DE4042719C2 - Sensor - Google Patents

Abstract

Angegeben wird ein Sensor mit einem Detektor (6) zur Erfassung einer physikalischen Größe und einem mit diesem Detektor (6) verbundenen Signalprozessor (5), wobei der Signalprozessor Justiermittel (14-17, R) zur Justierung der Kennlinie des Sensors aufweist, wobei die Justiermittel Schaltmittel (20, 20', 20'', 20A) zur schrittweisen elektrischen Justierung der Kennlinie des Detektors durch Schalten der Schaltmittel (20, 20', 20'', 20A) aufweisen, wobei die Schaltmittel durch Zerstörung oder Nicht-Zerstörung von mindestens einem Transistor mit Zener-Durchbruchs-Eigenschaft oder mindestens einer Sicherung mit Hilfe eines gesteuerten Stromflusses darin geschaltet werden und wobei ein oder mehrere Anschlußflecken (3, 4, 34) vorgesehen sind, wobei die Steuerung des Stromflusses in dem mindestens einen Transistor oder der mindestens einen Sicherung auf der Grundlage eines Signals von dem oder den Anschlußflecken (3, 4, 34) durchgeführt wird.

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Sensor zur Erfassung einer physikalischen, insbesondere mechanischen Größe, wie Beschleunigung oder Druck. Insbesondere bezieht sich die vorliegende Erfindung auf einen Sensor, der bei der Steuerung des Fahrwerkes oder des Motors eines Fahrzeugs zum Einsatz kommt.

Fahrwerk- oder Motorsteuersysteme werden zur Regelung aller Arten von Problemen im Fahrzeug eingesetzt und ent­ worfen. Sie benötigen unter anderem einen Beschleunigungs­ sensor oder einen Halbleiterdrucksensor.

Nachdem aber ein in der Kraftfahrzeugtechnik eingesetzter Beschleunigungssensor vergleichsweise kleine Beschleunigungen zu erfassen hat, die sich darüber hinaus nur relativ langsam ändern, werden hauptsächlich Beschleunigungssensoren auf der Grundlage von Halbleitern mit elektrostatischer Kapazität, im folgenden elektrostatische Halbleiterkonden­ satoren genannt, oder von Dehnungsmeßstreifen eingesetzt.

Die Kennlinien dieser konventionellen Sensoren driften aber nach der Herstellung. Demzufolge muß ihre Empfindlich­ keit und/oder ihr Nullpunkt in einer Signalverarbeitungs­ schaltung justiert werden. Ein Justierverfahren besteht beispielsweise darin, daß die Signalverarbeitungsschaltung auf einer gedruckten Leiterplatte aufgebaut ist und daß, um ein justiertes Ausgangssignal zu gewinnen, auf der Leiterplatte ein Widerstandselement eines Ausgangsjustierers ausgewählt wird. Bei Verwendung von integrierten Hybrid­ schaltungen ist es ein anderes Justierverfahren, zum Erhalt eines justierten Ausgangssignals des Sensors ein Wider­ standselement des Ausgangsjustierers auf dem integrierten Hybridschaltkreis durch Laserabgleich einzustellen.

Diese Sensoren benötigen aber umfangreiche Signalverar­ beitungsschaltungen, was hohe Kosten verursacht. Außerdem nimmt die Leiterlänge zwischen dem Detektor und der Signal­ verarbeitungsschaltung zu, dasselbe gilt für die Anzahl der Leiter zwischen ihnen. Dies führt zu dem Nachteil, daß bei einem derartigen konventionellen Sensor die Wahr­ scheinlichkeit einer Leitungsunterbrechung aufgrund hoher Temperaturunterschiede oder Beschleunigungen steigt.

Andererseits wurde vorgeschlagen, integrierte Signalver­ arbeitungsschaltungen mit darauf ausgebildeten Dünnfilmwiderständen zu benutzen, die ebenso mittels Laserabgleich zur Einstellung des Widerstandswertes justiert werden könnten. Nichtsdestoweniger ändern auch diese Widerstände beim Altern ihren Wert, so daß ein derartiger Sensor nicht ausreichend zuverlässig als Beschleunigungssensor arbeitet. Im Stand der Technik sind Beschleunigungssensoren auf der Grundlage von elektrostatischen Halbleiterkondensatoren sowie solche auf der Grundlage von Dehnungsmeßstreifen auf den S. 395 bis 398 bzw. 399 bis 402 der im Juni 1989 in Tokio veröffentlichten Druckschrift "Transducer 87, The 4th International Conference on Solid-State Sensors and Actuators" beschrieben.

Ihnen haftet aber der Nachteil an, daß Veränderungen in der Empfindlichkeit und Nullpunktverschiebungen der Sen­ soren, die während des Herstellungsprozesses der Detek­ toren erzeugt werden, nicht genau genug ausgeglichen wer­ den, außerdem sind sie vergleichsweise groß und teuer und wenig zuverlässig.

Aus der US 4,717,888 ist die Nullpunktjustierung für eine integrierte Schaltung bekannt. Hier sind Zenerstrecken zu Widerständen parallel geschaltet, wobei die Zenerstrecken über Signale von An­ schlußflecken her durchgebrannt werden können.

Aus der US 4,618,833 ist die Offset-Einstellung eines Operationsver­ stärkers bekannt. Hier wird durch das Durchbrennen von Dioden­ strecken der Drain einen FET unmittelbar eingestellt.

Aus der US 4,412,241 ist eine Mehrfach-Trimmstruktur bekannt. Hier sind Zenerstrecken kombiniert mit Sicherungsstrecken parallel zu Trimmwiderständen geschaltet.

Aus der DE 30 08 754 C2 ist eine monolithische, integrierte trimm­ bare Schaltung bekannt. Eine Kette binär gestaffelter Widerstände weist eine parallele Kette durchbrennbarer Halbleiterstrecken auf.

Aus der EP 0 322 380 A2 ist ein Verfahren zum schrittweisen Ver­ größern der Kollektorfläche eines PNP-Transistors während des elektrischen Prüfens einer integrierten Schaltung bekannt.

Aufgabe der Erfindung ist es, einen kleinen, leicht montier­ baren, billigen und zuverlässigen Sensor zur Erfassung einer physikalischen, insbesondere mechanischen Größe bei erhöhter Fertigungsausbeute anzugeben.

Diese Aufgabe wird mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 gelöst.

Erfindungsgemäß wird ein Sensor so ausgebildet, daß der Zustand eines mit ihm verbundenen Signalprozessors digital durch selektive Zufuhr von Strom zum Signalprozessor von der Energiequelle des Signalprozessors her oder von einem auf dem Sensor angebrachten Mikrocomputer her geändert wird, so daß die Kennlinie des Signalprozessors wahlfrei geändert werden kann. Erfindungsgemäß werden insbesondere die Speicherzustände eines Nullpunktabgleichspeichers und/oder eines Empfindlichkeitsabgleichspeichers des Signalprozessors digital am Signalprozessor ausgewählt, so daß die Empfindlichkeit des Signalprozessors gemäß den weiter unten angegebenen Ausführungen geändert wird, wodurch die Empfindlichkeit und/oder die Nullpunktver­ schiebung leicht justiert werden können.

Demzufolge kann die Empfindlichkeitskennlinie und/oder der Nullpunkt des Sensors leicht und zuverlässig einge­ stellt werden, insbesondere im Hinblick auf Alterungs­ erscheinungen.

Da der Nullpunktabgleichspeicher und der Empfindlichkeits­ abgleichspeicher gemeinsam mit dem aus einer integrierten Schaltung bestehenden Signalprozessor ausgebildet sind, sind Detektor und Signalprozessor auf demselben Schaltungs­ träger angebracht, so daß sich ein kleiner und deshalb leicht im Fahrzeug zu installierender Sensor ergibt, der außerdem billig ist.

Aufgrund der kurzen Leiter zwischen dem Detektor und dem Signalprozessor sowie der geringen Anzahl derselben treten in diesem Bereich weniger Fehler auf, wodurch die Zuver­ lässigkeit erhöht wird.

Im folgenden werden bezugnehmend auf die Zeichnungen ein­ zelne Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung be­ schrieben. Es zeigen:

Fig. 1 eine erste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 2 einen seitlichen Schnitt des Sensors nach Fig. 1;

Fig. 3 einen Frontalschnitt längs der in Fig. 2 gezeigten Linie A-A;

Fig. 4 eine zweite erfindungsgemäße Ausführungs­ form;

Fig. 5 eine dritte erfindungsgemäße Ausführungs­ form;

Fig. 6 eine vierte erfindungsgemäße Ausführungs­ form;

Fig. 7 das Schaltbild des Signalprozessors gemäß einer erfindungsgemäßen Ausführungsform;

Fig. 8 einen als Widerstandskette im Signalpro­ zessor gemäß einer erfindungsgemäßen Aus­ führungsform ausgebildeten Nullpunktabgleich­ speicher;

Fig. 9 den Nullpunktabgleichspeicher mit einer Temperaturkompensation gemäß der Ausführungs­ form nach Fig. 8;

Fig. 10 einen als Widerstandskette in einer erfin­ dungsgemäßen Ausführungsform des Signal­ prozessors ausgebildeten Empfindlichkeits­ abgleichspeicher;

Fig. 11 einen anderen Nullpunktabgleichspeicher auf der Grundlage von Serienwiderständen in einem Signalprozessor gemäß einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 12 einen anderen Empfindlichkeitsabgleichspeicher auf der Grundlage von Serienwiderständen im Signalprozessor gemäß einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 13 eine Erläuterung, wenn ein Schalter durch einen Zenerdurchbruch ausgewählt wurde;

Fig. 14 eine Kennlinie zur Erläuterung der Funktions­ weise der Schaltung in Fig. 13;

Fig. 15 die Schaltung einer Ausführungsform der in den Fig. 8 bis 12 dargestellten Schalter, bei der ein Zenerdurchbruch angewendet werden kann;

Fig. 16 ein Schaltbild einer anderen Ausführungs­ form der in den Fig. 8 bis 12 dargestellten Schalteranordnung, bei der ein Schalter unter Zuhilfenahme des Zenerdurchbruchs durch ein Ausgangssignal des am Sensor angebrachten Mikrocomputers ausgewählt werden kann;

Fig. 17 ein Schaltbild einer Ausführungsform der in den Fig. 8 bis 12 dargestellten Schalter­ anordnung, bei der ein Siliziumdurchschmelz­ verfahren zur Anwendung kommt;

Fig. 18A und 18B eine Darstellung des Siliziumdurchschmelz- verfahrens;

Fig. 19 eine fünfte erfindungsgemäße Ausführungsform, die als ein Beschleunigungssensor auf der Grundlage von elektrostatischen Halbleiter­ kondensatoren verwendet wird;

Fig. 20 einen Spannungsverlauf zur Erklärung der Funktionsweise des Sensors nach Fig. 19;

Fig. 21 Kennlinien der Ausgangsjustierschaltung nach Fig. 19;

Fig. 22 ein Diagramm zur Erklärung der erfindungs­ gemäßen Empfindlichkeitsjustierung;

Fig. 23 eine sechste erfindungsgemäße Ausführungs­ form bei Anwendung als Geschwindigkeits­ sensor; und

Fig. 24 eine siebte erfindungsgemäße Ausführungs­ form, die als Halbleiterdrucksensor ver­ wendet wird.

In Fig. 1 bezeichnen die Ziffern 1 die Signalverarbeitungs­ schaltung und 2 die Ausgangsjustierschaltung, 3 eine Reihe von Anschlußflecken zur Justierung der Empfindlichkeit des Sensors und 4 eine Reihe von Anschlußflecken zur Justie­ rung des Nullpunkts des Sensors. Die Schaltkreise 1, 2 und die Anschlußflecken 3, 4 sind zu einem integrierten Schaltkreis IC integriert. Ziffer 5 bezeichnet den durch den IC gebildeten Signalprozessor, 6 den Detektor des Sensor­ elements. Über Anschlußleitungen 7 ist der Detektor 6 mit dem Signalprozessor 5 verbunden. Entsprechend dem Anpaßbereich des Sensors 6 ist eine Anzahl von leitenden Anschlußflecken 3 und 4 vorgesehen, um die dafür notwendi­ gen Bits zu bilden. Der Zustand zweier interner Speicher 14 und 16 (s. z. B. Fig. 7), die zum Abgleich der Empfind­ lichkeit und der Nullpunktverschiebung der Ausgangsjustier­ schaltung 2 dienen, wird durch die Auswahl der notwendigen Anschlußflecken innerhalb der Anschlußfleckenreihen 3 und 4 und durch Anlegen einer Spannung an sie, wie später erläutert wird, durchgeführt. Durch das Anlegen von Spannungen an die ausgewählten Anschlußflecken werden Empfindlichkeit und Nullpunktverschiebung entsprechend einer gewünschten Kennlinie festgesetzt.

Bezugnehmend auf Fig. 7 bis 18 wird im folgenden das Justier­ verfahren für die Empfindlichkeit und die Kompensation der Nullpunktverschiebung erläutert. Unterschiede der Kennlinie des Detektors 6 in bezug auf dessen Empfind­ lichkeit und dessen Nullpunktverschiebung sind unver­ meidbar. Demzufolge ist auch deren Justierung unverzicht­ bar.

Die Justierungen werden nach dem Zusammenbau des Sensors durchgeführt. Zunächst wird hierzu eine veränderliche Beschleunigung G an den Sensor angelegt und das Ausgangs­ signal V_out der Ausgangsjustierschaltung 2 gemessen. Wenn beispielsweise der Sensor im Bereich zwischen 0 und ±1 G (1 G = 9,8 m/s²) messen soll, wird das Ausgangssignal V an den Punkten G = 0, G = 1 und G = -1 gemessen. Nachdem ein allgemeiner Beschleunigungssensor eine Richtungsabhängigkeit in seiner Erfassungskennlinie hat, kann diese Messung leicht durch Neigung des Sensorelements unter Ausnützung der Fallbeschleunigung durchgeführt werden. Durch dieses bekannte Verfahren kann somit die Empfind­ lichkeitskennlinie und die Nullpunktverschiebung des zu justierenden Sensors ermittelt werden.

Daraufhin wird die für die Justierung benötigte Kompen­ sationsgröße berechnet und sowohl aus den Anschlußflecken 3 die für die Justierung der Empfindlichkeit benötigten Anschlußflecken als auch aus den Anschlußflecken 4 die für die Justierung des Nullpunktes benötigten Anschluß­ flecken ausgewählt. Dann wird an diese ausgewählten An­ schlußflecken eine vorbestimmte Spannung angelegt, wodurch die Speicher 14 und 16 der Ausgangsjustierschaltung 2 auf einen speziellen Zustand eingestellt werden.

Somit kann die Kennlinie der Signalverarbeitungsschaltung 1 digital gewählt und festgelegt werden, und indem die Empfindlichkeitskennlinie und die Nullpunktposition auf einen vorbestimmten Wert hin justiert bzw. kompensiert sind, können diese Werte innerhalb eines bestimmten Be­ reiches ausgewählt werden.

In den Fig. 2 und 3 bezeichnen die Ziffern 8 einen Sockel, 9 ein Substrat, 10 eine Abdeckung, 11 und 12 Anschlüsse für die Energieversorgung und 13 einen Ausgangsanschluß. Wie aus den Fig. 2 und 3 ersichtlich, sind der Signalpro­ zessor 5 und der Detektor 6 auf dem Substrat 9 angebracht. Über die Anschlußleitungen 7 sind der Signalprozessor 5 und der Detektor 6 miteinander verbunden. Das Substrat 9 ist auf dem Sockel 8 befestigt.

Mittels des digitalen Verfahrens des selektiven Anlegens von Strom an die oben erwähnten ausgewählten Anschluß­ flecken 3 und 4 wird somit die Kennlinie der Ausgangs­ justierschaltung 2 ausgewählt und festgelegt und somit auch die Kennlinie der Signalverarbeitungsschaltung 1. Zur Fertigstellung des Sensors wird nach Beendigung der Kompensation des Detektors 6 die Abdeckung 10 luftdicht mit dem Schaft 8 verbunden.

Fig. 4 zeigt die zweite Ausführungsform, bei der der De­ tektor 6 unmittelbar mit dem Signalprozessor 5 verbunden ist.

Fig. 5 zeigt die dritte Ausführungsform, bei der innerhalb des Signalprozessors 5 die Signalverarbeitungsschaltung 1 und die Signaljustierschaltung 2 als Einheit miteinander verbunden sind.

Fig. 6 zeigt die vierte Ausführungsfarm, bei der der Detektor 6, die Signalverarbeitungsschaltung 1 und die Ausgangs­ justierschaltung 2 als Einheit auf dem Signalprozessor 5 angebracht sind.

Die Ausgangsjustierschaltung 2 gemäß Fig. 7 weist einen Nullpunktabgleichspeicher 14, einen Differenzverstärker 15, den Empfindlichkeitsabgleichspeicher 16 und einen Differenz­ verstärker 17 auf. Jeder Differenzverstärker 15, 17 ist mit einem Eingangswiderstand und einem Rückkopplungswider­ stand verbunden. Diese Widerstände haben den gleichen Widerstandswert R. Das Ausgangssignal der Signalverarbei­ tungsschaltung 1 wird über den Eingangswiderstand an dennichtinvertierenden Eingang des Differenzverstärkers 15 als dessen Eingangssignal V_in angelegt. Über den Empfindlichkeitsabgleichspeicher 16 wird die Ausgabe des Differenz­ verstärkers 15 an den Differenzverstärker 17 angelegt. An den Nullpunktabgleichspeicher 14 wird eine Referenz­ spannung V_ref angelegt.

Es sei nun angenommen, daß α der Justierindex des Nullpunkt­ speichers 14 sei und β der Justierindex des Empfindlich­ keitsspeichers 16. Damit ergibt sich das Ausgangssignal V₀₁ des Differenzverstärkers 15 zu:

V₀₁ = V_in - α.V_ref (1)

Der α.V_ref-Term auf der rechten Seite der Formel (1) beschreibt die Nullpunktjustierung. Die Nullpunktposition des Detektors 6 wird durch Veränderung dieses Terms ju­ stiert. Da die Spannung V_ref entsprechend der Referenz­ spannung im Ausgabeprozessor 5 fest eingestellt ist, kann der Nullpunkt durch Auswahl des Justierindex α im Null­ punktabgleichspeicher 14 justiert werden.

Für die Ausgangsspannung V₀₂ des Empfindlichkeitsabgleich­ speichers 16 gilt:

V₀₂ = β.(α.V_ref - V_in) (2)

Da das Ausgangssignal V₀₂ gemäß Formel (2) proportional zum Justierindex β ist, kann durch die Auswahl dieses Index im Empfindlichkeitsabgleichspeicher 16 die Empfindlichkeit justiert werden.

Das Ausgangssignal des Differenzverstärkers 17 und damit das Ausgangssignal V_out der Ausgangsjustierschaltung 2 ergibt sich zu:

V_out = β.(V_in - α.V_ref) (3)

V_out entspricht dem Ausgangssignal V₀₂, allerdings mit umgekehrter Polarität.

Durch Auswahl der Justierindizes α und β des Nullpunktab­ gleichspeichers 14 bzw. des Empfindlichkeitsabgleichspeichers 16 kann demzufolge die im Detektor 6 begründete Fluktuation des Nullpunktes und der Empfindlichkeitskennlinie kompensiert werden. Das kompensierte Signal V_out kann über die Aus­ gangsjustierschaltung 2 ausgegeben werden.

Im folgenden werden Nullpunktspeicher 14 und Empfindlich­ keitsspeicher 16 erklärt.

In Fig. 8 bezeichnet die Ziffer 18 Kettenwiderstände mit Widerstandselementen, deren Widerstandswerte R und 2R sind und 19 den später zu erklärenden Speicher. Der Nullpunktspeicher 14 umfaßt die Widerstandskette 18, den Speicher 19, einen Differenzverstärker 21 und einen Rück­ kopplungswiderstand 24. Der Speicher 19 wird durch eine Anzahl von Schaltern 20 gebildet. Entsprechend acht Bits enthält in Fig. 8 die Widerstandskette 18 die Schalter 20. In bezug auf die Widerstandselemente der Leiter-Wider­ standskette 18 hat jeder der Schalter 20 eine Gewichtung zwischen 2⁰ und 2⁷ Jeder Schalter 20 hat drei Anschlüsse a, b und c. Anschluß a kann wahlweise mit Anschluß b oder Anschluß c verbunden werden. Alle Anschlüsse b sind an Masse 25 angeschlossen. Die Anschlüsse c sind mit dem invertierenden Eingang 23 des Differenzverstärkers 21 verbunden. Der nichtinvertierende Eingang 22 des Diffe­ renzverstärkers 21 ist außerdem mit Masse 25 verbunden. Durch selektives Anlegen einer Spannung verbindet ein Schalter 20 einen der Anschlüsse b oder c, wie später erklärt werden wird, mit den für die Nullpunktjustierung verwendeten Anschlußflecken 4. Der Nullpunktspeicher 14 stellt dann für die an die Widerstandskette angelegte Referenzspannung V_ref ein bestimmtes Spannungsteilungs­ verhältnis ein, das über die Schalter 20 der Widerstands­ kette 18 innerhalb des Speichers 19 eingegeben wurde, so daß der oben erwähnte Justierindex α ausgewählt wird. Somit wird ein Ausgangssignal der Ausgangsspannung von α.V_ref als Ausgangssignal des Differenzverstärkers 21 erzeugt.

Es sei nun angenommen, daß die Schalter 20 der Bits 2 ¹, 2 ², 2 ⁴, 2 ⁵ und 2 ⁷ die Anschlüsse a und b miteinander ver­ binden, die übrigen Schalter verbinden die Anschlüsse a und c miteinander. In diesem Fall gilt für den Justier­ index α:

α = 73/255 (4)

Somit gilt für das Ausgangssignal α.V_ref des Differenz­ verstärkers 21:

α.V_ref = 73/255 × V_ref (5)

Durch die Auswahl der Schaltzustände der Schalter 20 inner­ halb des Speichers 19 wird das für die Nullpunktjustierung notwendige Ausgangssignal gewonnen.

In Fig. 9 bezeichnen die Ziffern 65 einen Thermistor und 64 einen Widerstand. Mittels des Thermistors 65 kann der Sensor temperaturkompensiert werden.

In Fig. 10 weist der Empfindlichkeitsabgleichspeicher 16 dieselbe prinzipielle Struktur auf wie der Nullpunktab­ gleichspeicher 14 aus Fig. 8. Der Empfindlichkeitsabgleich­ speicher 16 wird durch einen Leiterwiderstand 18A mit den Widerständen R und 2R, aus dem Speicher 19A mit den Schaltern 20A entsprechend acht Bits, dem Differenzverstärker 27 und einem zwischen dem Eingangsanschluß 28 des Empfindlichkeitsababgleichspeichers 16 und dem invertierenden Eingangsanschluß des Differenzverstärkers 27 angeschlossenen Widerstand 26 gebildet.

Es sei nun angenommen, daß das Ausgangssignal V_in - α.V_ref des in den Fig. 8 und 9 dargestellten Differenzverstärkers 15 an den Eingangsanschluß 28 angelegt wird. Nach Formel (2) ist das Ausgangssignal V₀₂ des Differenzverstärkers 27:

V₀₂ = β.(α.V_ref - V_in) (6)

Durch Auswählen und entsprechendes Schalten der Schalter 20A des Speichers 19A wird der Justierindex β des Empfind­ lichkeitsabgleichspeichers 16 ausgewählt. In Abhängigkeit vom Schaltzustand der Schalter 20A des Speichers 19A wird die Empfindlichkeitsfluktuation des Detektors 6 somit digital kompensiert.

Wenn, wie in Fig. 10, die den Bits 2 ¹, 2 ², 2 ⁴, 2 ⁵ und 2 ⁷ entsprechenden Schalter 20A die Anschlüsse a und b miteinander verbinden und die übrigen Schalter die Anschlüsse a und c, ergibt sich ein Justierindex β zu:

β = 1 + 73/255 (7)

Im folgenden wird die Ausführungsform der Speicher 19 und 19A erklärt.

Gemäß den vorliegenden Ausführungsformen sind diese Speicher im Signalprozessor oder dem IC 5 ausgeführt. Der Schaltzu­ stand der Schalter 20 und 20A wird durch selektive Strom­ zuführung über die Anschlußflecken 3 und 4 ausgewählt.

Das Umschalten der einen Teil der Speicher 19 und 19A bildenden Schalter 20 und 20A wird beispielsweise mittels Zenerdurchbruch oder über ein Siliziumdurchschmelzver­ fahren durchgeführt.

Bezugnehmend auf die Fig. 13 und 14 wird im folgenden das Verfahren mit Zenerdurchbruch anhand eines Schalt­ transistors erklärt.

Wenn, wie in der Fig. 13 dargestellt, ein Strom i zwischen dem Emitter und der Basis des Transistors fließt, ergibt sich eine Kennlinie des Spannungsabfalls v des Transistors gemäß der durchgezogenen Linie 61 in Fig. 14. Wenn der p-n-Übergang des Transistors durch das Anlegen einer hohen Spannung durchbrochen wird und somit ein großer Strom zwangsweise zwischen dem Emitter und der Basis des Transistors fließt, ändert sich dessen Strom-Spannungs- Kennlinie wie durch die gepunktete Linie 60 in Fig. 14 dargestellt. Der Transistor zeigt demzufolge einen ver­ gleichsweise großen Spannungsabfall, wenn der p-n-Übergang des Transistors nicht mittels Stromübertragung zwischen Emitter und der Basis des Transistors durchbrochen wird. Andererseits ergibt sich ein ausreichend kleiner Spannungs­ abfall v, nachdem der p-n-Übergang durchbrochen wurde. Wurde der p-n-Übergang des Transistors einmal durchbrochen, kann er nicht wieder aufgebaut werden. Die Schalter 20 und 20A nützen diesen Effekt aus.

In Fig. 15 bezeichnen die Ziffern 29 und 30 Feldeffekt­ transistoren (FETs). Ein Schalter 20 oder 20A wird hier mittels zweier FETs 29 und 30 gebildet. Die Anschlüsse a, b und c in Fig. 15 entsprechen denen in den Fig. 8, 9 und 10. Die Ziffern 31 und 32 bezeichnen Inverter, 33 einen Transistor, 34 einen Anschlußflecken und 35 einen Knoten. Wie aus Fig. 15 ersichtlich, fließt ständig ein kleiner, vorbestimmter, konstanter Strom i von der Spannungsquelle des IC 5 her zwischen dem Emitter und der Basis des Transistors 33. Solange der p-n-Übergang des Transistors 33 noch nicht durchbrochen ist, ergibt sich, wie anläßlich der Fig. 14 erklärt, längs des p- n-Übergangs ein vergleichsweise großer Spannungsabfall v. Der Knoten 35 liegt dann auf hohem Spannungsniveau. Somit liegt das Gate des FETs 29 auf hohem Niveau und das Gate des FETs 30 auf niedrigem, so daß der FET 29 durchschaltet und der FET 30 sperrt. Der Schalter 20 nimmt dadurch einen Zustand an, indem die Anschlüsse a und b miteinander verbunden sind. Es sei nun angenommen, daß die vorbestimmte hohe Spannung an den Anschlußflecken 34 angelegt wird, so daß ein großer Strom durch den p- n-Übergang zwischen Emitter und Basis des Transistors 33 fließt, um den p-n-Übergang zu durchbrechen. Dann wird das Potential des Knotens 35 auf niedrigem Niveau gehalten, so daß der FET 29 sperrt und der FET 30 durchschaltet, wie in Fig. 14 dargestellt. Der Schalter 20 oder 20A nimmt somit einen Zustand an, bei dem die Anschlüsse a und c miteinander verbunden sind.

Wenn der Schalter 20 oder 20A aus Fig. 15 im Speicher 19 oder 19A der Fig. 8 bis 10 benutzt wird, kann der An­ schlußflecken 34 entweder als Empfindlichkeitsjustieran­ schlußflecken 3 oder als Nullpunktjustieranschlußflecken 4 benutzt werden. Wenn die Zustände der Speicher 19 oder 19A durch die Auswahl der Schaltzustände der Schalter 20 oder 20A gemäß obiger Methode ausgewählt werden, können damit auch die Justierindizes α oder β der Speicher 19 oder 19A gewählt werden. Somit kann die Kompensation des Detektors 6 digital durchgeführt werden.

Das Auswählen und Umschalten der Schalter 20 und 20A unter Zuhilfenahme des Zenerdurchbruchs arbeitet digital und ist äußerst zuverlässig. Nachdem die Schalter gemäß diesem Verfahren ausgewählt und geschaltet wurden, ändert sich die Kennlinie des Detektors im Lauf der Zeit nicht mehr.

In Fig. 16 wird das Umschalten der FETs 29 und 30 durch ein über das Register 67 angelegtes Ausgangssignal des Mikrocomputers 66 durchgeführt. Mikrocomputer 66 und Re­ gister 67 sind auf dem Sensor angebracht.

Als nächstes wird bezugnehmend auf Fig. 17 die Auswahl und das Umschalten der Schalter 20 und 20A unter Zuhilfenahme des Siliziumdurchschmelzverfahrens erläutert.

In Fig. 17 bezeichnen die Ziffern 36 einen Strombegrenzungswiderstand, 37 die Schmelzsicherung aus polykristallinem Silizium, gleiche Bauteile wie die in Fig. 15 haben gleiche Bezugsziffern. Die Schmelzsicherung 37 und der Widerstand 36 sind auf dem Chip des IC 5 ausgebildet. Durch einen Strom, der größer als ein vorbestimmter Wert ist, wird die Schmelzsicherung 37 geschmolzen, so daß sie durchbrennt.

Fig. 18A zeigt einen stromleitenden Zustand der Schmelz­ sicherung 37, Fig. 18B den durchgebrannten Zustand nach Anlegen eines großen Stroms an die Schmelzsicherung 37. Ziffer 38 bezeichnet einen geerdeten Anschlußflecken.

Solange die Schmelzsicherung 37 nicht geschmolzen ist, wird das Potential des Knotens 35 in Fig. 17 auf niedrigem Niveau gehalten. Nachdem durch Anlegen eines großen Stroms an den Anschlußflecken 34 die Schmelzsicherung 37 geschmolzen ist, ist das Potential des Knotens 35 auf hohem Niveau. Somit können wahlweise die FETs 29 oder 30 leitend gemacht oder gesperrt gehalten werden. Dadurch können die Schalter 20 und 20A an- oder ausgeschaltet werden.

Das Durchschmelzen oder Bestehenlassen der Schmelz­ sicherung 37 kann als digitaler Speicher verwendet werden. Ein Sensor, bei dem dieses Verfahren angewendet wird, zeigt somit hohe Zuverlässigkeit.

In den Fig. 11 und 12 ebenso wie in den Fig. 13 bis 18 können die Schalter 20, 20' und 20" entweder mittels Zenerdurchbruch oder über das Siliziumdurchschmelzverfahren geschaltet werden.

Die Widerstände R und 2R der Fig. 8, 9, 10 und 12 können durch Halbleiterelemente oder Kondensatoren ersetzt werden.

In Fig. 19 ist der Detektor 6 als ein Beschleunigungssensor­ element ausgebildet. Das Beschleunigungssensorelement ist vom Typ eines elektrostatischen Halbleiterkondensators. Das Sensorelement wird durch drei Schichten derartig aufge­ baut, daß eine Siliziumplatte 40 zwischen zwei Glasträgern 39 und 41 angeordnet ist. Durch Ätzen erhält man aus der Siliziumplatte 40 einen Kragarm 42 und eine bewegliche Elektrode 43, die als Elektrode und als Gewicht wirkt. An den Innenseiten der Glassubstrate 39 und 41 und jeweils gegenüber der beweglichen Elektrode 43 sind feststehende Elektroden 44 vorgesehen. Wenn in Fig. 19 gemäß Pfeil­ richtung eine Beschleunigung G auftritt, verschiebt sich die bewegliche Elektrode 43 nach oben oder unten, wodurch die zwischen den Elektroden 44 und der beweglichen Elek­ trode 43 bestehende Kapazität geändert wird. Durch die Veränderung der elektrostatischen Kapazität wird die Be­ schleunigung G erfaßt. Über die drei Anschlußleitungen 45 wird der Detektor 6 mit dem IC 5 verbunden. Der IC 5 umfaßt einen ΔC-Detektor 46 zur Erfassung kleiner Ver­ änderungen ΔC der elektrostatischen Kapazität, einen Verstärker 47, einen Pulsbreitenmodulator 48, einen In­ verter 49 und einen Tiefpaßfilter 50. Diese Schaltungen bilden die Signalverarbeitungsschaltung 1 gemäß Fig. 1. Das Signal V_in aus dem Tiefpaßfilter wird an die Ausgangs­ justierschaltung 2 ausgegeben.

Im folgenden wird die Arbeitsweise des Detektors 6 er­ läutert.

Die Rechteckspannung V_E gemäß Fig. 20 wird an die festen Elektroden 44 angelegt, um ein Potential der Siliziumplatte 40 von 5 Volt aufrechtzuerhalten. Die Rechteckspannung am Ausgang des Inverters 49 ist gegenüber der Rechteck­ spannung V_E invertiert. Wenn eine Beschleunigung G auftritt, verschiebt sich die bewegliche Elektrode, und die elektrostatischen Kapazitäten C₁ und C₂ zwischen der beweglichen Elektrode 43 und den befestigten Elektroden 44 verändern sich. Der Unterschied ΔC zwischen den elektro­ statischen Kapazitäten C₁ und C₂ wird durch ein Kapazität­ schaltverfahren ermittelt. Unter Ausnutzung der elektro­ statischen Kraft wird eine elektronische Steuerung derartig durchgeführt, daß der Kapazitätsunterschied ΔC auf Null hin geregelt wird, daß nämlich die bewegliche Elektrode 43 einen konstanten Abstand von den befestigten Elektroden 44 hält. Geregelt wird durch die Eingabe des Ausgangs­ signals des ΔC-Detektors 46 aus dem Verstärker 47 in den Pulsbreitenmodulator 48; dadurch wird die Pulsbreite der Rechteckspannung V_E gesteuert, die als Ausgangssignal verwendet wird. Die Pulsbreite der Rechteckspannung V_E ändert sich also in Abhängigkeit von der Größe der auf­ tretenden Beschleunigung G wie in Fig. 20 dargestellt. Das erfaßte Gleichspannungsausgangssignal V_in, das der Beschleunigung G entspricht, erhält man, indem die Recht­ eckspannung V_E durch ein Tiefpaßfilter 50 gefiltert wird. Die Pulsbreite der Rechteckspannung V_E ändert sich proportional zur Beschleunigung G, wenn ein Zyklus 50 µs bzw. die Frequenz 20 kHz wie in Fig. 20 beträgt. Bei positiver Beschleunigung G wird die Pulsbreite verringert, bei negativer Beschleunigung G erhöht. Das Ausgangssignal V_in wird in die Ausgangsjustierschaltung 2 ausgegeben, daraus erhält man das bezüglich der Empfindlichkeit und des Nullpunkts kompensierte Ausgangssignal V_out. Bezugnehmend auf Fig. 21 wird das Kompensationsergebnis für den Sensor nach Fig. 19 erläutert. Die gepunktete Linie 62 in Fig. 21 zeigt die Empfindlichkeit des Sensors vor der Justierung der Ausgangsjustierschaltung 2. Die durchgezogene Linie 63 zeigt die gewünschte Kennlinie nach der Justierung. Indem man die Empfindlichkeit und den Nullpunkt mittels der Ausgangsjustierschaltung 2 ein­ stellt, können beispielsweise für die Beschleunigungswerte -1 G, 0 G und +1 G die Ausgangsspannungen von 1,0 Volt, 2,5 Volt und 4,0 Volt erhalten werden.

Fig. 22 zeigt die Größe der Abweichungen von zehn Stich­ proben, bevor und nachdem bei den erfindungsgemäßen Aus­ führungsformen die Kompensation der Empfindlichkeit durch­ geführt wurde. Die Abweichungen der Empfindlichkeit betragen vor der Justierung gemäß der gepunkteten Kennlinie 62 ±5%. Durch die Justierung kann sie auf ±1% abgesenkt werden, was der durchgezogenen Kennlinie 63 entspricht.

In Fig. 23 sind der Kragarm 42 und der Beschleunigungs­ detektor 6 vom Typ eines elektrostatischen Kondensators zusammen mit der Signalverarbeitungsschaltung 1 und der Ausgangsjustierschaltung 2 auf dem IC 5 ausgebildet. Bei der Ausführungsform gemäß Fig. 23 kann die Größe des Sen­ sors reduziert werden, so daß er im Vergleich mit der Ausführungsform gemäß Fig. 1 einfacher in einem Fahrzeug angebracht werden kann. Wenn sich in der Nähe des befestig­ ten Endes des Kragarms 42 ein Halbleiterdehnungsmeßstreifen 55 befindet, kann die Ausführungsform gemäß Fig. 23 als ein Beschleunigungssensor des Dehnungsmeßstreifentyps verwendet werden. In Fig. 24 sind am Rand der quadratischen und zur Druckerfassung vorgesehenen Membran 56 vier Halbleiterdehnungsmeßstreifen 57 angebracht.

Wegen der digitalen Justierung der Empfindlichkeit und des Nullpunktes weisen die erfindungsgemäßen Ausführungs­ formen eine hohe Zuverlässigkeit auf.

Außerdem kann die Größe der Abweichungen nennenswert ver­ kleinert werden. Mittels der vorliegenden Erfindung können alle Arten von Sensoren, die klein, im einfach montierbar und billig sein sollen, mit erhöhter Fertigungsausbeute hergestellt werden.

Claims (11)

1. Sensor mit einem Detektor (6) zur Erfassung einer physi­ kalischen Größe und einem mit diesem Detektor (6) verbun­ denen Signalprozessor (5), wobei der Signalprozessor Ju­ stiermittel (14-17, R) zur Justierung der Kennlinie des Sensors aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß
die Justiermittel mehrere Abgleichelemente (R, 2R) und mehrere gewichtete Schaltmittel (20, 20', 20", 20A), die mit den Abgleichelementen zur Auswahl eines Ausgangs­ signals eines jeden Abgleichelements durch Einstellen der Schaltmittel verbunden sind, zur schrittweisen elektri­ schen Justierung der Kennlinie des Detektors durch Schal­ ten der Schaltmittel (20, 20', 20", 20A) aufweisen, wobei die Schaltmittel durch ein Signal geschaltet werden, das durch Zerstörung oder Nicht-Zerstörung von mindestens ei­ nem Transistor mit Zener-Durchbruchs-Eigenschaft oder mindestens einer Sicherung mit Hilfe eines gesteuerten Stromflusses darin erzeugt wird, und
eine oder mehrere Reihen von Anschlußflecken (3, 4, 34) vorgesehen sind, wobei die Steuerung des Stromflusses in dem mindestens einen Transistor oder der mindestens einen Sicherung auf der Grundlage eines Signals von dem oder den Anschlußflecken (3, 4, 34) durchgeführt wird.

2. Sensor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromflußsteuerung in dem mindestens einen Transistor oder der mindestens einen Sicherung auf der Grundlage ei­ nes Signals von einem am Sensor angebrachten Mikrocompu­ ter (66) durchgeführt wird.

3. Sensor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Justiermittel (14-17, R) eine Anzahl von Schaltmitteln (20, 20', 20", 20A) aufweisen, um durch digitales Wählen der Schaltmittel eine gewünschte Kennlinie des Detektors (6) zu erhalten.

4. Sensor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Sensor zur Erfassung des Unterdrucks im Luftansaugrohr eines Motors eingerichtet ist.

5. Sensor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Sensor zur Erfassung der Beschleunigung eingerichtet ist.

6. Sensor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Justiermittel (14-17, R) einen Nullpunktabgleichspeicher (14) und/oder einen Empfindlichkeitsabgleicher (16) auf­ weisen.

7. Sensor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Justiermittel (14-17, R) außerdem Mittel (65) zur Tempe­ raturkompensation aufweisen.

8. Sensor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Signalprozessor eine Signalverarbeitungsschaltung (1) und eine Ausgangsjustierschaltung (2), die die Kennlinie des Detektors justiert, aufweist.

9. Sensor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Detektor (6) und der Signalprozessor (5) auf einem Halb­ leitersubstrat ausgebildet sind.

10. Sensor nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Signalprozessor (5) eine Signalverarbeitungsschaltung (1) und eine Ausgangsjustierschaltung (2) zur Justierung der Kennlinie des Detektors (6) aufweist.

11. Sensor nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Detektor (6) auf einem ersten Halbleitersubstrat und der Signalprozessor (5) auf einem zweiten Halbleitersubstrat aufgebaut ist.