DE4119738A1 - Hochfrequenz-generator - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen Hochfrequenz-Generator mit einer einen Eingang und einen Ausgang aufweisenden Ver­ stärkerschaltung mit einem Verstärkungsfaktor, einer Rückkopplungsschaltung, die einen mit dem Ausgang der Verstärkerschaltung gekoppelten Eingang und einen mit dem Eingang der Verstärkerschaltung gekoppelten Ausgang aufweist und mit einem Rückkoppelverstärkungsfaktor versehen ist, der größer oder gleich dem Kehrwert des Verstärkungsfaktors der Verstärkerschaltung ist. Ferner betrifft die Erfindung ein Verfahren zum hochfrequenten Tasten oder Pulsen (Erzeugen und Unterdrücken) des Aus­ gangsspannungssignals eines rückgekoppelten, frei­ schwingenden Hochfrequenz-Generators mit einem MOSFET- Verstärkungstransistor.

Mit Hochfrequenz-Generatoren der eingangs genannten Art werden unter anderem Laser oder andere plasmaerzeugende Verbraucher angesteuert. Das Einsatzgebiet derartiger Verbraucher ist beispielsweise die Medizintechnik oder die Fertigungstechnik. Hier ist es oftmals wünschens­ wert, die von dem Hochfrequenz-Generator erzeugte Hoch­ frequenz-Energie im zeitlichen Verlauf mit variablem Tastverhältnis zu tasten, also zu pulsen oder allgemein zu modulieren.

Hochfrequenz-Generatoren können prinzipiell nach zwei unterschiedlichen Konzepten aufgebaut sein. Bei dem sogenannten Verstärkerkonzept wird die Hochfrequenz­ leistung zunächst durch einen Quarzoszillator oder durch einen schwingheiß stabilisierten Oszillator im Kleinstpegelbereich erzeugt und in nachgeschalteten Verstärkerstufen, den sogenannten Vortreiber- und Trei­ berstufen verstärkt, um dann in der Endstufe auf den geforderten Leistungspegel verstärkt zu werden. Ein Pulsen oder Tasten der Hochfrequenzleistung ist durch Takten der Treiberverstärker schnell und einfach mög­ lich; die Pulsfrequenz ist nach oben durch die Mindest­ einschwingzeiten des Verstärkers begrenzt. Da der nach dem Verstärkerkonzept aufgebaute Hochfrequenz-Generator mehrere hintereinandergeschaltete Verstärkerstufen auf­ weist, addiert sich die Einschwingzeit zu "beträcht­ lichen" Werten auf, die ein Tasten im 100 KHz-Bereich nicht erlaubt.

Bei dem zweiten Konzept, nach dem ein Hochfrequenz- Generator arbeiten und aufgebaut sein kann, handelt es sich um den sogenannten freischwingenden Generator. Dieser besteht im wesentlichen aus einer Verstärker­ endstufe, die aber nicht als Endverstärker arbeitet, sondern deren Ausgang mit dem Eingang durch ein (frequenzselektives) Rückkopplungsnetzwerk rückgekop­ pelt ist. Während der Endverstärker den Verstärkungs­ faktor v aufweist, ist die Verstärkung des Rückkopp­ lungsnetzwerkes auf den Wert k eingestellt, wobei

k × v < 1

gilt. Ist die Oszillator-Rückkoppelbedingung für die Frequenz, bei der der Hochfrequenz-Generator schwingen soll, erfüllt, so schwingt die Verstärkerendstufe an und erzeugt die erforderliche Hochfrequenzleistung. Die Ausgangsleistung eines freischwingenden Generators ist lediglich durch Variation der Betriebsspannung möglich, da der Endverstärker stets in die Sättigung gerät und bis zur Betriebsspannung voll ausgesteuert ist. Ein Pulsen oder Tasten der Hochfrequenzleistung erfolgt durch entsprechende Pulsung oder Tastung der Betriebs­ spannung, oder, bei Röhrenbetrieb, durch Tastung eines Steuergitters, beispielsweise dem Schirmgitter. Bei einer derartigen Modulation der Betriebsspannung ist die Tastfrequenz (Modulationsfrequenz) wegen der "lang­ samen" Bauelemente recht gering. Bei Mehrelektroden­ röhren ist dagegen durch Tastung eines Steuergitters eine schnellere Pulsung möglich, die bis zu 10 KHz be­ tragen kann. Bei Leistungshalbleitern wie Transistoren oder Power-MOSFET-Transistoren fehlt eine derartige für den Pulsbetrieb geeignete Steuerelektrode. Der Wir­ kungsgrad eines freischwingenden Generators ist höher als derjenige eines nach dem Verstärkerkonzept aufge­ bauten Generators, da die Endstufe stets in der Sätti­ gung betrieben wird und keine leistungsbeanspruchenden Treiberstufen nötig sind, während beim Verstärkerkon­ zept-Generator wegen der diversen Treiberstufen der Gesamtwirkungsgrad schlechter ist als der Wirkungsgrad der Endstufe selber.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Hoch­ frequenz-Generator zu schaffen, bei dem sich trotz Ver­ wendung von Halbleiterbauelementen hohe Modulations­ frequenzen der Hochfrequenz-Ausgangsleistung bei opti­ malem Wirkungsgrad des Hochfrequenz-Generators reali­ sieren lassen.

Zur Lösung dieser Aufgabe wird mit der Erfindung ein Hochfrequenz-Generator vorgeschlagen, der eine Verstär­ kerschaltung aufweist, deren Ausgang mit dem Eingang einer Rückkopplungsschaltung (direkt oder indirekt) gekoppelt ist, deren Ausgang wiederum mit dem Eingang der Verstärkerschaltung (ebenfalls direkt oder in­ direkt) gekoppelt ist. Während die Verstärkerschaltung eine Verstärkung v aufweist, ist die Rückkopplungs­ schaltung auf eine Verstärkung von k eingestellt. Bei (nach Betrag und Phase) erfüllter Rückkopplungsbedin­ gung schwingt der Hochfrequenz-Generator bei seiner Ausgangsfrequenz. Der erfindungsgemäße Hochfrequenz- Generator ist mit einem Power-MOSFET-Verstärkungs­ transistor versehen, der im wesentlichen die Verstär­ kerschaltung darstellt. Dem Steuer-(Gate-)Eingang des MOSFET-Verstärkungstransistors werden abwechselnd Zünd- und Löschimpulse vorzugsweise unterschiedlicher Polari­ tät zugeführt. Mit den Zündimpulsen wird an das Gate des MOSFET-Transistors eine Spannung angelegt, die be­ trächtlich größer ist als die Gate-Schwellwertspannung, so daß der MOSFET-Transistor in den leitenden Zustand versetzt wird. Demgegenüber wird dem Gate des MOSFET- Transistors mit den Löschimpulsen eine Löschspannung zugeführt, bei der der zuvor leitende Transistor in seinen nicht-leitenden Zustand übergeht. Die Impuls­ dauer sowohl der Zünd- als auch der Löschimpulse ist jeweils größer als die Einschwing- und/oder die Aus­ schwingzeitdauer der Verstärkerschaltung.

Für die Verstärkerschaltung (Endstufe) des erfindungs­ gemäßen Hochfrequenz-Generators wird ein Power-MOSFET- Transistor verwendet; derartige Transistoren lassen sich sowohl in konventionellen als auch in Hochfrequenz geeigneten Bauformen zur Erzeugung von Hochfrequenz­ energie im Bereich zwischen 1 bis 1000 MHz ideal ein­ setzen. Wie bei Bipolar-Transistoren fehlt auch bei MOSFET-Transistoren eine Steuerelektrode zur Modulation bzw. Pulsung oder Tastung. Durch Tastung der Betriebs­ spannungsenergie des MOSFET-Transistors lassen sich nur relativ geringe Modulationsfrequenzen der Hochfrequenz- Ausgangsleistung erzielen.

Deshalb wird bei dem erfindungsgemäßen Hochfrequenz- Generator nicht die Betriebsspannung des MOSFET-Tran­ sistors getastet, sondern es werden an den Gate-Eingang des Transistors Impulse angelegt, die den Transistor abwechselnd zünden, d. h. von dem Sperrzustand in den leitenden Zustand überführen und löschen, d. h. von dem leitenden Zustand in den seinen Sperrzustand über­ führen. Während der Zündspannungsimpuls am Gate des MOSFET-Verstärkungstransistors anliegt, schwingt der Hochfrequenz-Generator an. Sobald die Zündspannung näm­ lich die Gate-Schwellwertspannung des MOSFET-Verstär­ kungstransistors von ca. 3 Volt überschritten hat, setzt wegen des steilen Kennlinienverlaufs (Abhängig­ keit des Drain-Stromes von der Gate-Source-Spannung) das Anschwellen des Drain-Stromes abrupt ein. Mit an­ steigendem Drain-Strom steigt auch der Verstärkungs­ faktor v. Da der Zündimpuls den MOSFET-Transistor voll­ kommen aussteuert, und zwar in einem stärkeren Maße als beim Schwingen des Hochfrequenz-Generators, wird das Rauschen am Eingang des MOSFET-Transistors übermäßig stark verstärkt, so daß der Hochfrequenz-Generator an­ schwingt. Bevor die Spannung des Zündimpulses wieder bis unterhalb der Gate-Schwellwertspannung abgesunken ist, ist der Hochfrequenz-Generator eingeschwungen und hält sich nun selbst aufrecht. Ohne Eingriff von außen würde der Hochfrequenz-Generator nun immer weiter schwingen. Zum Beenden dieses Schwingungsvorganges wird dem Gate-Eingang des MOSFET-Transistors ein Löschspan­ nungsimpuls zugeführt, dessen Amplitude größer ist als die Summe aus der Scheitelspannung der von dem MOSFET- Transistor im Oszillator-Betrieb zu verstärkenden Spannungssignals und der Gate-Schwellwertspannung. Die Löschspannung ist negativ, so daß der MOSFET-Transistor in jedem Falle aus dem leitenden Zustand in den nicht­ leitenden Sperrzustand überführt wird. Die Zeitdauer, für die der Löschimpuls eine Löschspannung aufweist, die betragsmäßig größer ist als oben angegeben, muß größer als die Ausschwingzeitdauer der Verstärkerschal­ tung sein, damit der MOSFET-Transistor in jedem Falle in den Sperrzustand übergegangen ist, wenn der Lösch­ impuls abgeklungen ist. Nach dem Anlegen des Löschspan­ nungsimpulses fließt in den MOSFET-Verstärkungstransis­ tor kein Ruhestrom mehr hinein, da dessen Gate-Spannung 0 Volt beträgt. Der Wirkungsgrad des erfindungsgemäßen Hochfrequenz-Generators weist deshalb den durch den Schaltungsaufbau maximal erzielbaren Wert auf.

Neben der Erzielung eines maximalen Wirkungsgrades zeichnet sich der erfindungsgemäße Hochfrequenz-Genera­ tor durch eine sehr gute Puls- oder Tastfähigkeit aus, wobei bei Ausgangssignalen im MHz-Bereich Tast­ frequenzen von vielen zig KHz leicht erreicht werden. Bei einem im Laborbetrieb praktisch aufgebauten Gene­ rator mit einer Ausgangsspannung im 100 MHz-Bereich konnten Tastfrequenzen von über 100 KHz erreicht wer­ den. Die Anstiegs- und Abfallzeiten der Hochfrequenz­ Hüllkurve des Ausgangssignals liegen dabei jeweils unter einer Mikrosekunde, was mit herkömmlichen Schal­ tungen bisher nicht erreicht werden konnte. Die Breite der hierbei verwendeten Zünd- und Löschimpulse liegt im Mikrosekunden-Bereich. Diese extrem kurzen (Trigger-) Impulse führen nicht zu einer thermischen Vernichtung des MOSFET-Transistors, obwohl wegen der Vollaussteue­ rung des MOSFET-Transistors bei Zündspannungen von 10 Volt und mehr extrem hohe Ströme fließen. Aufgrund dieser kurzzeitigen Vollaussteuerung (oder Vollsper­ rung) des MOSFET-Transistors schwingt dieser schnellst­ möglich an (ab), wobei die Einschwingzeiten (Aus­ schwingzeiten) lediglich durch die Form der Trigger­ impulse und den Gütefaktor des (nachgeschalteten) Induktivität-Kapazität-Schwingkreises begrenzt ist (Be­ triebsgüte Q). Bei Einsatz eines MOSFET-Verstärkungs­ transistor betragen die Einschwing- und Ausschwing­ zeiten etwa das Zwei- bis Fünffache der Periodendauer des Hochfrequenz-Ausgangssignals des Generators.

Durch die Vollaussteuerung des MOSFET-Transistors bei Anlegen des Zündspannungsimpulses arbeitet dieser mit Verstärkungsfaktoren, die ein Vielfaches höher sind als der Nennverstärkungsfaktor. Damit ist sichergestellt, daß der Hochfrequenz-Generator auch bei Leistungsfehl­ anpassung anschwingt. Eine derartige Leistungsfehlan­ passung kann beispielsweise dadurch erfolgen, daß die mit der Hochfrequenzleistung zu versorgende Last ihre Impedanz ändert, was bei plasmaerzeugenden Verbrauchern in Abhängigkeit von dem Betriebszustand, in dem sie betrieben werden, eintritt.

Vorteilhafterweise betragen die Zünd- und die Lösch­ spannungen betragsmäßig ein Vielfaches der Gate­ Schwellwertspannung des MOSFET-Verstärkungstransistors, wobei bezüglich des Betrages der Löschspannung ferner gilt, daß diese deutlich größer ist als die Summe aus der Scheitelspannung des zu verstärkenden Spannungs­ signals und der Gate-Schwellwertspannung. Bei Einhal­ tung dieser Bedingungen ist stets ein zuverlässiges Zün­ den und ein zuverlässiges Löschen des MOSFET-Transis­ tors gegeben, mit der Folge, daß der MOSFET-Transistor aus seinem Sperrzustand in den leitenden Zustand und danach aus dem leitenden Zustand wieder in den Sperrzu­ stand überführt wird.

In vorteilhafter Weiterbildung der Erfindung ist vorge­ sehen, daß der Hochfrequenz-Generator im sogenannten Klasse C Betrieb arbeitet. Dem MOSFET-Verstärkungstran­ sistor wird also (zwischen den einzelnen Zünd- und Löschimpulsen) kein Ruhestrom zur Einstellung eines Arbeitspunktes zugeführt. Damit bleibt der MOSFET- Transistor auch dann ausgeschaltet, wenn der Lösch­ spannungsimpuls abgeklungen ist. Darüberhinaus weist der erfindungsgemäße Hochfrequenz-Generator einen recht hohen Wirkungsgrad auf, wenn er im Klasse C Betrieb arbeitet.

Um bei angelegtem Zündspannungsimpuls ein zuverlässiges Einschwingen des Hochfrequenz-Generators und beim An­ legen des Löschspannungsimpulses ein zuverlässiges Aus­ schwingen des Hochfrequenz-Generators zu gewährleisten, ist gemäß einer vorteilhaften Weiterbildung der Erfin­ dung vorgesehen, daß die Zünd- und die Löschspannungs­ impulse jeweils mindestens bis zu zehnmal so groß sind wie die Einschwing- oder die Ausschwingzeitdauer der Verstärkerschaltung.

In vorteilhafter Weiterbildung der Erfindung ist vorge­ sehen, daß die Zünd- und die Löschimpulse als Nadel­ impulse vorliegen, die besonders vorteilhaft durch Differenzierung eines Rechteck-Spannungssignals erzeugt werden, also betragsmäßig gleich groß sind und umge­ kehrte Polaritäten aufweisen. Der durch Differenzierung mittels Filterung eines Rechteck-Spannungssignals in einem Hochpaß-Filter erzeugte Nadelimpuls weist eine steile Anstiegsflanke und eine weniger steile Abfall­ flanke auf. Bei einem derartigen Nadelimpuls sollte dafür gesorgt werden, daß die Zündspannung und die Löschspannung jeweils für eine Zeitdauer anliegen, die mindestens bis zu fünfmal so lang ist wie die Ein­ schwing- oder die Ausschwingzeitdauer der Verstärker­ schaltung, so daß immer ein zuverlässiges Ein- oder Ausschwingen gegeben ist.

Vorzugsweise ist bei dem erfindungsgemäßen Hoch­ frequenz-Generator eine Pulsung der Hochfrequenz-Aus­ gangsleistung mit variabler Frequenz möglich. Hierzu ist die Frequenz der Zünd- und der Löschimpulse ein­ stellbar, indem entweder die Zeit zwischen einem Zünd­ impuls und einem darauf folgenden Löschimpuls und/oder die Zeit zwischen einem Löschimpuls und einem darauf folgenden Zündimpuls einstellbar ist.

Nachfolgend wird anhand der Figuren ein Ausführungsbei­ spiel der Erfindung näher erläutert. Im einzelnen zeigen:

Fig. 1 das Blockschaltbild eines Hochfrequenz-Genera­ tors mit angeschlossener Last,

Fig. 2a bis 2c den Zeitverlauf der Spannungssignale an den in Fig. 1 mit a, b und c gekennzeichneten Stellen des Blockschaltbildes und

Fig. 3 in vergrößertem Maßstab die beiden an dem Ein­ gang des MOSFET-Transistors der Schaltung nach Fig. 1 anliegenden Signale beim Zünden und beim Löschen des MOSFET-Transistors.

In Fig. 1 ist ein Blockschaltbild eines Hochfrequenz- Generators 10 dargestellt, an dessen Ausgang 12 eine beispielsweise plasmaerzeugende Last 14 (Gas-Laser, Sputter-Anlage o. dgl.) angeschlossen ist. Der Hoch­ frequenz-Generator 10 ist nach Art eines freischwingen­ den Generators aufgebaut und besteht im wesentlichen aus einer Verstärkerschaltung 16, deren Ausgang 18 mit dem Eingang 20 eines ersten Anpassungsnetzwerks 22 ver­ bunden ist. Der Ausgang des Anpassungsnetzwerks 22 bil­ det den Ausgang 12 des Hochfrequenz-Generators 10. Der Ausgang des Anpassungsnetzwerks 22 ist ferner mit dem Eingang 24 eines frequenzselektiven Rückkopplungsnetz­ werks 26 verbunden. Das Rückkopplungsnetzwerk 26 weist einen Ausgang 28 auf, der mit dem Eingang 30 der Ver­ stärkerschaltung 16 gekoppelt ist. An seinem Eingang 30 weist die Verstärkerschaltung 16 ein zweites Anpas­ sungsnetzwerk 32 auf, dessen Ausgang 34 mit dem Gate- Anschluß 36 eines Power-MOSFET-Transistors 38 verbunden ist. Der Source-Anschluß 40 des MOSFET-Transistors 38 ist mit Masse verbunden, während der Drain-Anschluß 42 den Ausgang 18 der Verstärkerschaltung 16 bildet.

Das Rückkopplungsnetzwerk 26 arbeitet bei einem (ein­ stellbaren) Rückkopplungsverstärkungsfaktor k (Rück­ wärtsverstärkung), der etwas größer ist als der Kehr­ wert des Verstärkungsfaktors v (Vorwärtsverstärkung) der Verstärkerschaltung 16 bzw. des MOSFET-Transistors 38. Damit gilt:

k × v < 1.

(Genauer gesagt muß der Rückkopplungsfaktor k größer als das Produkt der Verstärkungsfaktoren der beiden Anpassungsnetzwerke 22, 32 und des MOSFET-Transistors 38 sein.)

Neben der zum selbsttätigen Schwingen des Hochfrequenz- Generators 10 erforderlichen betragsmäßigen Erfüllung der Schwingbedingung muß diese auch bezüglich der Phase erfüllt sein. Die Phasendrehung, die ein am Eingang 30 der Verstärkerschaltung 16 anstehendes Signal erfährt, muß 360° oder ein Vielfaches davon betragen. Eine Phasendrehung erfährt das Signal in den beiden Anpas­ sungsnetzwerken 22, 32, dem MOSFET-Transistor 38 und dem Rückkopplungsnetzwerk 26. Die Phasenverschiebung im Rückkopplungsnetzwerk 26 ist einstellbar, so daß über das Rückkopplungsnetzwerk 26 die Schwingbedingung durch die Phasenverschiebungseinstellung auch bezüglich ihrer Phase erfüllt werden kann.

Die Anpassungsnetzwerke 22 und 32 sowie das Rückkopp­ lungsnetzwerk 26 sind aus passiven reaktiven Bauelemen­ ten (Induktivitäten, Kapazitäten) aufgebaut. Dabei hat das zweite Anpassungsnetzwerk 32 die Aufgabe der Leistungsanpassung der Ausgangsleistung des Rückkopp­ lungsnetzwerkes 26 an die Eingangsleistung des MOSFET- Transistors 38. Die Verbindung des Ausganges 28 des Rückkopplungsnetzwerkes 26 mit dem Eingang 30 der Ver­ stärkerschaltung 16 erfolgt normalerweise über eine 50 Ohm Koaxial-Leitung, weshalb mit dem Anpassungsnetzwerk 32 auch die Impedanz der Koaxial-Leitung auf die Ein­ gangsimpedanz des MOSFET-Transistors 38 transformiert wird. Die Aufgabe des ersten Anpassungsnetzwerkes 22 besteht in der Leistungsanpassung der Ausgangsleistung des MOSFET-Transistors 38 an die von der Last 14 und dem Rückkopplungsnetzwerk 26 aufgenommenen Leistungen. Auch im ersten Anpassungsnetzwerk 22 erfolgt eine Impe­ danztransformation, und zwar wird die Ausgangsimpedanz des MOSFET-Transistors 38 auf die Gesamtimpedanz aus Last 14 und Rückkopplungsnetzwerk 26 transformiert.

Der MOSFET-Transistor 38 arbeitet im Klasse C Betrieb, d. h. seinem Gate 36 werden keine Gleichspannungen zur Überführung des Transistors 38 in einen Arbeitspunkt zugeführt. Am Gate 36 liegen also bis auf die nachfol­ gend zu beschreibenden Zünd- und Löschspannungsimpulse keine (Gleich-) Spannungen an, die dem von dem MOSFET- Transistor 38 zu verstärkenden (Nutz-)Signal überlagert werden.

Die Verstärkerschaltung 16 ist mit einer Triggerimpuls­ signal-Erzeugungsschaltung 44 versehen, die einen Rechtecksignal-Generator 46 und eine diesem nachge­ schaltete Differenzierschaltung 48 aufweist. Der Aus­ gang 50 der Differenzierschaltung 48 ist mit dem Gate 36 des MOSFET-Transistors 38 verbunden. In der Diffe­ renzierschaltung 48, bei der es sich um ein als RC- Glied ausgebildetes Hochpaß-Filter handelt, wird das Rechtecksignal 49 der Frequenz f_ST in eine Folge von paarweise aufeinanderfolgenden nadelförmigen Trigger­ impulsen entgegengesetzter Polarität derselben Frequenz umgesetzt. Die Größe der Rechteckspannung beträgt ca. 10 Volt oder mehr, so daß an den positiven Flanken des Rechteckspannungsverlaufs positive und an den negativen Flanken negative Triggerimpulse entstehen. Die posi­ tiven Triggerimpulse, deren Amplitude ebenfalls ca. 10 Volt oder mehr beträgt, werden zum "Zünden" des MOSFET- Transistors 38 verwendet (Zündspannungsimpuls 52), während die negativen Triggerimpulse, deren Amplitude ca. -10 Volt oder weniger beträgt, zum "Löschen" des MOSFET-Transistors 38 verwendet werden (Löschspannungs­ impulse 54).

Die Arbeitsweise des Hochfrequenz-Generators 10 wird anhand der Figuren nachfolgend beschrieben. Dabei sei darauf hingewiesen, daß die Relationen der Signale in den Fig. 2a bis 2c und 3 nicht maßstabsgerecht wieder­ gegeben sind. Während die Frequenz der Ausgangsspannung (Fig. 2c) und die Frequenz des dem MOSFET-Transistor rückgekoppelten Nutzsignals (Fig. 2b) im 100 MHz-Be­ reich liegt, liegt die Tastfrequenz (Fig. 2a) im 100 KHz-Bereich, wobei die in Fig. 2b dargestellten positi­ ven und negativen Nadelimpulse eine Dauer im Mikro­ sekunden-Bereich aufweisen. Zu Fig. 3 sei noch ange­ merkt, daß in dieser Figur lediglich die beiden dem Gate des MOSFET-Transistors 38 zugeführten Signale, nämlich die Nadelimpulse und das Nutzsignal einge­ zeichnet sind, ohne daß in Fig. 3 das sich aus dieser Überlagerung ergebende Gesamtsignal wiedergegeben ist.

Beim Anlegen eines Zündspannungsimpulses 52, dessen Amplitude deutlich größer als (nämlich beispielsweise ca. dreimal so groß wie) die Gate-Schwellwertspannung des Power-MOSFET-Transistors 38 von etwa 3 Volt ist, wird der MOSFET-Transistor 38 voll ausgesteuert. Das Eigenrauschen der Verstärkerschaltung 16 am Gate 36 des MOSFET-Transistors 38 wird verstärkt, wobei zu beachten ist, daß der Verstärkungsfaktor bei voller Aussteuerung des MOSFET-Transistors 38 durch den Zündimpuls 52 deut­ lich größer ist als bei der Nennansteuerung während des späteren Oszillator-Betriebes (in Fig. 3 ist die Aus­ wirkung dieser überhöhten Verstärkung auf das rückge­ koppelte Nutzsignal am Gate des MOSFET-Transistors 38 nicht dargestellt). Das von dem MOSFET-Transistor 38 verstärkte Nutzsignal weist auch hinter dem Rückkopp­ lungsnetzwerk 26 eine Verstärkung auf, die deutlich größer als (etwa drei- bis fünfmal so groß wie) im Nennbetrieb ist (die Gesamtverstärkung des aus der Ver­ stärkerschaltung, den Anpassungsnetzwerken und dem Rückkopplungsnetzwerk bestehenden Schleife ist etwas größer als 1, was durch entsprechende Einstellung des Rückkopplungsnetzwerkes erzielt wird). Das dem Gate des MOSFET-Transistors 38 rückgeführte Nutzsignal 56 wird wieder mit einem überhohen Verstärkungsfaktor ver­ stärkt, so daß der Hochfrequenz-Generator 10 schnellst­ möglich anschwingt, was im übrigen auch bei Fehlanpas­ sung der Last 14 an den Hochfrequenz-Generator 10 sichergestellt ist. Die Einschwingzeitdauer T_EIN be­ trägt etwa das Zwei- bis Fünffache der Periodendauer des Hochfrequenz-Ausgangssignals bei der Nennfrequenz f_HF (der Wert 2 bis 5 ist dabei durch den Power-MOSFET- Transistor und die Betriebsgüte des Induktivität-Kapa­ zität-Gesamtschwingkreises bestimmt). Damit der Hoch­ frequenz-Generator 10 sicher anschwingt, sollte die Zeitspanne, innerhalb derer der Zünd-Nadelimpuls 52 eine Spannung aufweist, die deutlich größer als die Gate-Schwellwertspannung ist, mindestens etwa das Fünf­ fache der Einschwingzeitdauer T_EIN betragen.

Der in den Figuren dargestellte Hochfrequenz-Generator 10 soll bei einer Frequenz im 100 MHz-Bereich schwin­ gen, seine Einschaltzeitdauer T_EIN beträgt also etwa 2/100 bis 5/100 Mikrosekunden. Ein Nadelimpuls im Mikrosekunden-Bereich und einer Amplitudenspannung von ca. 10 Volt genügen, um diesen Hochfrequenz-Generator 10 anschwingen zu lassen. Wie man in Fig. 3 erkennen kann, ist der Hochfrequenz-Generator 10 nach etwa 5/100 Mikrosekunden (50 Nanosekunden) eingeschwungen. Dies ist ein Wert, der um mehrere Größenordnungen kleiner ist als der bei konventionellen Hochfrequenz-Generato­ ren erzielbare Wert und darüberhinaus bei derartigen Hochfrequenz-Generatoren bisher nicht erreicht werden konnte. Bei derartig kurzen Anstiegszeitdauern kann das Ausgangssignal 58 des Hochfrequenz-Generators bei einer Frequenz gepulst oder getastet werden (im Ausführungs­ beispiel im 100 KHz-Bereich), die lediglich etwa zwei bis drei Größenordnungen kleiner ist als die Ausgangs­ signalfrequenz, wobei die an die Pulsung oder Tastung gestellte Forderung nach einer rechteckförmigen Einhül­ lenden 60 des gepulsten Hochfrequenz-Ausgangssignals (Anstiegs- und Abfallzeiten um Größenordnungen kleiner als die Pulsdauer des Hochfrequenz-Signals) erfüllt sind (s. Fig. 2c).

Die thermische Zeitkonstante eines Power-MOSFET-Tran­ sistors beträgt etwa 2 Millisekunden. Für eine wesent­ lich kürzere Zeit, d. h. für eine Zeitdauer im Mikro­ sekunden-Bereich, verträgt der MOSFET-Transistor jedoch einen wesentlich höheren Drain-Strom, so daß die ge­ waltsame Ansteuerung durch die entsprechend dimensio­ nierten Nadel-Zündimpulse nicht zu einer thermischen Zerstörung des MOSFET-Transistors führen.

Nachdem der Zündimpuls 52 abgeklungen ist, verbleibt der MOSFET-Transistor 38 in seinem leitenden Zustand, in den er zuvor durch den Zündimpuls "gewaltsam" über­ führt worden ist. Jetzt arbeitet der MOSFET-Transistor 38 im Klasse C Betrieb, d. h. an seinem Gate liegen gleichspannungsmäßig 0 Volt an.

Zur Beendigung der Pulsdauer, während derer der Hoch­ frequenz-Generator 10 die Nenn-Hochfrequenz-Ausgangs­ leistung liefert, wird dem Gate des MOSFET-Transistors 38 der negative Löschspannungsimpuls 54 zugeführt, dessen Amplitude betragsmäßig größer sein muß als die Scheitelspannung des dem Gate des MOSFET-Transistors 38 rückgekoppelten Nutzsignals 56. Bei einer typischer­ weise 5 Volt betragenden Scheitelspannung dieses rück­ geführten Nutzsignals 56 während des Oszillator-Betrie­ bes und einer Gate-Schwellwertspannung von ca. 3 Volt reicht der negative Löschspannungsimpuls mit der Ampli­ tude von -10 Volt (die von dem Rechteck-Generator 46 erzeugte Rechteckspannung 49 beträgt etwa 10 Volt) aus, um den MOSFET-Transistor 38 sicher vom leitenden Zu­ stand in den nicht-leitenden Sperrzustand zu überfüh­ ren. Auch dieser Vorgang erfolgt "gewaltsam" in einer extrem kurzen Zeit. Der Löschspannungsimpuls muß jedoch für eine Zeitdauer, die größer als die Ausschwingzeit­ dauer T_AUS ist, den oben definierten Löschspannungswert aufweisen. Bis zum Abklingen des ebenfalls im Mikro­ sekunden-Bereich liegenden Löschspannungsimpulses be­ tragsmäßig bis unterhalb der Summe aus der Scheitel­ spannung und der Gate-Schwellwertspannung ist dann jeg­ liches Schwingen des Hochfrequenz-Generators durch Sperren des MOSFET-Transistors 38 "erstickt" bzw. unterdrückt, so daß der Hochfrequenz-Generator 10 kein Ausgangssignal mehr liefert. Der MOSFET-Transistor 38 verbleibt in seinem Sperr- oder Aus-Zustand, bis der nächste Zündimpuls 52 (positiver Triggerimpuls) ange­ legt wird.

Lediglich in denjenigen Zeitabschnitten, in denen das Gate 36 des MOSFET-Transistors 38 durch die Zündimpulse 52 mit einer Gleichspannung versorgt wird, die oberhalb der Gate-Schwellwertspannung liegt, arbeitet der MOSFET-Transistor 38 nicht im Klasse C Betrieb, sondern im Klasse A, B oder AB Betrieb. Da diese Zeitabschnitte jeweils im Submikrosekunden- bis Mikrosekunden-Bereich liegen, ist der Wirkungsgrad des Hochfrequenz-Genera­ tors 10 recht hoch.

Claims (10)

1. Hochfrequenz-Generator mit

• - einer einen Eingang (30) und einen Ausgang (12) aufweisenden Verstärkerschaltung (16) mit einem Verstärkungsfaktor,
• - einer Rückkopplungsschaltung (26), die einen mit dem Ausgang (12) der Verstärkerschaltung (16) gekoppelten Eingang (24) und einen mit dem Eingang (30) der Verstärkerschaltung (16) ge­ koppelten Ausgang (28) aufweist und mit einem Rückkoppelverstärkungsfaktor versehen ist, der größer oder gleich dem Kehrwert des Verstär­ kungsfaktors der Verstärkerschaltung (16) ist, dadurch gekennzeichnet,
• - daß die Verstärkerschaltung (16) zum Verstärken des Eingangssignals einen MOSFET-Verstärkungs­ transistor (38) aufweist und
• - daß dem Steuereingang (36) des MOSFET-Verstär­ kungstransistors (38) abwechselnd Zündspan­ nungen liefernde Zündimpulse (52) und Lösch­ spannungen liefernde Löschimpulse (54) zuge­ führt werden,
• - wobei die Zündspannung derart gewählt ist, daß der MOSFET-Verstärkungstransistor (38) in den leitenden Zustand übergeht, und die Löschspan­ nung derart gewählt ist, daß der leitende MOSFET-Verstärkungstransistor (38) bei an seinem Steuereingang (36) anliegendem zu ver­ stärkenden Spannungssignal (56) in den nicht­ leitenden Zustand übergeht, und
• - wobei die Impulsdauer der Zünd- und der Lösch­ impulse (52, 54) größer ist als die Einschwing- und die Ausschwingzeitdauer (T_EIN, T_AUS) der rückgekoppelten Verstärkerschaltung (16).

2. Generator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Löschspannung betragsmäßig größer ist als die Summe aus der Scheitelspannung des an dem Steuereingang (36) des MOSFET-Verstärkungstransis tors (38) anliegenden zu verstärkenden Spannungs­ signals (56) und der Gate-Schwellwertspannung des MOSFET-Verstärkungstransistors (38).

3. Generator nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekenn­ zeichnet, daß die Zünd- und die Löschspannungen betragsmäßig ein Vielfaches der Gate-Schwellwert­ spannung des MOSFET-Verstärkungstransistors (38) betragen.

4. Generator nach einem der Ansprüche 1 bis 3, da­ durch gekennzeichnet, daß dem Steuereingang (36) des MOSFET-Verstärkungstransistors (38) ein Arbeitspunkt-Ruhestrom nicht zugeführt wird.

5. Generator nach einem der Ansprüche 1 bis 4, da­ durch gekennzeichnet, daß die Zünd- und die Lösch­ impulse (52, 54) jeweils mindestens bis zu zehnmal so groß sind wie die Einschwing- oder Ausschwing­ zeitdauer (T_EIN, T_AUS) der rückgekoppelten Verstär­ kerschaltung (16).

6. Generator nach einem der Ansprüche 1 bis 5, da­ durch gekennzeichnet, daß die Zünd- und die Lösch­ impulse jeweils Nadelimpulse sind, deren Zeitver­ lauf derart ist, daß die Zündspannung und die Löschspannung jeweils für eine Zeitdauer anliegen, die mindestens bis zu fünfmal so lang ist wie die Einschwing- oder die Ausschwingzeitdauer (T_EIN, T_AUS) der rückgekoppelten Verstärkerschaltung (16).

7. Generator nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Nadelimpulse durch Differenzierung eines Rechteck-Spannungssignals (49) erzeugt werden.

8. Generator nach einem der Ansprüche 1 bis 7, da­ durch gekennzeichnet, daß die Frequenz der Zünd- und der Löschimpulse (52, 54) einstellbar ist.

9. Generator nach einem der Ansprüche 1 bis 8, da­ durch gekennzeichnet, daß die Zünd- und Lösch­ impulse (52, 54) einander entgegengesetzte Polari­ täten aufweisen.

10. Verfahren zum hochfrequenten Erzeugen und Unter­ drücken des Ausgangsspannungssignals eines rückge­ koppelten, freischwingenden Hochfrequenz-Generators mit einem MOSFET-Verstärkungstransistor, bei dem

• - der MOSFET-Verstärkungstransistor (38) ab­ wechselnd durch kurzzeitiges impulsartiges An­ legen einer ein Mehrfaches der Gate-Schwell­ wertspannung betragenden Zündspannung in den leitenden Zustand und durch kurzzeitiges impulsartiges Anlegen einer zur Zündspannung entgegengesetzte Polarität aufweisenden Lösch­ spannung, die betragsmäßig größer ist als die Summe aus der Scheitelspannung des zu verstär­ kenden Signals (56) und der Gate-Schwellwert­ spannung aus dem leitenden Zustand in den Sperrzustand gebracht wird und
• - in der Zeit zwischen dem Anlegen der Zünd- und der Löschimpulse (52, 54) dem Steuereingang (36) des MOSFET-Verstärkungstransistors (38) ledig­ lich das von diesem zu verstärkende Signal (56) zugeführt wird.