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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Sensorschaltung zum
Messen einer Messgröße und zum
Ausgeben eines die Messgröße anzeigenden
Ausgangssignals und insbesondere auf eine Sensorschaltung, die einen
kapazitiven Sensor umfasst, der einen Wert seiner Kapazität in Abhängigkeit
von einer Messgröße verändert.
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Immer
häufiger
werden heute in elektrischen Geräten,
die zur Kommunikation zwischen mehreren Teilnehmern eingesetzt werden,
wie z. B. Mobiltelefone, Elektret-Mikrophone oder Silizium-Mikrophon-Module
eingesetzt. Die Silizium-Mikrophon-Module lassen sich dabei in einfacher
Weise in einem Massenfertigungsprozess eines Halbleiterunternehmens
herstellen. Dies ermöglicht
Silizium-Mikrophon-Module in großen Stückzahlen mit geringen Fertigungskosten
herzustellen.
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Die
Silizium-Mikrophon-Module oder Elektret-Mikrophone weisen dabei
typischerweise eine passive Spannungsversorgung über Widerstände auf. Dabei muss der Widerstandswert
sehr hoch gewählt
werden, so dass der Wert des eingesetzten Widerstands in einem Bereich
von 10 GΩ bis
mehrere 10 GΩ liegt,
da eine Kombination bzw. Zusammenschaltung der Kapazität des Mikrophons
mit dem Widerstand einen Hochpass mit einer sehr niedrigen Grenzfrequenz
für ein
Ausgangssignal der Sensorschaltung erzeugen bzw. bilden soll.
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Zugleich
wirkt der elektrische Hochpass für das
Ausgangssignal der Sensorschaltung als ein Tiefpass für ein störendes Rauschen,
wie z. B. das thermische Rauschen des Widerstands. Wenn die Grenzfrequenz
dabei weit unterhalb der Frequenz des Nutzbandes liegt, wird das
störende
Rauschen herausgefiltert, wodurch sich eine Verbesserung des Signal-Rausch-Abstandes ergibt.
Auch deshalb sollte der eingesetzte Widerstand einen hohen Wert
aufweisen.
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Der
Widerstand in der Serienschaltung mit dem Mikrophon, der bei der
Spannungsversorgung des Mikrophons eingesetzt wird, ist bisher als
ein externes Bauelement oder als ein integrierter Polysiliziumwiderstand
implementiert. Jedoch sind beide Implementierungen des Widerstands
mit Nachteilen verbunden. Denn die Implementierung des Widerstands als
externes Bauelement verursacht zusätzliche Herstellungskosten,
die z. B. dadurch entstehen, dass auf einer Platine, auf der das
Mikrophon angeordnet ist, die zusätzliche Komponente des externen
Widerstands anzuordnen ist. Zugleich erzeugt die weitere Bevorratung
einer zusätzlichen
Komponente, nämlich
des externen Widerstands, bei einem Hersteller von Geräten, die
die Mikrophone in Zusammenschaltung mit dem externen Widerstand
einsetzen, einen zusätzlichen
logistischen Aufbau für
die Bevorratung dieser zusätzlichen
externen Komponente. Dieser zusätzliche
logistische Aufwand erzeugt bei dem Hersteller eines Geräts, das
eine derartige Spannungsversorgung aufweist, zusätzliche Aufwände und
damit Kosten.
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Zugleich
ist auch eine Implementierung des Widerstands, der bei der Spannungsversorgung
des Mikrophons eingesetzt wird, als interner Widerstand, z. B. auf
einem Chip, in Form eines schwach dotierten Polysiliziums, das als
Widerstandsmaterial eingesetzt wird, mit erheblichen Nachteilen
behaftet. Denn um einen Widerstand mit einem derart hohen Gesamtwiderstandswert
zu erzeugen, sind eine hohe Anzahl von Widerstandsquadraten auf
dem Chip zu implementieren, was mit einem erheblichen Chipflächenbedarf
einhergeht. Zugleich ist ein derart ausgeführter Serienwiderstand mit
einem typischerweise so hohen Widerstandswert technologisch schwierig herstellbar
und vor allem z. B. in einer Massenfertigung nur schwer reproduzierbar.
Dies führt
dazu, dass sich in einer Massenfertigung durch Schwankungen der
Prozessparameter erhebliche Schwankungen des Werts des Serienwiderstands
bei den so erzeugten Mikrophonbauelementen ergeben, so dass ein
erheblicher Anteil der so erzeugten Mikrophonbauelemente nicht die
spezifizierten Werte für den
Serienwiderstand aufweist und nach einem Test der Mikrophonbauelemente
verworfen werden muss. Aufgrund des hohen Anteils der zu verwerfenden
Mikrophonbauelemente sind wiederum die Herstellungskosten für die Mikrophonbauelemente,
die einen schwach dotierten Polysiliziumwiderstand als Serienwiderstand
aufweisen, erhöht.
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Nachteilhaft
ist zusätzlich
an der Implementierung des Serienwiderstands als Polysiliziumwiderstand,
dass ein derartiger hochohmiger Polywiderstand bzw. Polysiliziumwiderstand
einen starken Temperaturgang aufweist. Dies ist besonders bei Mobiltelefonen,
die sowohl bei niedrigen Temperaturen im Winter als auch bei starker
Sonneneinstrahlung eingesetzt werden, nachteilhaft, da die in ihnen
implementierten Mikrophonbauelemente mit einem Polysiliziumwiderstand,
der zu der Spannungsversorgung eingesetzt wird, ja einen starken
Temperaturgang aufweisen, wodurch sich das elektrische Verhalten des
Mikrophons und damit die Sensitivität des so implementierten Sensors
zur Aufnahme eines Schalls sehr stark in Abhängigkeit von der Temperatur ändern.
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Die
DE 69722041 T2 setzt
sich mit direkten Sensorschnittstellenmodulen auseinander, die zur elektrischen
Verbindung zwischen Sensoren und Mikrocontrollern dienen, und erläutert ein
Funktionsblockdiagramm eines direkten Sensorschnittstellenmoduls
das in einem Kapazitätseingabemodus
arbeitet. Ein kapazitiver Sensor, der mit einem Kondensator parallel
geschaltet wird, wird bei einem DSI-Modul von einem Stromspiegel,
mit einem Konstantstrom I
s'/k gespeist, und
ein Verlauf einer Spannung V
c' in einem nachgeschalteten
Komparator ausgewertet. Wenn die Spannung V
c' an dem Kondensator
einen Referenzwert überschreitet,
wird ein Schalter aktiviert, um den kapazitiven Sensor vollständig zu
entladen, wobei ein Zeitpunkt zu dem das Entladen des durchgeführten kapazitiven Sensors
durchgeführt wird,
proportional zu einer Kapazität
des kapazitiven Sensors ist.
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Die
EP 0079955 B1 zeigt
einen elektrischen Schaltkreis zum Messen einer Impedanz. Ein kapazitiver
Sensor CV wird von einem Oszillator gespeist, der ein Signal mit
einer variablen Frequenz liefert, wobei die Frequenz von einem Ohmschen
Widerstand einer variablen Steuereinrichtung abhängt, die mit einem Ohmschen
Widerstand in Serie geschaltet ist. Die Steuereinrichtung ist als
ein Feldeffekttransistor ausgeführt,
wobei ein Widerstand des Feldeffekttransistors über eine Spannung zwischen
einem Gate und einer Source eingestellt wird. Der große Anteil
des Ohmschen Widerstands einer Serienschaltung die aus einem Serienwiderstand
R
s und einem Ohmschen Widerstand R
v der Steuereinrichtung besteht, fällt dabei
auf den Widerstand des Ohmschen Widerstands R
s.
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Die
DE 69927709 T2 zeigt
eine Erfassungsschaltung, die in einer Sitzbelegungserkennung in
einem Kraftfahrzeug eingesetzt wird. Ein kapazitives Sensorkissen,
das einen Kondensator C1 umfasst, dessen Kapazität von einem Sitzbelegungszustand abhängt, wird über FET-Schalter
Q1a und Q1b mit Eingängen
eines Spannungsfolgers verbunden oder von diesem getrennt. Die Schalter
Q1a, Q1b werden von einem Mikroprozessor angesteuert, der außerdem in
zwei weiteren Messperioden eine Verbindung jeweils mit einem anderen
Referenzkondensator und dem Eingang des Spannungsfolgers erzeugt,
während
das kapazitive Sensorkissen
102 weggeschaltet ist.
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Die
GB 2419950 A zeigt
eine aktive Matrix-Anzeige und eine Sensoranordnung bei einem LCD-Touch-Screen.
Während
einer Messperiode wird ein Kondensator über einen Transistor, der als Poly-Silizium-Dünnfilmtransistor
als elektronischer Schalter eingesetzt wird, mit einer Spaltenelektrode verbunden,
indem ein Scan-Signal von einem Treiber an eine Reihenelektrode,
die mit einem Steueranschluss des Transistors elektrisch verbunden
ist, angelegt wird. Eine mit der Spal ten-Elektrode verbundene Einrichtung
ermittelt daraufhin einen Wert der geänderten Kapazität des Kondensators.
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Die
DE 10321490 B3 zeigt
eine Schaltkreis-Anordnung, die einer Sensor-Elektrode, die als Stromsenke
arbeitet, einen elektrischen Strom bereitstellt. Die Schaltkreis-Anordnung
weist eine Sensor-Elektrode auf, die an einem Anschluss mit einem Anschluss
eines Feldeffekttransistors und einem Eingang eines Komparatorelements
in einer ersten Schaltungseinheit elektrisch leitend verbunden ist. Der
Feldeffekttransistor ist dabei als ein veränderbarer von dem ersten Komparator-Element steuerbarer Ohmscher
Widerstand ausgeführt,
wobei der Komparator den Feldeffekttransistor so ansteuert, dass das
Potential der Sensor-Elektrode in einem vorgegebenen Referenz-Bereich
um ein vorgegebenes elektrisches Soll-Potential gehalten wird.
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Die
Sensor-Elektrode ist über
den Transistor mit einem ersten Kondensator verbunden, wobei der erste
Kondensator der Sensor-Elektrode elektrische Ladung zum Halten des
elektrischen Potentials an der Sensorelektrode nachliefert. Wenn
die elektrische Spannung an dem ersten Kondensator unter einen Schwellenwert
fällt,
so löst
ein mit dem ersten Kondensator leitend verbundener Komparator ein Umladen
des ersten Kondensators aus und erzeugt zugleich einen Zählpuls für ein nachgelagertes
Zähler-Element.
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Der
vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Sensorschaltung
mit einem kapazitiven Sensor zu schaffen, die einfach und/oder kostengünstig implementiert
werden kann.
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Diese
Aufgabe wird durch eine Sensorschaltung gemäß dem Patentanspruch 1 gelöst.
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Die
vorliegende Erfindung schafft eine Sensorschaltung zum Messen einer
Messgröße und zum Ausgeben
eines die Messgröße anzeigenden
Ausgangssignals, die einen ersten Eingangsan schluss, einen zweiten
Eingangsanschluss und einen Ausgangsanschluss, wobei an dem Ausgangsanschluss die
Messgröße ausgebbar
ist, einen kapazitiven Sensor, der zwischen den ersten Eingangsanschluss
und den Ausgangsanschluss geschaltet ist und der ausgelegt ist,
um einen Wert einer Kapazität
in Abhängigkeit
von einer Messgröße zu verändern, einen Feldeffekttransistor,
der an dem einen eines Source- oder Drainanschlusses mit dem Ausgangsanschluss gekoppelt
ist und an dem anderen eines Source- oder Drainanschlusses mit dem
zweiten Eingangsanschluss gekoppelt ist, und eine Ansteuereinrichtung, die
ausgelegt ist, um ein Potential an einem Steueranschluss des Feldeffekttransistors
so einzustellen, dass der Feldeffekttransistor in einem Sensorbetrieb, in
dem das Ausgangssignal erzeugt wird, in einem Unterschwellspannungsbereich
betrieben wird, aufweist.
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Der
vorliegenden Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, dass ein Feldeffekttransistor,
der in einem Unterschwellspannungsbereich betrieben wird, als Widerstand
mit einem hohen Widerstandswert in einer Serienschaltung mit einem
kapazitiven Sensor in einer Sensorschaltung eingesetzt werden kann.
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Die
erfindungsgemäße Sensorschaltung,
in der der Feldeffekttransistor in einem Sensorbetrieb in einem
Unterschwellspannungsbereich betrieben wird und in Serie zu dem
kapazitiven Sensor geschaltet ist, ist dadurch gekennzeichnet, dass
sich die bei dem Herstellungsprozess der Sensorschaltung auftretenden
Schwankungen der Prozessparameter nur in geringerem Umfang auf einen
Wert des Widerstands zwischen dem Source- oder Drainanschluss auswirken, als
sich die Schwankungen der Prozessparameter in der herkömmlichen
Sensorschaltung auf den Wert eines so implementierten passiven Widerstands
auswirken. Daher wird ein elektrisches Verhalten der erfindungsgemäßen Sensorschaltung weniger
durch die Schwankungen der Prozessparameter beeinflusst und ist
damit besser reproduzierbar. Das elektrische Verhalten der erfindungsgemäßen Sensorschaltung
ist dabei weniger stark von den technologischen Möglichkeiten
bzw. den Schwankungen in dem Fertigungsprozess abhängig als
das einer herkömmlichen
Sensorschaltung, in der der Serienwiderstand als passiver Widerstand
implementiert ist Somit lassen sich Sensorschaltungen mit kapazitiven
Sensoren schaf fen, die einfacher und kostengünstiger zu fertigen sind als
herkömmliche
Sensorschaltungen mit kapazitiven Sensoren.
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Dadurch,
dass sich die Schwankungen der Prozessparameter bei der erfindungsgemäßen Sensorschaltung
weniger stark auf das elektrische Verhalten auswirken als in den
herkömmlichen
Sensorschaltungen bzw. Mikrophonschaltungen, ist zugleich ein Anteil
der Sensorschaltungen, die während
einem Test nach der Fertigung ein elektrisches Verhalten in einem
spezifizierten Bereich aufweisen, höher als bei den herkömmlichen
Mikrophonschaltungen. Damit ist der Anteil der erfindungsgemäßen Sensorschaltungen,
die nach einer Fertigung z. B. an einem Frontend-Standort, verworfen
werden müssen,
reduziert, was zu einer Verringerung der Fertigungskosten der erfindungsgemäßen Sensorschaltung
gegenüber
der herkömmlichen
Sensorschaltung mit einem externen Serienwiderstand oder einem Polysiliziumwiderstand
führt.
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Vorteilhaft
ist darüber
hinaus an der erfindungsgemäßen Sensorschaltung,
dass ein Feldeffekttransistor, dessen Arbeitspunkt von einer speziellen
Ansteuerschaltung so eingestellt wird, dass er in dem Unterschwellspannungsbereich
bzw. Unterschwellenbereich betrieben wird, temperaturstabiler ist
als der passive Widerstand in der herkömmlichen Mikrophonschaltung.
Somit ist das elektrische Verhalten der erfindungsgemäßen Sensorschaltung
gegenüber
thermischen Einflüssen
stabiler, was z. B. bei Mobiltelefonen, in denen kapazitive Sensorschaltungen
zur Wandlung eines Schalls in ein elektrisches Signal eingesetzt
werden, dazu führt,
dass eine Abhängigkeit
der Sensitivität
des Sensors von der Temperatur, bei der das Mobiltelefon betrieben wird,
reduziert ist.
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Bevorzugte
Ausführungsbeispiele
der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend bezugnehmend auf die
beiliegenden Zeichnungen näher
erläutert.
Es zeigen:
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1 eine
Mikrophonschaltung gemäß einem
Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung;
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2 eine
konkrete Ausführungsform
des in 1 gezeigten Ausführungsbeispiels der vorliegenden
Erfindung;
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3a einen
Aufbau eines Feldeffekttransistors, der in der erfindungsgemäßen Mikrophonschaltung
eingesetzt wird;
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3b einen
Kennlinienverlauf, der eine Abhängigkeit
eines Stroms an einem Drainanschluss von einer Spannung zwischen
einem Gateanschluss und einem Sourceanschluss bei dem Feldeffekttransistor
erläutert;
und
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4 eine
konkrete Ausführungsform
einer Einrichtung zum Einstellen des Arbeitspunkts eines MOS-Transistors
in der in 1 gezeigten Mikrophonschaltung.
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In 1 ist
ein Aufbau einer Mikrophonschaltung 11 gemäß einem
Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung gezeigt. Die Mikrophonschaltung 11 gemäß der vorliegenden
Erfindung weist ein Spannungsversorgungselement 13, ein
Mikrophon 15 mit einer Mikrophonkapazität 17, einen MOS-Transistor 19 und
eine Arbeitspunkt-Einstellungseinrichtung 21 auf. In der
Mikrophonschaltung 11 sind ein erster Eingangsanschluss 23,
ein Ausgangsanschluss 25 und ein Masseanschluss bzw. zweiter
Eingangsanschluss 27 angeordnet.
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Das
Spannungsversorgungselement 13 ist an einem Pol mit dem
Masseanschluss 27 gekoppelt, während das Spannungsversorgungselement 13 an einem
anderen Pol mit dem ersten Eingangsanschluss 23 elektrisch
leitend verbunden ist. Des weiteren ist ein erster Anschluss der
Mikrophonkapazität 17 mit
dem ersten Eingangsanschluss 23 und ein zweiter Anschluss
der Mikrophonkapazität 17 mit dem
Ausgangsanschluss 25 elektrisch leitend verbunden. Zugleich
ist der zweite Anschluss der Mikrophonkapazität 17 mit einem Drainanschluss
des MOS-Transistors 19 elektrisch
wirksam verbunden, während
ein Sourceanschluss des MOS-Transistors 19 mit dem Masseanschluss 27 elektrisch
leitend verbunden ist. Ein Ausgang der Arbeitspunkt-Einstellungseinrichtung 21 ist
an einem ersten Einstellungseinrichtungs-Anschluss 21a mit
einem Steueranschluss bzw. einem Gateanschluss des MOS-Transistors 19 elektrisch
leitend verbunden. Zugleich ist die Arbeitspunkt-Einstellungseinrichtung 21 an
einem zweiten Einstellungseinrichtungsanschluss 21b mit
Masse verbunden.
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Das
Spannungsversorgungselement 13 stellt eine Gleichspannung
bereit, die zur Energieversorgung der Mikrophonschaltung 11 gemäß der vorliegenden
Erfindung dient. Infolge einer Veränderung eines Luftdrucks an
dem Mikrophon 15 bzw. eines auf die Membran des Mikrophons
auftreffenden Schalls ändert
sich ein Kapazitätswert
der Mikrophonkapazität 17.
Die Auslenkungen der Membran infolge des Schalls bzw. die Änderungen
der Mikrophonkapazität
führen
dazu, dass an dem ersten Eingangsanschluss 23 ein Wechselstrom
fließt,
dessen Amplitude und dessen Frequenz von der Intensität des auf
das Mikrophon auftreffenden Schalls und der Frequenz des Schalls
abhängen.
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Die
Arbeitspunkt-Einstellungseinrichtung 21 stellt ein Potential
an dem Gateanschluss des MOS-Transistors 19 ein, wobei
das an dem Gateanschluss anliegende Potential durch eine Potentialdifferenz
gegenüber
dem Masseanschluss bzw. dem Bezugspotentialanschluss 27 definiert
ist. Über
das Potential an dem Gateanschluss des MOS-Transistors 19 stellt
die Arbeitspunkt-Einstellungseinrichtung 21 dabei einen
Widerstand zwischen dem Sourceanschluss und dem Drainanschluss des
MOS-Transistors 19 ein.
Die Einstellung des Potentials an dem Gateanschluss des MOS-Transistors 19 erfolgt
dabei so, dass der MOS-Transistor 19 in einem Sensorbetrieb,
bei dem an dem Ausgangsanschluss 25 ein Sensorsignal erzeugt
wird, stets bzw. permanent in einem Unterschwellspannungsbereich
betrieben wird. Ein Betrieb eines MOS-Transistors bzw. eines Feldeffekttransistors
in einem Unterschwellspannungsbereich wird in dem weiteren Verlauf
der Anmeldung noch näher
erläutert.
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Ein
Widerstand zwischen dem Sourceanschluss und dem Drainanschluss des
MOS-Transistors 19 ist von einer Dimensionierung des Kanalbereichs
des MOS-Transistors 19 abhängig. Der Widerstand zwischen
dem Sourceanschluss und dem Drainanschluss ist dabei um so höher, je
höher die
Länge des
Kanalbereichs ist und je geringer die Breite des Kanalbereichs ist.
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In
der Mikrophonschaltung 11 wird, wie bereits erläutert, durch
eine entsprechende Einstellung der von der Arbeitspunkt-Einstellungseinrichtung 21 eingestellten
Steuerspannung bzw. einer Potentialdifferenz zwischen dem Gateanschluss
und dem Masseanschluss 27 der MOS-Transistor 19 so
angesteuert, dass er in dem Unterschwellspannungsbereich betrieben
wird, wodurch sich ein hoher Wert des Widerstands zwischen dem Sourceanschluss und
dem Drainanschluss ausbildet. Hierbei weist der Widerstand zwischen
dem Sourceanschluss und dem Drainanschluss des MOS-FETs einen Wert
auf, der z. B. in einem Bereich von 1 GΩ bis 100 GΩ liegt, da der Kanalbereich
des MOS-Transistors 19 so dimensioniert ist, dass der Kanalbereich
lang und schmal ist.
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Zusammenfassend
gesagt nutzt das in 1 gezeigte aktive Versorgungskonzept
bzw. die über
den MOS-Transistor 19 einstellbare Energieversorgung bzw.
Spannungsversorgung einen hochohmigen Widerstand, der auf einem
Einsatz des Kanalwiderstands bzw. des Widerstands zwischen dem Sourceanschluss
und dem Drainanschluss des MOS-Transistors 19 bei dem Betrieb
in dem Unterschwellspannungsbereich basiert.
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Die
Mikrophonkapazität 17 und
der Widerstand zwischen dem Sourceanschluss und dem Drainanschluss
des MOS-Transistors 19 sind so zusammengeschaltet, dass
sie einen Hochpass bilden, wobei ein Eingang bzw. ein Eingangstor
des Hochpasses zwischen dem ersten Eingangsanschluss 23 und dem
Masseanschluss 27 gebildet ist und ein Ausgang bzw. Ausgangstor
zwischen dem Sourceanschluss und dem Drainanschluss des MOS-Transistors 19 gebildet
ist. Die Grenzfrequenz des so gebildeten Hochpasses hängt dabei
von dem Wert des Widerstands zwischen dem Sourceanschluss und dem
Drainanschluss des MOS-Transistors ab, so dass die Grenzfrequenz
des Hochpasses von der Länge
des Kanalbereichs, der Breite des Kanalbereichs des MOS-Transistors 19 und
des an dem Gateanschluss des MOS-Transistors 19 anliegenden Potentials
abhängt.
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In 2 ist
eine spezielle Ausführungsform 51 der
Mikrophonschaltung 11 gemäß der vorliegenden Erfindung
gezeigt. Im Folgenden werden gleiche oder gleich wirkende Elemente
zu der in 1 gezeigten Mikrophonschaltung 11 gemäß der vorliegenden
Erfindung mit dem gleichen Bezugszeichen versehen. Des weiteren
bezieht sich eine Beschreibung des Aufbaus und der Funktion der
speziellen Ausführungsform 51 der
Mikrophonschaltung gemäß der vorliegenden
Erfindung auf den Aufbau und die Funktion der Ausführungsform
der Arbeitspunkt-Einstellungseinrichtung 21.
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Der
Gateanschluss des MOS-Transistors 19 ist mit einem Drainanschluss
eines Einstell-Feldeffekttransistors 53 gekoppelt. Ein
Sourceanschluss des Einstell-Feldeffekttransistors 53 ist
mit einem Bulkanschluss des Feldeffekttransistors 53 elektrisch wirksam
verbunden und zugleich mit dem Masseanschluss 27 gekoppelt.
Der Drainanschluss des Einstell-Feldeffekttransistors 53 ist
mit einem ersten Anschluss eines Serienwiderstands 55 elektrisch
leitend verbunden. Ein Gateanschluss des Einstell-Feldeffekttransistors 53 ist
mit einem Gateanschluss und einem Drainanschluss eines Einstell-Spiegel-Feldeffekttransistors 57 elektrisch
leitend verbunden. Ein Sourceanschluss und ein Bulkanschluss des
Einstell-Spiegel-Feldeffekttransistors 57 sind
mit dem Masseanschluss 27 gekoppelt. Ein Bulkanschluss
sowie ein Sourceanschluss eines Festlegungsfeldeffekttransistors 59 sind
mit dem Masseanschluss 27 elektrisch leitend verbunden.
Ein Gateanschluss des Festlegungsfeldeffekttransistors 59 ist
mit einem Drainanschluss des Transistors 59 und einem Emitteranschluss
eines ersten Spiegeltransistors 61 gekoppelt. Ein Basisanschluss
des ersten Spiegeltransistors 61 ist mit einem Kollektoranschluss
des ersten Spiegeltransistors 61 und mit einem Basisanschluss
eines zweiten Spiegeltransistors 63 leitend verbunden.
Ein Emitteranschluss des zweiten Spiegeltransistors 63 ist
mit einem zweiten Anschluss des Serienwiderstands 55 elektrisch
wirksam verbunden.
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Ein
Emitteranschluss eines ersten Konstantstromtransistors 65a ist
mit dem Masseanschluss 27 elektrisch leitend verbunden,
während
ein Basisanschluss des ersten Konstantstromtransistors 65a mit einem
Basisanschluss eines zweiten Konstantstromtransistors 65b,
einem Basisanschluss eines dritten Konstantstromtransistors 65c,
einem Basisanschluss eines vierten Konstantstromtransistors 65d und
einem Basisanschluss eines fünften
Konstantstromtransistors 65e leitend verbunden ist. Zusätzlich ist der
Basisanschluss des ersten Konstantstromtransistors 65a mit
einem Kollektoranschluss des ersten Konstantstromtransistors 65a elektrisch
wirksam verbunden. Emitteranschlüsse
der zweiten bis fünften Konstantstromtransistoren 65b–e sind
untereinander verbunden und mit einem ersten Anschluss eines Konstantstromquellenwiderstands 65f elektrisch
leitend verbunden, wobei ein zweiter Anschluss des Konstantstromquellenwiderstands 65f mit
dem Masseanschluss 27 elektrisch gekoppelt ist. Die Kollektoranschlüsse der
zweiten bis fünften
Konstantstromtransistoren 65b–e sind untereinander verbunden.
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Der
Kollektoranschluss des Transistors 65a ist mit einem Drainanschluss
eines ersten Stromvervielfachtransistors 67a elektrisch
wirksam verbunden. Ein Sourceanschluss und ein Bulkanschluss des
ersten Stromvervielfachtransistors 67a sind mit einem Versorgungsanschluss 69 elektrisch
leitend verbunden. Ein Gateanschluss des ersten Stromvervielfachtransistors 67a ist
mit Gateanschlüssen
eines zweiten 67b, eines dritten 67c und eines
vierten 67d Stromvervielfachtransistors leitend verbunden.
Bulkanschlüsse
und Sourceanschlüsse
des zweiten bis vierten 67b–d Stromvervielfachtransistors
sind jeweils miteinander verbunden und mit dem Versorgungsanschluss 69 gekoppelt.
Der Drainanschluss des zweiten Stromvervielfachtransistors 67b ist
mit den Kollektoranschlüssen
der Konstantstromtransistoren 65b–e und dem Gateanschluss des
zweiten Stromvervielfachtransistors 67b verbunden. Ein
Drainanschluss des dritten Stromvervielfachtransistors 67c ist
mit einem Kollektoranschluss des ersten Spiegeltransistors 61 gekoppelt,
während
ein Drainanschluss des vierten Stromvervielfachtransistors 67d mit
dem Drainanschluss des Einstell-Spiegel-Feldeffekttransistors 57 leitend
verbunden ist. Ein Kollektoranschluss des zweiten Spiegeltransistors 63 ist
mit dem Versorgungsanschluss 69 gekoppelt.
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Der
Festlegungsfeldeffekttransistor 59 ist als Diode geschaltet
und so dimensioniert, dass ein Spannungsabfall zwischen dem Sourceanschluss und
dem Gateanschluss des Feldeffekttransistors 59 damit auf
einen vorbestimmten Wert, vorzugsweise im Unterschwellspannungsbereich
nahe der Schwellspannung des Festlegungsfeldeffekttransistors 59, festgelegt
ist. Der erste Spiegeltransistor 61 und der zweite Spiegeltransistor 63 sind
so dimensioniert, dass der Wert der Emitterspannungen annähernd gleich
ist, so dass ein Spannungsabfall zwischen dem Emitteranschluss des
ersten Spiegeltransistors 61 und dem Masseanschluss und
ein Spannungsabfall zwischen dem Emitteranschluss des zweiten Spiegeltransistors 63 und
dem Masseanschluss 27 gleich ist.
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Anders
ausgedrückt
kopieren damit die Transistoren 61, 63 einen Spannungsabfall
zwischen dem Gateanschluss und dem Sourceanschluss des Festlegungsfeldeffekttransistors 59 in
einen Spannungsabfall zwischen dem zweiten Anschluss des Serienwiderstands 55 und
dem Masseanschluss 27. Der Spannungsabfall zwischen dem
zweiten Anschluss des Serienwiderstands 55 und dem Masseanschluss teilt
sich dabei in einen Spannungsabfall an dem Serienwiderstand 55 und
einen Spannungsabfall zwischen dem Drainanschluss und dem Sourceanschluss
des Einstell-Feldeffekttransistors 53 auf, so dass der
Serienwiderstand 55 als ein Spannungsminderer dient, um
die Steuerspannung zwischen dem Gateanschluss des MOS-Transistors 19 und dem
Masseanschluss auf den notwendigen bzw. gewünschten Wert abzusenken.
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Die
Arbeitspunkt-Einstellung des MOS-Transistors 19 erfolgt
dabei mittels der Konstantstromtransistoren 65a–e und des
Konstantstromquellenwiderstands 65f, die so zusammengeschaltet
sind, dass sie eine Konstantstromquelle bilden, deren Strom vorzugsweise
proportional zu einer absoluten Temperatur ist, einer Stromvervielfachungseinrichtung,
die sich aus den Stromvervielfachtransistoren 67a–d zusammensetzt,
sowie einer prozesskompensierten Spannungserzeugung bzw. einer prozesskompensierten
Spannungsquelle, die in Form des Feldeffekttransistors 59 ausgeführt ist.
Der Feldeffekttransistor ist hier als ein zu dem MOS-Transistor 19 gleichartiger
kürzerer
MOS-Transistor ausgeführt, also
ein MOS-Transistor, der den selben strukturellen Aufbau wie der
MOS-Transistor 19 aufweist, sich jedoch von diesem in der
Länge des
Kanalbereichs unterscheidet. Dabei weist der Festlegungsfeldeffekttransistor 59 eine
geringere Länge
des Kanalbereichs oder eine größere Breite
des Kanalbereichs als der MOS-Transistor 19 auf.
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Die
Arbeitspunkt-Einstellung in der speziellen Ausführungsform 51 der
Mikrophonschaltung wird dabei so durchgeführt, dass das Potential an dem
Steueranschluss des MOS-Transistors 19 so eingestellt wird,
dass der MOS-Transistor 19 bei einem Sensorbetrieb, bei
dem zwischen dem Ausgangsanschluss 25 und dem Masseanschluss 27 eine
Ausgangsspannung anliegt, in einem Unterschwellspannungsbereich
arbeitet, wodurch sein Kanalwi derstand bzw. der Widerstand des Kanalbereichs
bzw. der Widerstand zwischen dem Sourceanschluss und dem Drainanschluss
einen hohen Wert aufweist.
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In 3a wird
ein Aufbau eines Feldeffekttransistors 101 sowie eine Anordnung
der sich bei einem Betrieb des Feldeffekttransistors 101 in
dem Unterschwellspannungsbereich ausbildenden Schichten anhand einer
schematischen Querschnittsansicht erläutert. Der Feldeffekttransistor 101 weist
einen Sourcebereich 103, einen Drainbereich 105,
einen Kanalbereich 107 sowie ein Substrat 109 auf.
Der Sourcebereich 103 und der Drainbereich 105 sind
auf dem Substrat 109 angeordnet, während der Kanalbereich 107 zwischen
dem Sourcebereich 103 und dem Drainbereich 105 gebildet
ist. In dem Sourcebereich 103 ist ein Sourcekontaktierungsbereich 111 gebildet,
auf dem der Sourcekontakt 111a angeordnet ist, während in
dem Drainbereich 105 ein Drainkontaktierungsbereich 113 gebildet
ist, auf dem der Drainkontakt 113a angeordnet ist. Auf
dem Kanalbereich 107 ist eine Isolationsschicht 115 angeordnet,
auf der wiederum die Gateelektrode 117 angeordnet ist.
Auf der Gateelektrode 117 ist ein Gateelektrodenkontakt 117a angeordnet.
Auf dem Substrat 109 ist ein Substratanschluss 119 angeordnet.
Der Kanalbereich 107 weist eine Länge L auf und erstreckt sich über eine
hier nicht gezeigte Breite B in die Zeichenebene hinein. Für einen
Betrieb des gezeigten Feldeffekttransistors 101 gibt es
drei Betriebsmodi bzw. drei Betriebsbereiche des Feldeffekttransistors 101 in
Abhängigkeit
von einem Potential an der Gateelektrode 117 bzw. einer
Spannung zwischen dem Gateelektrodenkontakt 117a und dem
Substratanschluss 119.
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Von
den drei Betriebsmodi soll hier vor allem ein Betrieb des Feldeffekttransistors 101 in
dem Unterschwellspannungsbereich erläutert werden. Bei einem derartigen
Betrieb des Feldeffekttransistors 101 wird die Spannung
zwischen dem Gateelektrodenkontakt 117a und dem Substratanschluss 119 so
eingestellt, dass die Spannung noch unter einer sogenannten Schwellspannung
Vt bzw. Threshold-Voltage (Threshold-Voltage
= Schwellspannung) liegt, und sich in dem Kanalbereich 107 ein
Kanal 121 ausbildet. Dabei ist bei einem Betrieb des Feldeffekttransistors 101 in
dem Unterschwellspannungsbereich die Konzentration der Ladungsträger in dem
Kanal 121 geringer als die Konzentration der Ladungsträger mit einem
zu den Ladungsträgern
in dem Kanal 121 entgegengesetzten Vorzeichen bzw. die
Konzentration der frei beweglichen Ladungsträger in dem Kanalbereich 107.
Wenn der Wert der Spannung zwischen dem Gateelektrodenkontakt 117a und
dem Substratanschluss 119 dem Wert der Schwellspannung
Vt entspricht, gilt, dass die Konzentration
der Ladungsträger
in dem Kanal 121 gleich der Konzentration der frei beweglichen
Ladungsträger
in dem Kanalbereich 107 ist. Bei einem Betrieb des Feldeffekttransistors 101 in
dem Unterschwellspannungsbereich ist der Widerstand zwischen dem
Sourcekontakt 111a und dem Drainkontakt 113a aufgrund
der geringen Ladungsträgerkonzentration
in dem Kanal 121 bzw. der Inversionsschicht somit sehr
hoch.
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3b erläutert einen
Verlauf eines Stroms ID an dem Drainkontakt 113a in
Abhängigkeit
von einer Spannung zwischen dem Gateelektrodenkontakt 117a und
dem Substratanschluss 119. An der x-Achse ist hierbei ein
Wert der Spannung UGB zwischen dem Gateelektrodenkontakt 117a und
dem Substratanschluss 119 angetragen, während an der y-Achse der Wert
des Stroms ID an dem Drainkontakt 113a angetragen
ist. Für
die in 3b dargestellte Kennlinie des
Verlaufs des Stroms ID wird angenommen,
dass die Spannung zwischen dem Sourcekontakt 111a und dem
Drainkontakt 113a konstant ist.
-
Wenn
die Spannung UGB in einem Bereich von 0
Volt bis zu der Schwellspannung Vt liegt,
steigt der Strom ID mit steigender Spannung
UGB zwischen dem Gateelektrodenkontakt 117a und
dem Substratanschluss 119 nur geringfügig an. Sobald die Spannung
UGB zwischen dem Gateelektrodenkontakt 117a und
dem Substratanschluss 119 den Schwellwert Vt überschreitet,
steigt sie linear mit bzw. proportional zu der Spannung zwischen
dem Gateelektrodenkontakt 117a und dem Substratanschluss 119 an,
so dass dieser Modus als linearer Betriebsmodus bzw. linearer Betriebsbereich
des Feldeffekttransistors bezeichnet wird. Wenn die Spannung zwischen
dem Gateelektrodenkontakt 117a und dem Substratanschluss 119 eine
Sättigungsschwelle
Vs bzw. eine Sättigungsspannung Vs überschreitet,
steigt der Strom ID nur mehr geringfügig bzw.
nicht mehr mit steigender Spannung zwischen dem Gateelektrodenkontakt 117a und
dem Substratanschluss 119 an.
-
Bei
der erfindungsgemäßen Sensorschaltung
wird der MOS-Transistor 19 dabei
in dem Unterschwellspannungsbereich betrieben, so dass der Strom
ID an dem Drainanschluss bzw. der zwischen dem
Drainanschluss und dem Sourceanschluss des MOS-Transistors 19 fließende Strom
relativ gering ist, und sich ein hoher Widerstand zwischen dem Sourceanschluss
und dem Drainanschluss bei dem MOS-Transistor 19 einstellt.
-
4 erläutert eine
weitere konkrete Ausführungsform
der Arbeitspunkt-Einstellungseinrichtung 21, die in der
Mikrophonschaltung in 1 erläutert ist. Die Arbeitspunkt-Einstellungseinrichtung 21 weist
einen Arbeitspunkt-Feldeffekttransistor 131 bzw.
einen Arbeitspunkt-Einstell-Feldeffekttransistor 131,
eine Konstantstromquelle 133 und eine Spannungsquelle 135 auf.
Ein Gateanschluss bzw. Steueranschluss des Arbeitspunkt-Feldeffekttransistors 131 bzw.
des Festlegungstransistors ist dabei mit einem Drainanschluss des
Arbeitspunkt-Feldeffekttransistors 131 elektrisch leitend
verbunden und zugleich mit einem ersten Anschluss der Spannungsquelle 135 gekoppelt.
Ein zweiter Anschluss der Spannungsquelle 135 ist dabei
mit dem ersten Einstellungseinrichtungs-Anschluss 21a leitend
verbunden. Ein Sourceanschluss des Arbeitspunkt-Feldeffekttransistors 131 ist
mit einem Masseanschluss elektrisch wirksam verbunden, während ein
erster Anschluss der Konstantstromquelle 133 bzw. Stromquelle
mit dem Gateanschluss des Arbeitspunkt-Feldeffekttransistors 131 verbunden
ist, und der zweite Anschluss der Konstant stromquelle 133 über den
zweiten Einstellungseinrichtungs-Anschluss 21b mit
dem Masseanschluss elektrisch leitend verbunden ist.
-
Wie
bereits oben erläutert,
dient die Arbeitspunkt-Einstellungseinrichtung 21 dazu,
ein Potenzial an dem Gateanschluss des MOS-Transistors 19 bzw. eine
Biasspannung so einzustellen, dass der MOS-Transistor 19 im
Unterschwellenbereich betrieben wird, um einen prozess- oder bzw.
und temperaturunabhängigen
Widerstand in der Mikrophonschaltung 11 zu realisieren.
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Die
Konstantstromquelle 133 ist dabei vorzugsweise so ausgeführt, dass
der Arbeitspunkt-Feldeffekttransistor 131 in einem Unterschwellbereich
nahe der Schwellenspannung des Arbeitspunkt-Feldeffekttransistors 131 betrieben
wird. Die Spannungsquelle 135 verändert das Potenzial an dem
Steueranschluss des MOS-Transistor 19 so, dass zwischen
dem Steueranschluss des MOS-Transistors 19 und dem Masseanschluss 27 eine
um die Spannung der Spannungsquelle 135 reduzierte Spannung
zwischen dem Sourceanschluss und dem Gateanschluss des Arbeitspunkt-Feldeffekttransistors 131 anliegt.
Vorzugsweise wird die Spannung der Spannungsquelle dabei so gewählt, dass
der MOS-Transistor 19 weit unterhalb bzw. mehr als 100 mV
unterhalb der für
ihn charakteristischen Schwellenspannung betrieben wird.
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Ein
Temperaturkoeffizient der Spannungsquelle 135 ist dabei
vorzugsweise so gewählt,
dass der Temperaturkoeffizient proportional zu einer absoluten Temperatur,
die an dem Arbeitspunkt-Feldeffekttransistor 131 herrscht,
ist, so dass das Potenzial an dem Steueranschluss des MOS-Transistors 19 so eingestellt
wird, dass eine Temperaturabhängigkeit des
Kanalwiderstands bzw. des Widerstands zwischen dem Sourceanschluss
und dem Drainanschluss des MOS-Transistors 19 möglichst
vollständig
kompensiert wird.
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In
der Mikrophonschaltung 11 wird das Mikrophon 15 eingesetzt,
um den Schall in elektrisches Signal zu wandeln, wobei das Mikrophon 15 vorzugsweise
als ein Silizium-Mikrophon-Modul
oder ein Elektret- Mikrophon ausgeführt ist. Alternativ hierzu könnte jedoch
das Mikrophon 15 in der Sensorschaltung 11 durch
einen beliebigen kapazitiven Sensor, wie z. B. einen Drucksensor
oder auch einen kapazitiven Füllstandsensor
ersetzt sein, der in Abhängigkeit
von einer Messgröße den Wert
der Kapazität
zwischen dem ersten Eingangsanschluss 23 und dem Ausgangsanschluss 25 verändert.
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Ferner
könnte
in der Mikrophonschaltung 11 bzw. der Ausführungsform 51 alternativ
der MOS-Transistor 19 durch einen beliebigen Feldeffekttransistor,
wie beispielsweise einen MIS-FET (MIS-FET = metal isolator semiconductor
field effect transistor = Metallisolatorhalbleiter-Feldeffekt-transistor)
ersetzt werden. Bei der Mikrophonschaltung 11 gemäß der vorliegenden
Erfindung liegt eine Breite des Kanalbereichs des Feldeffekttransistors
bzw. des MOS-Transistors 19 vorzugsweise in einem Bereich
von 100 nm bis 5 μm,
jedoch sind beliebige Dimensionen der Breite B hierzu Alternativen.
Des weiteren liegt eine Länge
L des Kanalbereichs des MOS-Transistors 19 vorzugsweise
in einem Bereich von 100 μm
bis 4.000 μm,
jedoch sind beliebige Längen
des Kanalbereichs hierzu Alternativen. In der Mikrophonschaltung 11 gemäß der vorliegenden
Erfindung wird als Spannungsversorgungselement beispielsweise eine
Batterie eingesetzt, jedoch sind beliebige Elemente zur Energieversorgung
der Mikrophonschaltung 11 gemäß der vorliegenden Erfindung,
die z. B. auch zur Arbeitspunkt-Einstellung der Mikrophonschaltung
dienen, hierzu Alternativen. Denkbar ist hierbei auch eine Serienschaltung
aus einer Gleichspannungsquelle und einer Wechselspannungsquelle,
so dass ein an dem Ausgangsanschluss 25 auftretendes Wechselsignal
bzw. eine Wechselspannung zwischen dem Ausgangsanschluss 25 und
dem Masseanschluss 27 durch die sich zeitlich verändernde
Kapazität 17 des
Mikrophons 15 moduliert wird. Alternativ könnte auch
der Masseanschluss 27 durch einen beliebigen Bezugspotentialanschluss
ersetzt werden.
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Bei
der Mikrophonschaltung 11 gemäß der vorliegenden Erfindung
stellt die Arbeitspunkt-Einstellungseinrichtung 21 das
Potential an dem Steueranschluss des MOS-Transistors vorzugsweise
so ein, dass bei dem Betrieb des Sensors bzw. wenn das Ausgangssignal
an dem Ausgangsanschluss 25 erzeugt wird, ein Wert des
Widerstands zwischen dem Sourceanschluss und dem Drainanschluss
vorzugsweise in einem Bereich von 100 MΩ bis 1 TΩ liegt. Bei der in 1 gezeigten
Mikrophonschaltung 11 ist die Arbeitspunkt-Einstellungseinrichtung 21 vorzugsweise
so ausgeführt,
dass sie eine Gatespannung bzw. eine Spannung zwischen dem Gateanschluss
des MOS-Transistors 19 und dem Masseanschluss 27 so
einstellt, dass die Gatespannung in einem Bereich größer als
100 mV liegt bei einem Betrieb der Mikrophonschaltung 11 bzw.
in einem Sensorbetrieb.
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Vorzugsweise
stellt die Arbeitspunkt-Einstellungseinrichtung 21 das
Potential an dem Steueranschluss des MOS-Transistors 19 so
ein, dass der Widerstand zwischen dem Sourceanschluss und dem Drainanschluss
bei dem Sensorbetrieb bei einer Temperatur in einem Bereich von –45°C bis 95°C innerhalb
einer Abweichung von 10% konstant ist. Bei der Mikrophonschaltung 11 gemäß der vorliegenden Erfindung
stellt die Arbeitspunkt-Einstellungseinrichtung 21 die
Spannung an dem Gateanschluss des MOS-Transistors 19 vorzugsweise
so ein, dass die Konzentration der Ladungsträger eines ersten Leitfähigkeitstyps
in der Inversionsschicht 121 um einen Faktor in einem Bereich
von 10 bis 1.000 geringer ist als eine Konzentration der Ladungsträger, die
auftreten würde,
wenn der MOS-Transistor 19 an der Unterspannungsschwelle
betrieben werden würde.
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Vorzugsweise
wird dabei das Potential an dem Gateanschluss des MOS-Transistors 19 von
der Arbeitspunkt-Einstellungseinrichtung 21 auch so eingestellt,
dass der Widerstand zwischen dem Sourceanschluss und dem Drainanschluss
um einen Faktor von 10 bis 1.000 höher ist, als der Widerstand
zwischen dem Sourceanschluss und dem Drainanschluss wäre, wenn
der Feldeffekttransistor an einer Unterspannungsschwelle, bei der
die Konzentration der Ladungsträger
in der Inversionsschicht gleich der Konzentration der beweglichen
Ladungsträger
entgegengesetzten Vorzeichens in dem Kanalbereich ist, betrieben
werden würde.
-
Bei
der Mikrophonschaltung 11 gemäß der vorliegenden Erfindung
stellt die Arbeitspunkt-Einstellungseinrichtung 21 das
Potential an dem Gateanschluss des MOS-Transistors 19 auch
vorzugsweise so ein, dass die Mikrophonkapazität 17 und der Widerstand
zwischen dem Sourceanschluss und dem Drainanschluss des MOS-Transistors 19 einen
Hochpass für
das Ausgangssignal der Sensorschaltung 11 bilden, wobei
der Ausgangsanschluss 25 und der Masseanschluss 27 ein
Ausgangstor bilden. Eine Grenzfrequenz des so gebildeten Hochpasses
liegt dabei vorzugsweise in einem Bereich von 20 Hz bis 500 Hz.
Zugleich wirkt die oben beschrieben Anordnung aus der Mikrophonkapazität 17 und
dem Widerstand zwischen dem Sourceanschluss und dem Drainanschluss
des MOS-Transistors 19 als ein Tiefpass für das Rauschen
des Widerstands bzw. des Kanals des MOS-Transistors 19.
Dabei wird die Grenzfrequenz vorzugsweise weit, also z. B. mehr
als l0Hz unterhalb der Nutzbandbreite des Signals bzw. der Nutzbandbreite
des durch die Mikrophonkapazität 17 zu
wandelnden Schallsignals bzw. der Messgröße eingestellt, um eine hohe
Rauschunterdrückung
und eine hohe Sensitivität
zu erzielen.
-
Des
weiteren sind in der Mikrophonschaltung 11 gemäß der vorliegenden
Erfindung beliebige Implementierungen der Arbeitspunkt-Einstellungseinrichtung 21 denkbar,
solange die Arbeitspunkt-Einstellungseinrichtung 19 ein
Potential an dem Gateanschluss des MOS-Transistors 19 so
einstellt, dass der MOS-Transistor, während das Sensorsignal an dem
Ausgangsanschluss 25 erzeugt wird bzw. eine Ausgangsspannung
zwischen dem Ausgangsanschluss 25 und dem Massenanschluss 27 anliegt, in dem
Unterschwellspannungsbereich betrieben wird. Denkbar sind dabei
auch Implementierungen der Arbeitspunkt-Einstellungseinrichtung 21 in
Form einer Logikschaltung, die die Spannung zwischen dem Steueranschluss
des MOS-Transistors 19 und dem Masseanschluss auf einen
programmierten Wert einstellt, oder beispielsweise einer Schaltung,
die das Potential an dem Steueranschluss bzw. Gateanschluss des
MOS-Transistors 19 so
einstellt, dass eine Temperaturkompensation des Widerstands zwischen
dem Sourceanschluss und dem Drainanschluss des MOS-Transistors 19 durchgeführt wird, so
dass eine Temperaturabhängigkeit
des Ausgangssignals an dem Ausgangsanschluss 25 reduziert
ist.
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Bei
der in 2 gezeigten speziellen Ausführungsform 51 könnten der
erste Spiegeltransistor 61 und der zweite Spiegeltransistor 63 auch
als Feldeffekttransistoren, wie z. B. MOS-Transistoren, ausgeführt werden.
Bei der in 2 gezeigten Ausführungsform 51 könnten die
Konstantstromtransistoren 65a–e durch einen einzigen Konstantstromtransistor oder
durch eine beliebige Anzahl an Konstantstromtransistoren ersetzt
werden.
-
Bei
den in den 1 gezeigten Ausführungsformen
der Mikrophonschaltung 11 sind die Mikrophonkapazität 17,
der MOS-Transistor 19 und
die Arbeitspunkt-Einstellungseinrichtung 21 vorzugsweise
auf einem Chip implementiert, jedoch sind beliebige Implementierungen
auch in einer Mehrzahl von Chips oder in einer diskreten Schaltung
hierzu Alternativen. Vorzugsweise sind dabei der Festlegungstransistor 59 und
der Feldeffekttransistor 19 auf einem Chip implementiert,
so dass eine Einstellung des Arbeitspunkts des MOS-Transistors 19 so
erfolgen kann, dass der Widerstand zwischen dem Sourceanschluss
und dem Drainanschluss des MOS-Transistors in vorbestimmten Toleranzen,
wie z. B. 10% über
den gesamten Betriebsbereich bzw. Bereich des Sensorbetriebs der
Mikrophonschaltung 11, unabhängig von einer an dem MOS-Transistor 19 herrschenden
Temperatur oder Prozess-Einflüssen eines
Herstellungsprozesses des MOS-Transistors 19 ist.
-
Bei
der in 4 gezeigten Ausführungsform der Arbeitspunkt-Einstellungseinrichtung 21 ist
die Spannungsquelle 135 bevorzugt so ausgeführt, dass eine
von ihr gelieferte Spannung linear von einer absoluten Temperatur,
die an der Spannungsquelle 135 herrscht, abhängig ist,
jedoch sind beliebige Spannungsquellen hierzu Alternativen. Denkbar
ist auch die Spannungsquelle 135 so auszuführen, dass
diese als ein ohmscher Widerstand, wie z. B. ein Polysiliziumwiderstand
ausgeführt
ist, der mit einer Konstantstromquelle gekoppelt ist, die über den
durch den Polysiliziumwiderstand fließenden Strom einen Spannungsabfall
an dem Widerstand und damit eine Spannung der Spannungsquelle 135 einstellt.
-
- 11
- Mikrophonschaltung
gemäß der vorliegenden
Erfindung
- 13
- Spannungsversorgungselement
- 15
- Mikrophon
- 17
- Mikrophonkapazität
- 19
- MOS-Transistor
- 21
- Arbeitspunkt-Einstellungseinrichtung
- 23
- erster
Eingangsanschluss
- 25
- Ausgangsanschluss
- 27
- Masseanschluss
- 51
- spezielle
Ausführungsform
der Mikrophonschaltung
- 53
- Einstell-Feldeffekttrasistor
- 55
- Serienwiderstand
- 57
- Einstell-Spiegel-Feldeffekttransistor
- 59
- Festlegungsfeldeffekttransistor
- 61
- erster
Spiegeltransistor
- 63
- zweiter
Spiegeltransistor
- 65a
- erster
Konstantstromtransistor
- 65b
- zweiter
Konstantstromtransistor
- 65c
- dritter
Konstantstromtransistor
- 65d
- vierter
Konstantstromtransistor
- 65e
- fünfter Konstantstromtransistor
- 65f
- Konstantstromquellenwiderstand
- 67a
- erster
Stromvervielfachtransistor
- 67b
- zweiter
Stromvervielfachtransistor
- 67c
- dritter
Stromvervielfachtransistor
- 67d
- vierter
Stromvervielfachtransistor
- 69
- Versorgungsanschluss
- 101
- Feldeffekttransistor
- 103
- Sourcebereich
- 105
- Drainbereich
- 107
- Kanalbereich
- 109
- Substrat
- 111
- Sourcekontaktierungsbereich
- 111a
- Sourcekontakt
- 113
- Drainkontaktierungsbereich
- 113a
- Drainkontakt
- 115
- Isolationsschicht
- 117
- Gateelektrode
- 117a
- Gateelektrodenkontakt
- 119
- Substratanschluss
- 121
- Inversionsschicht
- L
- Länge des
Kanalbereichs
- B
- Breite
des Kanalbereichs
- Vt
- Unterspannungsschwelle
- Vs
- Sättigungsschwelle
- 131
- Arbeitspunkt-Feldeffekttransistor
- 133
- Konstantstromquelle
- 135
- Spannungsquelle