DE4210463A1

DE4210463A1 - Modifizierter verlust- und verzerrungsarmer gegentakt-verstaerker fuer impedanzen mit grossem phasenwinkel bei eingepraegter spannung

Info

Publication number: DE4210463A1
Application number: DE19924210463
Authority: DE
Inventors: Gerhard Schroedel; Franz Hirmke
Original assignee: SCHROEDEL GERHARD 96103 HALLSTADT DE
Current assignee: SCHROEDEL GERHARD 96103 HALLSTADT DE
Priority date: 1992-03-10
Filing date: 1992-03-10
Publication date: 1993-09-23

Description

Die Erfindung nach Anspruch 1 bezieht sich auf einen modifizierten Gegentakt- Leistungsverstärker, der aus 2 asymmetrischen und in ihrer Funktion unterschiedlichen Steuerstufen besteht, von denen die eine während der positiven Halbwelle als Stellglied einer spannungseinprägenden Stromquelle fungiert (Ta), während die andere Stufe (Tb) als Stellglied eines Konstantstromgebers arbeitet, der während der negativen Halbwelle vom Strombedarf der Last-Impedanz ausgesteuert wird, wobei gleichzeitig die erste Stufe für die gewünschte Last-Spannung sorgt, die Priorität hat.

Grundschaltung

Nach Bild 1 wird der Stelltransistor Ta von einem Regelverstärker V angesteuert, der das Ausgangssignal U_L an der Bürde des Verstärkers Z_L als Ist-Wert über eine Rückführung Rf mit dem Audiosignal als Soll-Wert vergleicht, wodurch an der Last eine dem Audiosignal proportionale Spannung U_L eingeprägt wird.

Die Emitterfolgerschaltung mit dem Transistor Tb als Stellglied enthält im Emitterzweig einen Stromteiler, bestehend aus Ra+Rb in Reihe, dessen Mittelabgriff durch die Rückführung Rf als Verstärkerausgang definiert ist. Der Strom in diesem Teiler, in Verbindung mit der Seriendiode D3, wird bestimmt von den Spannungsabfällen der Serienelemente im Basisvorspann D1, Ro, D2, die über Rk oder mit Konstantstrom Ik versorgt werden, der bezogen ist auf das Emitterpotential von Ta, wie auch der Teilerstrom, Ia, Ib. Die Dioden D1 bzw. D2 dienen dabei der Temperaturkompensation von Ube des Transistors Tb bzw. der Durchlaßspannung U_D der Diode D3. Sie ist zur Entkopplung des signalhemmenden Einflusses von Ra auf das Steuersignal des Basisvorspanns von Tb während der negativen Laststromphasen -I_L erforderlich, die den Emitterzweig von Tb betreffen.

Arbeitsweise

Wie in Bild 2 dargestellt, wird der Laststrom +I_L bei der Aussteuerung des Verstärkers mit der positiven Spannungshalbwelle bei ohmscher Bürde R_L von Ta geliefert, in Phase zur eingeprägten Spannung +U_L.

Wie in Bild 3 dargestellt, wird der Laststrom -I_L bei der Aussteuerung des Verstärkers mit der negativen Spannungshalbwelle bei ohmscher Bürde R_L von Tb geliefert. Dabei erfolgt dessen Ansteuerung durch Verschiebung der Serienpotentiale an D1, D2, Ro des Basisvorspanns ins Negative, wobei die Diode D3 in den sperrenden Zustand gerät und somit Ra wirkungslos ist. Ta nimmt dabei nur die Steuerströme des Emitterfolgers auf und sorgt für die einzuprägende Lastspannung -U_L, die bei ohmscher Bürde zum Strom in Phase liegt (vergl. auch Bild 7a,b). Rà ist grundsätzlich nicht erforderlich. Ist er aber für besondere Funktionen von Vorteil, so soll Rà ≧ (B_Tb·Rb)-Ra sein (BStromverstärkung).

Bei kapazitiver oder induktiver Last-Impedanz Z_L werden Phasenverschiebungen des Laststromes I_L gegenüber der eingeprägten Spannung U_L, abhängig von der momentanen Stromflußrichtung, entweder von Ta oder Tb aufgenommen:

Bei positiver oder negativer Spannungshalbwelle und positiver Stromrichtung von Ta, bei positiver oder negativer Spannungshalbwelle und negativer Stromrichtung von Tb (vergl. auch Bild 7a,b).

Vorteile der Schaltung

Da in der beschriebenen Schaltung die Ausgangsspannung U_L mittels eines Regelkreises dem Audio-Signal proportional angeglichen wird, ergeben sich alle Vorteile, die ein "steuerbarer Spannungsregler" bietet, wie beispielsweise Unempfindlichkeit des Ausgangssignal gegenüber Netz- und Lastschwankungen. Daraus ergibt sich, daß Brummspannungen der Netzteile und Impedanzänderungen von Z_L das Ausgangssignal U_L nicht beeinflussen.

Dank der Schaltungskombination wird aber auch bei bipolarem Betrieb, wo Verzerrungen im Null-Durchgang einer zu übertragenden Sinuswelle zu erwarten sind, verursacht durch zu spätes - Bild 5 - oder vorzeitiges Umschalten der Gegentaktstufen Ta und Tb - Bild 6 -, wie auch Verzerrungen im Vorfeld der Übersteuerungsgrenze bei Halbwellenbetrieb, gut ausgeregelt, weshalb ein sehr geringer Klirrfaktor erzielt wird.

Der Verstärker eignet sich auch für Rechteckbetrieb als Schaltverstärker, da ein gleichzeitiges Durchschalten der Gegentaktstufen ausgeschlossen werden kann, aufgrund der Priorität von Ta gegenüber dem stromeinprägenden Emitterfolger mit Tb.

Da es sich in der erfindungsgemäßen Schaltung um einen nahezu exakten Gleichspannungsverstärker handelt, ergibt sich ein linearer Frequenzgang von fu=0 Hz an bis zur oberen Grenzfrequenz fo. Sie ist im wesentlichen durch die Anstiegs- und Abfallzeiten t_r und t_f der Leistungsstufen Ta und Tb vorgegeben; doch lassen sich auch mit gängigen Halbleitern Frequenzen bis in den HF-Bereich erzeugen.

Ferner ist der Verstärkerausgang in der Lage, bei beliebiger Momentanspannung von U_L richtungsgeänderte Lastströme in vollem Umfang aufzunehmen, wodurch Phasenverschiebungen der Lastimpedanz Z_L auf die Spannung U_L keinen Einfluß haben.

Da der Verstärker über eine ohmsche Rückführung R_f gegengekoppelt ist, besteht zwischen Eingangs- und Ausgangssignal eine konstante Phasendrehung um 180° über dem gesamten Frequenzband.

Wird diese ohmsche Rückführung als Potentiometer gestaltet, so wird die Spannungsverstärkung linear einstellbar von V=0 bis V=V_max (z. B. 100fach).

Der bestechendste Vorteil der Schaltung gegenüber bekannten Class-A- oder Class-B-Verstärkern liegt darin begründet, daß im nichtausgesteuerten Zustand nur ein sehr geringer Null-Strom (Gleichstromanteil als Querstrom durch Ta und Tb) fließt (Richtwert ca. 20 mA bei P_L=20 Watt Sinusleistung), wodurch die Leistungsverluste in den Endstufen (Ta, Tb) auf ein Minimum reduziert werden, das in der Nähe des theoretischen Minimalwertes eines idealen Sinusverstärkers liegt.

Wie bei allen Verstärkern bewirken auch hier, nach der Grundschaltung Bild 1, Phasenverschiebungen, deren Winkel Phi<0 ist, erhöhte Leistungsverluste.

Bild 7b zeigt den Bereich der möglichen Schwankungen der Verlustleistungen von Ta und Tb zwischen ohmscher Last und einer Blindlast von 90° Phasenverschiebung bei optimaler Aussteuerung der beschriebenen Gegentaktkombination mit einer Sinuswelle, wobei davon ausgegangen wird, daß, wie in Bild 7a dargestellt, die Betriebsspannungen ±U_B mit dem Maximalwert der Amplituden identisch ist, und die Steuerspannungen zwischen Ta und Tb (ca. 1,8 Volt bei Ruhe) vernachlässigt sind.

Der Wirkungsgrad der Schaltung bewegt sich demzufolge zwischen

ca. 79% bei ohmscher Last und
ca. 44% bei Blindlast.

Im Falle eines Phasenwinkels von 180° und Vielfachen davon wird ein Wirkungsgrad von
ca. 31% erreicht. (Eine Verbesserung ist durch Netzspannungsunterdrückung* möglich. - Siehe nächster Abschnitt!)

Es sei besonders darauf hingewiesen, daß der relativ geringe Schaltungsaufwand nicht nur diskret aufgebaute Verstärker vereinfacht, sondern auch in integrierter Halbleitertechnik von besonderem Vorteil ist.

Wird dabei auch die Möglichkeit der Netzspannungsunterdrückung berücksichtigt, so können auch beim Betrieb mit Blindlasten die Leistungsverluste bis weit unter die zu übertragende Leistung reduziert werden!

Damit wäre ein "integrierter Operationsverstärker hoher Leistung" denkbar.

Solch ein IC, montiert auf einem "kleinen Kühlkörper", könnte einen großen, aufwendigen und mit hohen Wärmeverlusten behafteten "Endverstärker" ersetzen.

Anwendungsgebiet

Messen, steuern, regeln, schalten, batteriebetriebene Geräte, insbesondere Elektroakustik und Unterhaltungselektronik, Solartechnik, Weltraumtechnik etc.

Netzspannungsunterdrückung

Aus der Tatsache, daß die relativ geringen Spannungsabfälle am Emitterfolger nach Bild 1 (U1+Uo+U2+Ube_Ta, einschließlich der Restspannungen an Ta und Tb bei Ruhe ca. 2 Volt) als eine nahezu konstante Größe dem Ausgangssignal U_L überlagert sind, ergibt sich die Möglichkeit, auch während des Auslenkens des Ausgangssignals auf diejenigen Versorgungsspannungsanteile, sowohl auf der positiven als auch auf der negativen Anschlußseite, zu verzichten, die zur einwandfreien Aussteuerung von Ta bzw. Tb nicht unbedingt nötig sind.

Eine "Schaltmaßnahme 1. Ordnung" in diesem Sinne besteht darin, daß bei Verwendung eines bipolaren Netzteils (U_B+ und U_B- mit Mittenpotential als Masse) während einer positiven Spannungs-Halbwelle die negative Polseite automatisch abgeschaltet bzw. "unterdrückt" wird und umgekehrt.

Diese Maßnahme ist zwar hinsichtlich einer Verringerung der Verlustleistung bei ohmscher Last ohne Bedeutung, doch wird sie wirksam, wenn während einer Spannungshalbwelle ein gegenpolig fließender Laststrom (-)I₂ auftritt, der jeweils von der anderen, bei ohmischer Last passieren Gegentaktstufe, übernommen werden muß, wie in Bild 2 u. 3 dargestellt. Dies ist dann der Fall, wenn es um eine Last handelt, die einen Blindanteil aufweist (Z_L=R_L+j X_L). Ungünstig ist auch, daß gerade die sonst passive Seite von dem weitaus größeren Spannungsabfall behaftet ist, der als Faktor, zusammen mit dem gegenpolig fließenden Scheinstrom während eines bestimmten Periodenabschnitts, eine hohe Verlustleistung erbringt, wie aus Bild 7b ersichtlich.

Eine Umschaltautomatik sorgt nach Bild 10 für das rechtzeitige Einschalten der für die Darstellung der aktuellen Polarität des Ausgangssignals erforderlichen Versorgungsspannungshälfte bzw. für ein erlaubtes Abschalten der anderen Polhälfte zum richtigen Zeitpunkt, zwecks Reduzierung der Verlustleistung, mit Hilfe der Schaltelemente Sa bzw. Sb, wobei der abgeschaltete Pol vorübergehend über die zuständige Koppeldiode D4 bzw. D5 an das Mittenpotential des bipolaren Netzteils (Masse) angebunden ist.

Diese Funktionen können mit Hilfe von Schwellwertschaltern realisiert werden, indem die für die jeweils bevorstehende Halbperiode benötigte Polarität des Netzteils mit Sa bzw. Sb "voreilend" eingeschaltet bzw. nacheilend abgeschaltet wird.

Der Schaltvorgang ist in Bild 11 dargestellt.

Das Ergebnis der "Netzspannungsunterdrückung 1. Ordnung" zeigt Bild 12a, wo der Verlauf der Verlustleistungen an Ta bzw. Tb im Vergleich zur Verlustleistung ohne Netzspannungsunterdrückung dargestellt ist, sowohl bei Betrieb mit reiner Blindlast (Phi=90°), als auch bei einer Phasendrehung um 180°.

So läßt sich hierdurch die Verlustleistung auf etwa die Hälfte reduzieren. Der Wirkungsgrad der Schaltung bei Blindlastbetrieb verbessert sich somit von ca. 44% auf ca. 63% und bei einem Phasenwinkel von 180°, wo die Verlustleistung ihr Maximum erreicht, von ca. 31% auf ca. 49%.

"Netzspannungsunterdrückung höherer Ordnung"

Damit auch beim Betrieb mit ohmscher Last die Verluste reduziert werden können, sind Schaltmaßnahmen "höherer Ordnung" notwendig im Sinne einer Aufteilung der positiven und negativen Versorgungsspannungen in mehrere Teilbereiche, die in Reihe geschaltet sind. Der um das Nullpotential (ggfs. Mittenpotential Masse) schwingende Spannungspegel des Verstärkerausgangs U_L durchwandert nun der Reihe nach diese Teilspannungsbereiche, wobei alle an den aktuellen Bereich angrenzenden Netzanteile automatisch unterdrückt werden. Im Übergang des potentialmäßig überlagerten Steuerteils (Ta mit Tb) von einem Netzbereich in den jeweils angrenzenden ist es aber unumgänglich, daß beide benachbarte Netzspannungen solange wirksam bleiben, bis sich der Mindestpotentialbedarf von Ta mit Tb (ca. 2 V) insgesamt im neuen Netzbereich befindet. Das gleiche gilt auch für das Zurückwechseln, wodurch kurzzeitig die Leistungsreduzierung nicht voll ausgeschöpft werden kann. Deshalb sollten die Spannungsabfälle am Emitterfolger möglichst klein dimensioniert sein gegenüber dem aktuell wirksamen Teilspannungsbereich der Netzversorgung.

Eine Schaltmaßnahme im Sinne einer "Netzspannungsunterdrückung 2. Ordnung", wobei es sich um eine 2-Teilung der Netzspannungshälften handelt (4× U_B/2 in Serie mit Mittenpotential als Bezugsmasse), zeigt Bild 10a.

Hierbei werden mittels eines Konstantspannungsgebers Vk, der den Mindestspannungsbedarf von Ta mit Tb, einschließlich des Spannungsabfalls an der aktuell zugeschalteten Diode, berücksichtigt, beim Durchwandern der positiven Halbwelle die Schwellwertschalter V1, V3, V5 anregt, die ihre zugeordneten Schaltelemente S1, S3, S5 bedienen, und zwar abhängig von dem Momentanpegel der oberen Konstantspannung Uko, die dem Ausgangssignal U_L überlagert ist, während S2, S4, S6 durch die untere Konstantspannung Uku bedient werden. Die zugehörigen Dioden dienen zur Entkopplung der Schaltvorgänge untereinander.

Auch eine Schaltautomatik, deren Schaltelemente in Serie liegen und ebenfalls durch Dioden entkoppelt werden können, ist möglich, doch benötigt man hierfür mehr Schaltaufwand und die erhöhten Serienspannungsabfälle wirden dem Ziel einer Verminderung der Leistungsverluste entgegen, weshalb hier auf eine Beschreibung verzichtet wird.

Der Schaltvorgang ist in Bild 11a dargestellt.

Die Schaltung 2. Ordnung und aller höheren ist im Sinne einer Verringerung der Leistungsverluste auch bei ohmscher Last wirksam.

Die damit zu erreichende Reduzierung der Verlustleistung gegenüber Normalbetrieb ist für ohmsche Last in Bild 12b und für Blindlast in Bild 12c dargestellt.

Der Wirkungsgrad kann verbessert werden

bei ohmscher Last von ca. 79% auf ca. 84%,
bei Blindlast Phi = 90° von ca. 44% auf 76%
und bei Phasendrehung um 180° von ca. 31% auf 68%.

Modifikationen der Grundschaltung

Da die Steuerspannungen des Emitterfolgers dem Ausgangssignal des Verstärkers überlagert sind und somit um das Mittenpotential des bipolaren Netzteils pendeln, ist von Seiten des Regelverstärkers V ein Steuersignal für Ta erforderlich, das größer ist als die Lastspannung U_L. Ein handelsüblicher Operationsverstärker, wie er in der Grundschaltung nach Bild 1 symbolisiert ist, liefert aber maximal nur ca. ±20 Volt, weshalb im Sinne der Erfindung für höhere Spannungen andere Wege beschritten werden müssen.

In Bild 8 wird an Stelle des OP (V) eine Differenzschaltung verwendet, die es gestattet, die Summe beider Netzspannungsanteile zu durchlaufen, vermindert, um die Restspannungen von Ta und Tb (U_sat), sowie die Steuerspannungen am Emitterfolger. Diese Art der Aussteuerung ermöglicht Ausgangssignale, die sich im Rahmen der Spannungsfestigkeit von Transistoren befinden.

Für Verstärker mit hoher Ausgangsspannung empfiehlt es sich, nach Bild 9 die Spannungsversorgung der Hilfssteuerungen mittels eines potentialfreien Netzteils vorzunehmen, das z. B. von einer Sekundärwicklung eines Trenntrafos gespeist wird, deren Nullpotential dem Verstärkerausgang anhängig ist. Das hat den Vorteil einer verlustarmen Ansteuerung, insbesondere, was Ik betrifft, wobei die Übertragung des Reglersignals von V auf das Stellglied Ta über einen Optokoppler erfolgen kann.

Ferner sei darauf hingewiesen, daß die Spannungsverstärkung durch Variieren von Rf zwischen 0 und V_max linear eingestellt werden kann (U_L ist proportional Rf).

Claims

1. Gegentakt-Leistungsverstärker nach Bild 1, bestehend aus zwei asymmetrischen und in ihrer Funktion verschiedenen Steuerstufen Ta und Tb, dadurch gekennzeichnet, daß die eine Stufe Ta als Stellglied einer spannungseinprägenden Stromquelle fungiert, während die andere Stufe Tb als Stellglied eines Emitterfolgers arbeitet, der vom Strombedarf I_Z bzw. von einer Gegen-EMK der Lastimpedanz Z_L ausgesteuert wird, wobei gleichzeitig die spannungseinprägende Stufe Ta, die Priorität hat, von einem Regelverstärker V angesteuert wird, dessen Eingangssignal (Audiosignal) als Soll-Wert über eine Rückführung Rf mit dem Ausgangssignal des Leistungsverstärkers U_L als Ist-Wert verglichen wird, wodurch an Z_L eine dem Audiosignal proportionale Spannung erzeugt wird.

2. Emitterfolger D1, D2, D3, Ro, Ra, Rb, Tb, nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Emitterzweig von Tb einen Stromteiler Ra+Rb enthält, dessen gemeinsamer Verbindungspunkt (Mittelabgriff), an dem ein Rückführglied Rf angeschlossen ist, als Verstärkerausgang definiert ist. Ra ist dabei über eine Diode D3 am Fußpunkt eines regelbaren Widerstandes (Emitter von Ta) angeschlossen, während Rb am Emitter von Tb liegt).

3. Emitterfolger nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß nach Bild 13 Ra mit D3 vertauschbar ist und deshalb Ta in mehrere parallel gesteuerte Glieder gleicher Funktion Ta_(2-n) aufgeteilt werden kann, von denen eines Ta₁ eine "Master-Funktion" hat, dadurch gekennzeichnet, daß der Basisvorspann von Tb, bestehend aus D1, D2, R0, am Emitter von Ta₁ ("Master") angeschlossen ist, während die Basen der Parallelglieder ("Slave") Ta_(2-n) bzw. Ta_(3-n) an der Basis des "Masters" Ta₁ liegen.

4. "Slave"-Glieder Ta_(2-n) nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß ihre Emitterzweige Gegenkopplungswiderstände Ra_(2-n) enthalten, die am Verbindungspunkt von D3₁ mit Ra₁ angeschlossen sind, zwecks Aufteilung der Verlustleistung von Ta.

5. "Slave"-Glieder Ta_(3-n) nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß ihre Emitterzweige je einen Gegenkopplungswiderstand Ra_(3-n) und je eine Diode D3_(3-n) in Serie enthalten, die an dem Pol der Diode D3₁ angeschlossen sind, der in Richtung des Verstärkerausgangs weist, zwecks Stromaufteilung von Ia auf mehrere Dioden, die die Funktion von D3 erfüllen.

6. Dioden D3_(1-n), dadurch gekennzeichnet, daß es sich um schnelle "Schaltdioden" handeln kann.

7. Emitterfolger nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß Tb in mehrere parallele Glieder gleicher Funktion Tb_(1-n) aufgeteilt werden kann (Bild 13), dadurch gekennzeichnet, daß alle Blasen zusammengeschaltet sind, während alle Emitterzweige Gegenkopplungswiderstände Rb_(1-n) enthalten, die gemeinsam an der Verbindung von D3 mit Rf angeschlossen sind, zwecks Aufteilung der Verlustleistung von Tb.