DAW-Zahl abgeleitet wird. Allerdings wird wiederum, wie dies durch die Schritte 96 und 98 in Fig. 6C gezeigt ist, eine Maxi­ malzahl von 20 Versuchen unternommen, um das Phaseneinrasten bei der richtigen Vorabstimmfrequenz herbeizuführen, wobei anderenfalls der Vorabstimmungs-Kalibrierungs-Prozeß abge­ brochen wird.

Die Erfindung erfüllt ferner die Erfordernisse der Auf­ rechterhaltung der Phasenrastschleifenlinearität für große Wechsel in der Teilerzahl N während des Betriebes des Nie­ derfrequenzsynthesizers 16'. Ein Ausführungsbeispiel der Phasenrastschleifen-Stabilitätsverbesserungsschaltung gemäß der Erfindung ermöglicht einen nicht-linearen Übergang wäh­ rend Perioden der Großsignalantworten der Phasenrastschleife des Niederfrequenzsynthesizers 16', führt jedoch zu keiner Wirkung während der normalen Kleinsignalbetriebsweise, wie nachfolgend unter Bezugnahme auf Fig. 7 gezeigt wird.

Wie in Fig. 7 zu sehen ist, kann ein Ausführungsbeispiel des Niederfrequenzsynthesizers 16' gemäß der Erfindung einen weiteren Referenzoszillator 52', einen Phasen/Frequenz-De­ tektor 54', einen Integrator bzw. Integratoren 56' und 58', einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 60', einen Fre­ quenzteiler 62', und ein Verzögerungs-Voreilungs-Netzwerk 64' mit einem Kondensator 64 A' in der Schaltung einer Pha­ senrastschleife des Types III umfassen. Der VCO 60' ist phasenmäßig mit dem Referenzoszillator 52' unter Verwendung der Phasenrastschleife starr gekoppelt. Die Frequenz des VCO 60' ist N mal die Frequenz des Referenzoszillators 52', wo­ bei N die Teilerzahl des Frequenzteilers 62' ist, der durch die Steuerung 28' eingestellt wird, wie dies in Fig. 4 ge­ zeigt ist.

In einem Ausführungsbeispiel des Niederfrequenzsynthesizers 16', das in Fig. 7 gezeigt ist, ist eine Phasenrästschlei­ fen-Stabilitätsverbesserungsschaltung 66 vorgesehen, um ein nicht-lineares Übergangsverhalten während Perioden der Groß­ signalantworten der Phasenrastschleife des Niederfrequenz­ synthesizers 16' zu erzeugen, wobei jedoch diese Schaltung keine Wirkung während der normalen Kleinsignalbetriebsweise zeigt. Vorzugsweise umfaßt die Phasenrastschleifen-Stabili­ tätsverbesserungsschaltung 66 eine normalerweise rückwärts vorgespannte Reihenschaltung einer Zenerdiode 66A und einer Diode 66B, wobei diese Reihenschaltung über das Verzöger­ ungs-Voreilungs-Netzwerk 64' geschaltet ist, wie dies in Fig. 7 gezeigt ist.

Um den Phasenfehler bei der Hochgeschwindigkeitsfrequenz­ nachfolge zwischen dem Niederfrequenzsynthesizer 16' und dem in Fig. 4 gezeigten Mikrowellenoszillator 12' zu minimieren, wird eine maximale Verstärkung in der Phasenrastschleife für den Niederfrequenzsynthesizer gewünscht. Dies kann durch Verwenden von zwei Integratoren 56' und 58' erreicht werden.

Die Phasenrastschleife des Niederfrequenzsynthesizers 16' muß sich schnell einstellen, wenn sich die Teilerzahl N än­ dert, um die Frequenz des Niederfrequenzsynthesizers und damit die Frequenz des Mikrowellenoszillators 12', der in Fig. 4 gezeigt ist, durchzuwobbeln. Die sich ergebenden Sprungantwortspannungen innerhalb der Phasenrastschleife liegen unterhalb ihrer Sättigungsgrenzen, wenn die Änderun­ gen von N klein sind, so daß die Schleife demgemäß eine sta­ bile Kleinsignalbetriebsweise zeigt. Jedoch laufen die bei­ den Integratoren 56' und 58' in Reaktion auf große Änderun­ gen von N in ihren Sättigungsbereich, so daß innerhalb des Niederfrequenzsynthesizers 16' die Möglichkeit einer Groß­ signalinstabilität besteht.

Das Großsignal-Sprungantwortverhalten des Niederfrequenz­ synthesizers 16', der in Fig. 7 gezeigt ist, wird nachfol­ gend erläutert. Bei einer Grenzfrequenz von beispielsweise 25 Hz ergibt sich eine erhebliche Nachlaufzeit bei großen Änderungen bezüglich der Teilerzahl N. Wenn die Teilerzahl N von einer großen Zahl zu einer kleinen Zahl geändert wird, schaltet die Frequenz des VCO 60' von einem hohen Wert zu einem niedrigen Wert. Wenn N geändert wird, schwingt das Ausgangssignal des ersten Integrators 56' in die positive Richtung, während das Ausgangssignal des zweiten Integrators 58' in die negative Richtung schwingt, wobei der Kondensator 64A' des Verzögerungs-Voreilungs-Netzwerkes 64' entladen wird und die Frequenz des VCO 60' abnimmt.

Wenn die Frequenz des VCO 60' weiterhin bis über die ge­ wünschte Frequenz hinaus abnimmt, schwingt das Ausgangs­ signal des ersten Integrators 56' in die negative Richtung, um eine Kompensation herbeizuführen. Jedoch sind die Zeit­ verzögerungen zwischen dem Ausgangssignal des ersten Inte­ grators 56' und der Änderung des Ausgangssignals des Ver­ zögerungs-Voreilungs-Netzwerkes 64' möglicherweise zu groß, wodurch sehr starke Phasenverschiebungen und daher eine mög­ liche Instabilität eingeführt werden.

Ein Ausführungsbeispiel der Phasenrastschleifen-Stabili­ tätsverbesserungsschaltung 66 gemäß der Erfindung arbeitet folgendermaßen. Während der Perioden des Großsignalumschal­ tens wird die Durchbruchsspannung der Zenerdiode 66A über­ schritten, so daß die Zenerdiode eingeschaltet wird, so daß die Phasenrastschleifen-Stabilitätsverbesserungsschaltung 66 das Verzögerungs-Voreilungs-Netzwerk 64' überbrückt, um eine sehr schnelle Entladung des Verzögerungs-Voreilungs-Konden­ sators 64A zu ermöglichen. Als Ergebnis hiervon kommt es zu einem nach unten gerichteten Überschwingen der Spannung über das Verzögerungs-Voreilungs-Netzwerk 64', wodurch bewirkt wird, daß die Eingangsspannung des Verzögerungs-Voreilungs- Netzwerkes eine Kompensation herbeiführt, indem sie positiv wird. Dann findet ein Überschießen der Phasenrastschleife des Niederfrequenzsynthesizers 16' statt, wobei jedoch der Verzögerungs-Voreilungs-Kondensator 64A' bei einer sehr niedrigen Laderate geladen wird.

Grundsätzlich ermöglicht die Phasenrastschleiferi-Stabili­ tätsverbesserungsschaltung 66 ein asymetrisches Laden und Entladen des Verzögerungs-Voreilungs-Kondensators 64A', um den Rücklaufzustand oder Rücksprungzustand zu verbessern. Unter dem Rücklaufen bzw. Rückspringen sei ein Schalten von einer hohen Frequenz des VCO 60' zu einer niederen Frequenz verstanden.

Fig. 8A zeigt das Ausgangssignal des zweiten Integrators 58' in der Phasenrastschleife des Niederfrequenzsynthesizers 16' mit der Phasenrastschleifen-Stabilitätsverbesserungs­ schaltung 66. Es sei angemerkt, daß die Einrastzeit bei un­ gefähr 1,6 Millisekunden liegt verglichen mit ungefähr 6 Millisekunden für die in Fig. 3 gezeigte Phasenrastschaltung ohne die Phasenrastschleifen-Stabilitätsverbesserungsschal­ tung 66. Die Ausgangsspannung des zweiten Integrators 58' bleibt bei ihrer negativen Grenzspannung bzw. Versorgungs­ spannung für einige Millisekunden gesättigt, wobei die Schleife nun in ihrem nicht-linearen Zustand ist. Ihr nega­ tives Spannungsschwingen beträgt minus 8 Volt, wobei dieser Wert deutlich oberhalb der Sättigungsgrenze liegt. Wenn die Phasenrastschleife des Niederfrequenzsynthesizers 16' sich letztlich von der Sättigung erholt, bewirkt sie ein über­ schießen und Klingeln, bis sie letztlich ihren endgültigen Sollwert erreicht.

Fig. 8B zeigt die Abstimmspannung für den VCO 60' (das Aus­ gangssignals des Verzögerungs-Voreilungs-Netzwerkes 64') mit der Phasenrastschleifen-Stabilitätsverbesserungsschaltung 66. Es sei angemerkt, daß einige Zyklen des Unterschießens und Überschießens auftreten, bevor sich die Spannung stabi­ lisiert. Das Unterschießen bewirkt eine schnelle Entladung des Verzögerungs-Voreilungs-Kondensators 64A', während die Überschießspannung nur einen minimalen Ladeeffekt hat. Dies kann man in Fig. 8C sehen. Die Änderung der Kondensator­ spannung bezüglich der Zeit ist sehr steil während der Ent­ ladeperiode, während die Steigung während der Ladeperiode im wesentlichen flach ist. Dieses zylklische Verhalten wieder­ holt sich, bis die Spannung über den Verzögetungs-Vor­ eilungs-Kondensator 64A' (und damit die Ausgangsspannung des Verzögerungs-Voreilungs-Netzwerkes 64') sich an den Sollwert annähert. Was auf den ersten Blick als Instabilität wirkt, erweist sich bei näherer Betrachtung als tatsächlich ziemlich stabiler Zustand. Die Einschaltspannung der Zener­ diode 66A bestimmt die Hysterese der Phasenrastschleife des Niederfrequenzsynthesizers 16'.

Die Phasenrastschleifen-Stabilitätsverbesserungsschaltung 66 verbessert erheblich die Phasenrastschleifen-Sprungantwort­ zeit. Bei Verwendung in einer Phasenrastschleife des Types III mit dem Verzögerungs-Voreilungs-Netzwerk 64' zur Ver­ besserung des VCO-Phasenrauschens führt diese Schaltung zu einer Minimierung der Schleifeninstabilität (des Klingelns und des Schwingens) durch Verhinderung der Schleifensätti­ gung.

Das Ausführungsbeispiel der gewobbelten Synthesizerquelle 10' die in Fig. 4 gezeigt ist, einschließlich des Nieder­ frequenzsynthesizers 16' mit der in Fig. 7 gezeigten Pha­ senrastschleifen-Stabilitätsverbesserungsschaltung 66 kann durch Veränderung des im Handel verfügbaren Netzwerkanaly­ sators realisiert werden, welcher unter der Bezeichnung HP 8720 B von der Firma Hewlett-Packard-Company, Palo alto, Kalifornien, vertrieben wird. Bei dem Modell HP 8720 B ist der Niederfrequenzsynthesizer 16' ein n-Teilungs-Synthesi­ zer. Die erforderlichen Veränderungen der Schaltung des Mo­ delles HP 8720 B sind in den schematischen Schaltungsdia­ grammen der Fig. 9A bis 9D gezeigt. Insbesondere zeigt Fig. 9A eine Realisierung der Schleifenfilter/Signalkondi­ tionierungs-Schaltung 22', welche einen "ersten Integrator" und einen "zweiten Integrator" umfaßt. Der Schalter 26' um­ faßt vorzugsweise die zusätzliche Schaltung, die an dem Aus­ gang des ersten Integrators erscheint. Die Werte der Kompo­ nenten, die der zweite Integrator bei dem Modell HP 8720 B umfaßt, wurden zu den Werten gemäß Fig. 9A verändert, wo­ durch die Realisierung der hinzugefügten Nachfolge- und Hal­ te-Schaltung 30 erleichtert wird. Letztlich wurden die Werte der Komponenten, die in den Schaltungen "YIC 1 Hauptspulen­ treiber", "YIC 2 Hauptspulentreiber", und "FM-Spulentreiber" des Mikrowellenoszillators 12' enthalten sind, von den Wer­ ten der Komponenten des Modelles HP 8720 B auf die in Fig. 9A gezeigten Werte geändert. Wie in Fig. 9B gezeigt ist, wird der Phasen/Frequenz-Detektor 54 gegenüber demjenigen in dem Modell HP 8720 B verändert, um die Erfassung von bidi­ rektionalen Frequenzverschiebungen im Gegensatz zu lediglich unidirektionalen Frequenzverschiebungen des Ausganges der Abtastschaltung 14' zu ermöglichen. Fig. 9C zeigt den zwei­ ten Integrator 58', der zu der Schaltung des Modelles HP 8720 B an dem Ausgang des Integrators zugefügt ist, der in der vorherigen Schaltung enthalten ist. Letztlich zeigt Fig. 9D die Verzögerungs-Voreilungs-Netzwerk/Phasenrastschal­ tungs-Stabilitätsverbesserungsschaltung 64', 66, die zu der Schaltung des Modelles HP 8720 B zwischen dem zugefügten zweiten Integrator 58' und dem VCO hinzugefügt ist, der in der vorgenannten Schaltung enthalten ist. Der interne Fre­ quenzzähler 15, der interne Spannungskomparator 19 und das interne Voltmeter 25, die in Fig. 4 gezeigt sind, sind mo­ mentan in der Schaltung des Modelles HP 8720 B enthalten.

Letztlich umfassen die Anhänge bzw. Appendices A bis D eine Quellencodeauflistung der Firmware, die durch die Steuerung 28' ausgeführt wird. Anhang A ist die Firmware, die das Pha­ senrasten der gewobbelten Synthesizerquelle 10' steuert. Ap­ pendices B ist die Firmware, die den DAW der Vorabstimm­ schaltung 24' steuert. Appendice C ist die Firmware zur Steuerung der Operation des Niederfrequenzsynthesizers 16'. Letztlich ist Appendice D die Firmware für das Vorabstim­ mungs-Kalibrierungs-Verfahren gemäß dem Ausführungsbeispiel, das in den Fig. 6A bis 6C gezeigt ist.

Die vorliegende Erfindung schafft daher einen Niederfre­ quenzsynthesizer, der eine verbesserte Sprungantwort und eine verbesserte Stabilität der Phasenrastschleife des Nie­ derfrequenzsynthesizers hat. Die Erfindung schafft gleich­ falls einen Niederfrequenzsynthesizer für eine gewobbelte Synthesizerquelle zur Schaffung einer gewobbelten Synthe­ sizerquelle mit einer verbesserten Frequenzgenauigkeit und einem verringerten Phasenrauschen über ein breites Band von Betriebsfrequenzen.

Anhang A

Anhang B

Anhang C

Anhang D

Claims (3)

1. Ein Niederfrequenz-Synthesizer (16') mit folgenden Merkmalen:
einem spannungsgesteuerten Oszillator VCO (60') mit einem Abstimmeingang und mit einem Ausgang;
einer Frequenzteilereinrichtung (62') mit einem Steuer­ eingang, einem mit dem Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators (60') verbundenen Eingang und einem Ausgang;
einer Referenzoszillatoreinrichtung (52') mit einem Ausgang;
einer Phasendetektoreinrichtung (54'), mit einem ersten Eingang, der mit dem Ausgang der Referenzoszillatorein­ richtung (52') verbunden ist, einem zweiten Eingang, der mit dem Ausgang der Frequenzteilereinrichtung (62') verbunden ist, und einem Ausgang;
einer ersten Integratoreinrichtung (56') mit einem Eingang, der mit dem Ausgang der Phasendetektoreinrichtung (54') verbunden ist, und einem Ausgang;
einer zweiten Integratoreinrichtung (58') mit einem Eingang, der mit dem Ausgang der ersten Integratoreinrichtung (56') verbunden ist, und einem Ausgang;
einem passiven Verzögerungs-Voreilungs-Netzwerk (64') mit einem Eingang, der mit dem Ausgang der zweiten Inte­ gratoreinrichtung (58') verbunden ist, und einem Ausgang, der mit dem Abstimmeingang des spannungsgesteuerten Oszillators (60') verbunden ist, wobei das Verzögerungs-Voreilungs-Netzwerk einen Widerstand, der mit dem Ausgang der zweiten Integratoreinrichtung (58') und mit dem Abstimmeingang des spannungsgesteuerten Oszillators (60') verbunden ist, und einen Kondensator (64A') aufweist, der mit dem Eingang des spannungsgesteuerten Oszillators (60') und Masse gekoppelt ist;
einer Steuerungseinrichtung (28'), die mit dem Steuereingang der Frequenzteilereinrichtung (62') verbunden ist;
einer Phasenrastschleifen-Stabilitätsverbesserungsschaltung (66), die mit dem Eingang und dem Ausgang des Ver­ zögerungs-Voreilungs-Netzwerkes (64) verbunden ist, wobei die Phasenrastschleifen-Stabilitätsverbesserungsschaltung (66) ausgebildet ist, um durch Überbrücken oder Nicht-Überbrücken des Widerstandes ein Laden und ein Entladen des Kondensators (64A') asymmetrisch zu steuern.

2. Niederfrequenz-Synthesizer nach Anspruch 1, wobei die Phasenrastschleifen-Stabilitätsverbesserungs­ schaltung (66) eine Zenerdiode (66A) aufweist, die in Rückwärtsrichtung vorgespannt ist, die mit dem Ausgang der zweiten Integratoreinrichtung (58') und mit dem Abstimm­ eingang des spannungsgesteuerten Oszillators (60') verbunden ist.

3. Niederfrequenz-Synthesizer nach Anspruch 2,
bei dem die Zener-Diode (66A) eine Anode und eine Kathode umfaßt, wobei die Anode der Zener-Diode (66A) mit dem Ausgang der zweiten Integratoreinrichtung (58) verbunden ist; und
bei dem die Pasenrastschleifen-Stabilitätsverbesserungs­ schaltung (66) ferner eine weitere Diode (66B) mit einer Anode und einer Kathode umfaßt, wobei die Anode der weiteren Diode (66B) mit dem Steuereingang des spannungsgesteuerten Oszillators VCO (60') verbunden ist, und wobei die Kathode der weiteren Diode (66B) mit der Kathode der Zener-Diode (66A) verbunden ist.