DE3942818C1 - Async. scan rate converter - has interpolation filter increasing input scan rate and decimation filter reducing scan rate read out from holder - Google Patents
Async. scan rate converter - has interpolation filter increasing input scan rate and decimation filter reducing scan rate read out from holderInfo
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Description
Die Erfindung betrifft einen Abtastratenkonverter gemäß
Oberbegriff des Anspruches 1.
Solche Abtastratenkonverter sind bekannt, beispielsweise durch
den Aufsatz "A universal, digital sampling frequency converter
for digital audio" von Roger Lagadec and Henry Kunz in
proceedings international conference on Audio, Speech, Signal
Processing (ICASSP 1981, Volume 2 Atlanta Georgia, S. 595 bis 598).
Die Eingangsabtastrate und die Ausgangsabtastrate können
entweder asynchron sein, oder ihr Werteverhältnis kann einen
beliebigen nichtrationalen Wert haben. Das eingangsseitige
Interpolationsfilter (meist ein nicht rekursives
Digitalfilter) erhöht die Abtastrate um einen Faktor und
liefert ein Signal mit erhöhter Abtastrate an dem folgenden
Abtasthalteglied ab. Dort werden die gehaltenen Abtastwerte
(asynchron) mit einer anderen Abtastfrequenz, die ein
Vielfaches der Ausgangsabtastrate ist, abgeholt. Anschließend
wird die Abtastfrequenz mittels eines Dezimationsfilters auf
die Ausgangsabtastrate fA2 vermindert.
Um den Fehler bei diesem Verfahren ausreichend klein zu
halten, muß die Erhöhung der internen Abtastrate im
allgemeinen sehr groß sein, was jedoch einen entsprechend
hohen Filteraufwand nach sich zieht und auch die
Taktversorgung schwieriger macht.
Der vorliegenden Erfindung liegt deshalb die Aufgabe zugrunde,
einen Abtastratenkonverter anzugeben, bei dem die interne
Abtastratenerhöhung wesentlich kleiner sein kann, ohne daß
größere Abtastfehler aufgrund der unterschiedlichen Taktung
des Haltegliedes entstehen und ohne daß ein zusätzlicher
größerer Aufwand benötigt wird.
Diese Aufgabe wird gelöst mit den Mitteln des
Patentanspruches 1.
Vorteilhafte Ausgestaltungen ergeben sich durch die
Unteransprüche.
Der erfindungsgemäße Abtastratenkonverter weist die Vorteile
auf, daß insgesamt gegenüber dem Stande der Technik eine
aufwandsgünstigere Realisierung erlaubt wird, wobei die
Abtastratenumsetzung mit gleich hoher oder noch höherer
Genauigkeit erfolgt. Obwohl zusätzliche Schaltungsteile
benötigt werden, wird der Aufwand insgesamt dadurch günstiger,
daß wesentlich kleinere interne Abtastfrequenzen gegenüber dem
bisherigen Stande der Technik benötigt werden.
Es folgt nun die Beschreibung der Erfindung anhand der
Figuren.
Die Fig. 1 zeigt eine Anordnung für den erfindungsgemäßen
Abtastratenkonverter.
In Fig. 2 ist ein Rauschmodell für denselben gezeichnet.
Die Fig. 1 zeigt links oben bei E den Eingang des
Abtastratenkonverters, wobei das Eingangssignal mit der
Abtastrate fA1 in einem anschließenden Interpolationsfilter L₁
um den Faktor L₁ interpoliert wird. Das interpolierte Signal
wird mit der höheren Abtastrate L₁ · fA1 einem ersten Filter
H₁ (z₁) zugeführt und gelangt anschließend in ein
Abtasthalteglied SH, dessen Ausgangssignal mittels eines
Schalters S₂ mit der L₂-fachen Ausgangsabtastfrequenz
abgetastet wird und in einen Rückführungszweig, bestehend aus
einem zweiten Filter H₂ (z₂), gefolgt von einem zweiten
Abtasthalteglied SH₂, dessen Ausgangssignal mittels eines
weiteren Schalters S₁ mit der L₁-fachen Eingangsabtastfrequenz
abgetastet wird und auf den substrahierenden Eingang des
Substrahierers S geführt ist, dessen nichtsubtrahierender
Eingang vom Ausgang des ersten Filters H₁ (z₁) gespeist ist
und dessen Ausgang auf den Eingang des ersten Haltegliedes SH
geschaltet ist. Dabei ist
Obwohl die Schleifenanordnung gemäß Fig. 1 komplexer ist als
das ersetzte Abtasthalteglied SH gemäß dem Stande der Technik,
ist der Gesamtaufwand der Schaltungsanordnung bei gleicher
Konvertergüte, d. h. bei gleichem Signal-Stör-Abstand,
deutlich geringer, da aufgrund der wesentlich kleineren
erforderlichen Erhöhung der Eingangs- bzw. Ausgangsabtastrate
das Interpolationsfilter L₁ und das Dezimationsfilter L₂
wesentlich aufwandsgünstiger zu realisieren sind.
Das mit dem Schalter S₂ abgetastete Signal wird einem
Dezimationsfilter L₂ zugeführt, in dem die interne
Abtastfrequenz um den Faktor L₂ auf die Ausgangsabtastfrequenz
fA2 vermindert wird. Das Ausgangssignal steht am Ausgang A an.
Die Fig. 1 zeigt außerdem strichpunktierte Bereiche, die sich
durch die unterschiedlichen Abtastraten, welche oben durch
Pfeile eingerahmt erkennbar sind, unterscheiden.
Die im unteren Bereich gezeichneten gestrichelten Pfeile und
Kästchen veranschaulichen die jeweilige Takterzeugung und
Takterhöhung sowie die entsprechende Zuführung der in dem
jeweiligen Bereich benötigten Abtastfrequenzen.
Die Konvertergüte wird im wesentlichen durch zwei Maßnahmen
erreicht:
- 1. durch mäßige, gut realisierbare Erhöhung der Eingangsabtastfrequenz,
- 2. durch spektrale Formung des rauschartigen Jitterfehlers, der bedingt ist durch die Kaskadierung der unterschiedlich getakteten Blöcke der beiden Abtasthalteglieder, die mit der jeweils anderen internen Abtastfrequenz ausgelesen werden.
Die fehlervermindernde Wirkung durch spektrale Formung läßt
sich mit Hilfe des Rauschmodells gemäß Fig. 2 darstellen. Mit
Hilfe der z-Transformation wird die Analyse des Systems im
Frequenzbereich (z-Bereich) durchgeführt. Es seien Qi (zi) die
weißen Spektren der rauschartigen Jitterfehler qi (kTi) für
i=1,2 , Ti=1/Li fAi . Ferner sei x (kT₁) das um L₁
hochinterpolierte Eingangssignal s (k L₁ T₁), sein Spektrum X
(z₁), y (kT₂) das noch nicht mit L₂ dezimierte Ausgangssignal
und sein Spektrum Y (z₂). Aus Fig. 2 folgt in der
z-Bereichsdarstellung
1/[1+H₂ (z₂)] ist die Übertragungsfunktion der
Rückkopplungsschleife. Wählt man H₂ (z₂) »1 im
Nutzspektralbereich, so wird in diesem Bereich der Einfluß des
rauschartigen Jitterfehlers Q₂-Q₁ wegen
«1 stark vermindert.
Wählt man ferner im Nutzspektralbereich
H₁ (z₁) ≈ H₂ (z₂)»1
so bewirkt die Schaltungsanordnung für die Übertragung des
Nutzspektrums nahezu kleine linearen Verzerrungen, weil
und somit
wobei der zweite Fehlerterm wegen der Bewertung durch die
Schleifenübertragungsfunktion sehr klein ist.
Unter der Voraussetzung, daß L₁ · fA1 ≈ L₂ · fA2 bzw. daß z₁≈z₂
ist, ist auch die Bedingung H₁ (z₁) ≈ H₂ (z₂) leicht zu
erfüllen, wenn der Durchlaßbereich der beiden Filter
verhältnismäßig flach verläuft im Bereich des Nutzspektrums.
In diesem Fall verwendet man sinnvollerweise zwei identische
Filter mit für beide Abtastfrequenzen, die ja geringfügig
verschieden sind, ausreichend breitem Durchlaßbereich
H₁ (z₁) ≈ H₂ (z₂) = H (z₁) ≈ H (z₂) .
Claims (8)
1. Abtastratenkonverter mit einem Interpolationsfilter, mittels dessen
(↑) die Eingangsabtastrate fA1 des Eingangssignals um den
Faktor L₁ erhöht wird, mit einem nachfolgenden Halteglied (SH), aus
welchem die Signalabtastwerte mit einer Abtastrate L₂ · fA2
ausgelesen und anschließend einem Dezimationsfilter (↓)
zugeführt werden, in dem die Abtastrate L₂ · fA2 um den Faktor L₂
auf die Ausgangsabtastrate fA2 heruntergesetzt wird, und wobei
Eingangs- und Ausgangsabtastrate zueinander asynchron oder ihr
Werteverhältnis nichtrational ist, dadurch gekennzeichnet,
daß zwischen dem Interpolationsfilter (↑) und dem ersten
Halteglied (SH) ein erstes Filter (H₁) (z₁) eingefügt ist,
daß das Ausgangssignal des ersten Halteglieds (SH) über ein
zweites Filter (H₂) (z₂) einem zweiten Halteglied (SH₂)
zugeführt wird, dessen Ausgangssignal in einer
Rückkoppelschleife über ein Subtrahierglied (S) dem ersten
Halteglied (SH) als Differenz zu seinem Eingangssignal
zugeführt wird.
2. Abtastkonverter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die Signalabtastwerte des zweiten Halteglieds (SH₂)
mittels eines ersten Schalters (S₁) mit der Abtastrate L₁ · fA1
und die Signalabtastwerte des ersten Haltegliedes (SH)
mittels eines zweiten Schalters (S₂) mit der Abtastrate L₂ · fA2
ausgelesen werden.
3. Abtastkonverter nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß die Übertragungsfunktion H₁ (z₁)
des ersten Filters und die Übertragungsfunktion H₂ (z₂) des
zweiten Filters im Nutzsignalbereich jeweils groß gegen eins
sind.
4. Abtastkonverter nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenzen (z₁, z₂) der beiden
Filter ungefähr gleich sind bzw. die beiden internen
Abtastraten (L₁ · fA1 , L₂ · fA2) ungefähr gleich sind.
6. Abtastkonverter nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Filter gleiche
Übertragungsfunktionen aufweisen (H₁ (z₁) = H (z₁) und H₂ (z₂)
= H (z₂)).
6. Digitaler Abtastkonverter mit digitalen Filtern nach einem
der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das
erste Filter (H₁) und/oder das zweite Filter (H₂) ein
rekursives Filter ist.
7. Digitaler Abtastkonverter mit digitalen Filtern nach einem
der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß das erste
Filter (H₁) und/oder das zweite Filter (H₂) ein
nichtrekursives, insbesondere linearphasiges, Filter ist.
8. Digitaler Abtastkonverter mit digitalen Filtern nach einem
der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß das erste
Filter (H₁) und/oder das zweite Filter (H₂) ein Halbbandfilter
ist.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE19893942818 DE3942818C1 (en) | 1989-12-23 | 1989-12-23 | Async. scan rate converter - has interpolation filter increasing input scan rate and decimation filter reducing scan rate read out from holder |
Applications Claiming Priority (1)
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| DE19893942818 DE3942818C1 (en) | 1989-12-23 | 1989-12-23 | Async. scan rate converter - has interpolation filter increasing input scan rate and decimation filter reducing scan rate read out from holder |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| DE3942818C1 true DE3942818C1 (en) | 1991-04-11 |
Family
ID=6396343
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| DE19893942818 Expired - Lifetime DE3942818C1 (en) | 1989-12-23 | 1989-12-23 | Async. scan rate converter - has interpolation filter increasing input scan rate and decimation filter reducing scan rate read out from holder |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| DE (1) | DE3942818C1 (de) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0972345B1 (de) * | 1996-06-03 | 2003-04-02 | Ericsson Inc. | Audio a/d-wandler mit frequenzmodulation |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3120914C2 (de) * | 1980-05-30 | 1989-07-13 | At & T Technologies, Inc., New York, N.Y., Us |
-
1989
- 1989-12-23 DE DE19893942818 patent/DE3942818C1/de not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3120914C2 (de) * | 1980-05-30 | 1989-07-13 | At & T Technologies, Inc., New York, N.Y., Us |
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| LAGADEC, Roger und KUNZ, Henry O.: A Universal, Digital Sampling Frequency Converter for Digital Audio. In: Proceedings of the International Conference an Audio, Speech and Signal Processing in Atlanta, Georgia, 1981, S.595-598 * |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0972345B1 (de) * | 1996-06-03 | 2003-04-02 | Ericsson Inc. | Audio a/d-wandler mit frequenzmodulation |
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