DE3921976C1 - - Google Patents
Info
- Publication number
- DE3921976C1 DE3921976C1 DE3921976A DE3921976A DE3921976C1 DE 3921976 C1 DE3921976 C1 DE 3921976C1 DE 3921976 A DE3921976 A DE 3921976A DE 3921976 A DE3921976 A DE 3921976A DE 3921976 C1 DE3921976 C1 DE 3921976C1
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- analog
- voltage
- digital converter
- reference current
- charge
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
- 238000005259 measurement Methods 0.000 claims description 63
- 230000010354 integration Effects 0.000 claims description 42
- 238000012545 processing Methods 0.000 claims description 18
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 11
- 230000009466 transformation Effects 0.000 claims description 9
- 238000011161 development Methods 0.000 claims description 2
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 claims 2
- 230000018109 developmental process Effects 0.000 claims 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 20
- 238000000034 method Methods 0.000 description 15
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 3
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 3
- 238000012935 Averaging Methods 0.000 description 2
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 2
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 2
- 230000001960 triggered effect Effects 0.000 description 2
- 240000006829 Ficus sundaica Species 0.000 description 1
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 230000002542 deteriorative effect Effects 0.000 description 1
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 230000002093 peripheral effect Effects 0.000 description 1
- 230000002265 prevention Effects 0.000 description 1
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 description 1
- 230000000717 retained effect Effects 0.000 description 1
- 239000000243 solution Substances 0.000 description 1
- 239000012086 standard solution Substances 0.000 description 1
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 1
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/06—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters
- H03M1/0617—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters characterised by the use of methods or means not specific to a particular type of detrimental influence
- H03M1/0675—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters characterised by the use of methods or means not specific to a particular type of detrimental influence using redundancy
- H03M1/0697—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters characterised by the use of methods or means not specific to a particular type of detrimental influence using redundancy in time, e.g. using additional comparison cycles
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/12—Analogue/digital converters
- H03M1/50—Analogue/digital converters with intermediate conversion to time interval
- H03M1/52—Input signal integrated with linear return to datum
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Description
Die Erfindung betrifft einen Analog-Digital-Wandler gemäß dem
Oberbegriff des Patentanspruchs 1 bzw. 13 bzw. 14.
Zusammengefaßt liefert die Erfindung
einen integrierenden Analog-Digital-
Wandler nach einem Mehrfach-Rampen-Verfahren mit einer
Ladungsspeicher- bzw. Ladungssummierschaltung, die ein Eingangssignal
kontinuierlich integriert und mit Hilfe eines
Komparators, einer Logikschaltung und Referenzströmen bzw.
Referenzspannungen in periodisch wiederkehrenden Zeitabständen
abintegriert, bei dem konvergenzbeschleunigende
Signale für einen stark vergrößerten Konvergenzbereich und
für schnellere Konvergenz sorgen.
Es ist bekannt, Mehrfach-Rampen-Verfahren zur Analog-Digital-Wandlung
einzusetzen (deutsche Patentanmeldung 21 14 141,
28 20 601). Diese Verfahren zeigen jedoch bei all ihren Vorteilen
bezüglich hoher Linearität und hoher Störungsunterdrückung,
da das Eingangssignal nicht weggeschaltet werden
muß, einfacher Netzsynchronisierung wegen konstanter
Wandlungszeiten und einem trotz ihrer hohen Genauigkeit sehr einfachen
und mit den Mitteln der Halbleitertechnik leicht integrierbaren
Aufbau, eine mit zunehmendem Eingangssignal sich
stark verschlechternde Konvergenz, s. Fig. 1. Deshalb sind
die Verfahren nach den deutschen Patentschriften 21 14 141
und 28 20 601 im Normalfall nur bis zu einem Verhältnis von
Eingangssignal zu Referenzsignal von etwa 0,3 sinnvoll. Aber
selbst bei diesen kleinen Verhältnissen kann das durch das
relativ schwache Konvergenzverhalten hervorgerufene Einschwingen
des Analog-Digital-Wandlers bei schnellen Meßvorgängen
störend sein. Diese Verfahren divergieren vollends,
wenn das genannte Verhältnis größer als 0,5 wird. Das bedeutet,
daß die Auflösung um den Faktor zwei bis drei niedriger
angesetzt werden muß als es von den analogen und den digitalen
Bauelementen her eigentlich möglich wäre.
Aufgabe der Erfindung ist es, ein Analog-Digital-Wandlungsverfahren
anzugeben, bei dem die Vorteile der obengenannten
Verfahren erhalten bleiben und gleichzeitig deren Nachteile,
das ungünstige Einschwingverhalten und die eingeschränkte
Auflösung beseitigt werden, und dies ohne den Aufbau unnötig
zu komplizieren, d. h. die Realisierung weitestgehend in Halbleitertechnik
integrierfähig zu erhalten.
Die Aufgabe wird gemäß der Erfindung mittels Analog-Digital-
Wandlern gelöst, wie sie alternativ in den Ansprüchen 1, 13
und 14 angegeben sind.
Vorteilhafte Ausführungsformen der Erfindung sind in den Ansprüchen
2 bis 12 und 15 bis 29 angegeben.
Zur Erläuterung der Erfindung werden im folgenden Ausführungsformen
der Erfindung beschrieben, wobei auf die beigefügten
Zeichnungen bezug genommen wird.
In den Zeichnungen zeigt
Fig. 1 einen A-D-Wandler gemäß dem Stand der Technik, wobei
Fig. 1a ein Blockschaltbild darstellt und die Fig. 1b
und 1c Zeitdiagramme für bestimmte ir1 und ir2
angeben, und zwar
Fig. 1b für ir1 = -1 und ir2 = 0, sowie
Fig. 1c für ir1 = -1 und ir2 = 1,
Fig. 2 einen A-D-Wandler gemäß der Erfindung, wobei
Fig. 2a ein Blockschaltbild darstellt und die Fig. 2b
und 2c Zeitdiagramme für bestimmte ir1 und ir2
angegeben, und zwar
Fig. 2b für ir1 = -1 und ir2 = 0, sowie
Fig. 2c für ir1 = -1 und ir2 = 1,
Fig. 3 ein Blockschaltbild der Logikschaltung 4 ist,
Fig. 4 den Aufbau der Quelle 12 für ica zeigt,
und zwar in
Fig. 4a für den Fall (A), in
Fig. 4b für die Fälle (G), (H), gstrichelt für (K) und in
Fig. 4c für die Fälle (I) und (J),
Fig. 5 ein Ausführungsbeispiel für den Fall (K), wobei
Fig. 5a ein Blockschaltbild der Logikschaltung 4′ und
Fig. 5b Zeitdiagramme für ie = 0,75 und für ie = -0,75 zeigt,
Fig. 6 das Blockschaltbild eines A-D-Wandlers mit
Überlagerung von ica zu Ua,
Fig. 7 ica = (k+ie)²/(2(1+k)) - (1+k)²t/2, wobei
Fig. 7a ein Blockschaltbild für eine ica-Quelle und
Fig. 7b Zeitdiagramme für Ua und ica bei ie = 0,75 und k = 0
darstellen,
Fig. 8 ica = (k+ie)t - (1+k)t², wobei
Fig. 8a ein Blockschaltbild für eine ica-Quelle und
Fig. 8b Zeitdiagramme für Ua und ica bei ie = 0,75 und k = 0
darstellen,
Fig. 9 ica = (k+ie)²/(1+k) - (ie+k)t, wobei
Fig. 9a ein Blockschaltbild für eine ica-Quelle und
Fig. 9b Zeitdiagramme für Ua und ica bei ie = 0,75 und k = 0
darstellen,
Fig. 10 Erzeugungsmöglichkeiten für die Integrationskonstante
Cint, und dabei
Fig. 10a durch analoge Rechenglieder,
Fig. 10b durch Zusatzaufintegration sowie
Fig. 10c aus ie, Ua und k.
Bei dem Analog-Digital-Wandlungsverfahren der Erfindung gemäß
Anspruch 1 bzw. Anspruch 13 bzw. Anspruch 14 wird das Eingangssignal
ie (Strom oder auch Spannung) kontinuierlich in
einer Ladungsspeicher- bzw. Ladungssummierschaltung 1 (Fig. 2)
aufintegriert, wobei es sich hier und im folgenden unter
"Ladungsspeicher- bzw. Ladungssummierschaltung" im einfachsten
Falle um einen analogen Integrator, d. h. eine einfach
integrierende und invertierende oder nicht invertierende Stufe,
oder auch um eine Schaltung, bei der nach einer ersten
Integrierstufe noch weitere PID-Glieder folgen können, handeln
kann. Der Ladungsspeicher- bzw. Ladungssummierschaltung
1 nachgeschaltet ist ein Komparator 2 mit Schwellwertspannung
Us, dessen Ausgangssignal 3 der Logikschaltung 4, Fig. 3,
zugeführt wird.
Die Logikschaltung 4 schaltet in periodisch wiederkehrenden
und durch den Oszillator 16, den Zeitbasiszähler 15 und die
bistabile Stufe 18 festgelegten Zeitpunkten, der Zeitraum
zwischen zwei solchen Zeitpunkten sei im folgenden Untermessung
genannt, über den Analogschalter 10 den 1. Referenzstrom/spannung
ir1 (20) zum zusätzlichen Integrieren auf die
Ladungsspeicher- bzw. Ladungssummierschaltung zu und den zuvor
aufintegrierten 2. Referenzstrom/spannung ir2 (21) mit
Hilfe des Analogschalters 11 ab.
Der darauf folgende Durchgang der Ausgangsspannung Ua der
Ladungsspeicher- bzw. Ladungssummierschaltung 1 durch den
Schwellwert des Komparators 2 wird mit Hilfe der Logikschaltung
4 in einer bistabilen Stufe 19 gespeichert, Fig. 3, und
löst bei der n-ten, n = 1, 2, 3, . . ., in Fig. 3 für n = 1 dargestellt,
darauf folgenden Taktflanke des Oszillators 16 über
die bistabile Stufe 18 das Abschalten des 1. Referenzstroms/spannung
ir1 (20) und über den Analogschalter 11 das
Zuschalten des 2. Referenzstroms/spannung ir2 (21) aus. Der
2. Referenzstrom/spannung ir2 (21) wird nun bis zum Ende der
Untermessung zusätzlich zum kontinuierlich anliegenden Eingangssignal
ie in der Ladungsspeicher- bzw. Ladungssummierschaltung
1 aufintegriert.
Während der Zeit, in der der 1. Referenzstrom/spannung ir1
(20) in der Ladungsspeicher- bzw. Ladungssummierschaltung 1
zusätzlich aufintegriert wird, öffnet die bistabile Stufe 18
das Tor 17. Dadurch wird die Zeit tn, n = 1, 2, 3, . . ., durch Zählen
der Impulse des Oszillators 16 im Ergebniszähler 14 digital
ermittelt und als Maß für den gesuchten Digitalwert zur
weiteren Verarbeitung an die Meßwertverarbeitung 9 - z. B. einen
Rechner, einen Mikroprozessor oder eine Anzeige - weitergegeben.
Eine gleichwertige Aussage ergäbe das Öffnen des Tores
17 während der komplementären Zeit, während der der 1.
Referenzstrom/spannung ir1 (20) nicht zusätzlich aufintegriert
wird.
Gleichzeitig während dieser innerhalb einer Untermessung ablaufenden
Vorgänge werden, von der Logikschaltung 4 gesteuert,
in der Quelle für konvergenzbeschleunigende Signale 12
sogenannte konvergenzbeschleunigende Signale ica erzeugt und
in der Ladungsspeicher- bzw. Ladungssummierschaltung 1 zusätzlich
mit aufintegriert. Die konvergenzbeschleunigenden
Signale ica sind Signale, deren Taylor-Entwicklung nach der
Zeit im Zeitintervall einer Untermessung von erster oder höherer
Ordnung sind. In einer ersten Ausführungsform sei die
Quelle für konvergenzbeschleunigende Signale 12 ein Sägezahngenerator,
der innerhalb jeder Untermessung während der Zeit,
in der der 1. Referenzstrom/spannung ir1 über den Analogschalter
10 zugeschaltet ist, eine Rampe proportional
("proportional" ist in den folgenden Gleichungen dargestellt
durch ∼) zu -(1+k)t
ica ∼ -(1+k)t (A)
erzeugt. Hierbei und im folgenden ist t die relativ zur Untermessungsdauer
gemessene Zeit, d. h. t = 0 bei Untermessungsbeginn
und t = 1 bei Untermessungsende. Der Übersichtlichkeit
halber wird in den Diagrammen ohne Beschränkung der Allgemeingültigkeit
davon ausgegangen, daß Integratoren und
Ladungsspeicher- bzw. Ladungssummierschaltungen von nicht invertierender
Art sind. Bei invertierenden Schaltungen sind
die Ausgangssignale entsprechend invertiert darzustellen und
weiterzuverarbeiten. Ferner sind alle Eingangssignale und
konvergenzbeschleunigenden Signale auf den 1. Referenzstrom/spannung
(20) normiert. ie = 1 bedeutet also, daß das
Eingangssignal gleich dem invertierten 1. Referenzstrom/spannung
ir1 (20) ist. k ist wie folgt durch das Verhältnis der
Referenzen definiert:
k = -ir2/ir1 (B)
Ist die genannte Proportionalität (A) gleich eins, so zeigt
eine kurze Rechnung, daß für differentiell kleine Sprünge des
Eingangssignals das tn der folgenden Untermessung sofort
exakt den neuen Endwert annimmt. Das Verfahren zeigt für den
Fall, daß ir1 < ir2
Konvergenz für alle ie: -k < ie < 1 (C)
Hierbei und im folgenden wird ie als Größe relativ zu -ir1
verstanden, d. h. ie = 1 wenn das Eingangssignal gleich dem
invertierten 1. Referenzstrom/spannung ir1 (20) ist.
Da der Anteil der konvergenzbeschleunigenden Signale zum Integral
in der Ladungsspeicher- bzw. Ladungssummierschaltung 1
bekannt ist, läßt er sich rechnerisch in der Meßwertverarbeitung
9 berücksichtigen. Eine weitere Ausgestaltung der Erfindung
gemäß Fig. 4a besteht darin, daß der Mittelwert der
konvergenzbeschleunigenden Signale gleich Null ist. Dies läßt
sich u. a. dadurch erreichen, daß dem Rampen- oder Sägezahngenerator
30 eine spannungsgesteuerte Stromquelle mit Entladeschaltung
33 nachgeschaltet ist und die konvergenzbeschleunigenden
Signale über eine Kapazität 34 in die Ladungsspeicher-
bzw. Ladungssummierschaltung 1 eingespeist werden. Dazu steuert
man den obigen Sägezahngenerator mit Hilfe der Logikschaltung
4 beispielsweise so, daß die oben beschriebene Rampe
proportional zu -(1+k)t (A) entweder mit Erreichen der
Komparatorschwelle oder zu einem festen Zeitpunkt kurz vor
Untermessungsende abgebrochen und die zweite Sägezahnflanke
zur Rückkehr der konvergenzbeschleunigenden Signale zu Null
eingeleitet wird. Ferner steuert man die spannungsgesteuerte
Stromquelle 33 mit Hilfe der Logikschaltung 4 beispielsweise
so, daß während der zweiten Sägezahnflanke zur Rückkehr zu
Null die Kapazität 34 über einen entgegengesetzten Strom oder
einen gegen Erde geschalteten Widerstand bzw. eine Strombegrenzerdiode
entladen wird. In Fig. 2b, die die Zeitdiagramme
für das folgende Ausführungsbeispiel (F) bzw. (G) darstellt,
ist im Diagramm für ica das Entladeverhalten über
Strombegrenzerdioden gezeigt. Für den hier beschriebenen Fall
mit Mittelwert Null bei den konvergenzbeschleunigenden Signalen
ergibt sich für den eingeschwungenen (konvergierten) Zustand
des Wandlers für tkonv aus dem Ansatz, daß der Mittelwert
aller in die Ladungsspeicher- bzw. Ladungssummierschaltung
1 eingespeisten Ladungen Null ist, der Wert:
tkonv = (k+ie)/(1+k) (D)
und daraus der für das Eingangssignal gesuchte Digitalwert
ie = tkonv(1+k) - k (E)
In einer weiteren Ausführungsform der Erfindung ist die Quelle
für konvergenzbeschleunigende Signale 12 so gestaltet, daß
die konvergenzbeschleunigenden Signale ica 13 aus Termen bestehen,
die
proportional zur Rampe -2(1+k)t sowie proportional zu ie und zu k sind (F)
Eine solche Quelle für konvergenzbeschleunigende Signale 12
läßt sich beispielsweise aus einem Rampen- oder Sägezahngenerator
30 wie für (A), einem gewichtenden analogen Summierglied
31 zur Addition dieser Rampe, von ie und dem konstanten
Wert k und anschließender spannungsgesteuerter Stromquelle 33
mit Entladeschaltung realisieren, Fig. 4b, Zeitdiagramm Fig.
2b.
Sind alle Proportionalitätsfaktoren in (F) für den Zeitraum,
in dem ir1 zugeschaltet ist, gleich 1, d. h. konvergenzbeschleunigenden
Signale ica 13:
ica = ie + k - 2(1+k)t (G)
so gilt auch hier, daß für differentiell kleine Sprünge des
Eingangssignals das tn der folgenden Untermessung sofort
exakt den neuen Endwert annimmt. Auch dieses Verfahren zeigt
Konvergenz entsprechend (C).
Als weiteres allgemeines Ausführungsbeispiel, von dem das
eben besprochene (G) als Spezialfall für n = 1 angesehen werden
kann, sei jetzt der Fall betrachtet, daß die konvergenzbeschleunigenden
Signale aus der Quelle für konvergenzbeschleunigende
Signale 12 ein Polynom n-ten Grades, n = 1, 2, 3, . . ., in
t mit dem Vorzeichen bei tkonv von gleicher Polarität wie
ir1 und dessen Integral nach der Zeit mit den Integrationsgrenzen
von 0 bis t eine Nullstelle bei oder nahe bei tkonv
hat. Die Erzeugung eines solchen Polynoms wird für den Fall
eines negativen ir1 am Beispiel konvergenzbeschleunigender
Signale ica 13 proportional zu:
ica ∼ (tkonv-t(n+1)/n)tn-1, bzw. proportional zu (H1)
ica ∼ ((k+ie)/(1+k)-t(n+1)/n)tn-1 (H2)
gezeigt. Zunächst läßt sich vom konvergenzbeschleunigenden
Signal wie bei (G) ausgehen, wobei lediglich beim dort erwähnten
analogen Summierglied die Rampe mit einer anderen Gewichtung,
nämlich allgemein (n+1)/n, anstatt der 2 für n = 1
wie bei (G), eingeht. Das Ausgangssignal dieses Summiergliedes
wird dann noch im (n-1)-fachen Integrator 32 mit Entladeschaltung
(n-1)-fach analog integriert, Fig. 4b.
Ein weiteres Ausführungsbeispiel, die Quelle für konvergenzbeschleunigende
Signale 12 gemäß Fig. 4c, benutzt konvergenzbeschleunigende
Signale ica 13, die für die Zeit von t = 0
bis zum Erreichen der Komparatorschwelle oder bis zu einem
anderen festgelegten Zeitpunkt vor Untermessungsende proportional
sind zu -ie-k:
ica ∼ -ie-k (I)
Sind alle Proportionalitätsfaktoren in (I) für den Zeitraum,
in dem ir1 zugeschaltet ist, gleich 1, d. h. konvergenzbeschleunigende
Signale ica 13:
ica = -ie - k (J)
so gilt hier sogar, daß nicht nur für differentiell kleine
Sprünge des Eingangssignals, sondern daß hier selbst für beliebig
große Sprünge des Eingangssignals das tn der folgenden
Untermessung sofort exakt den neuen Endwert annimmt, und dies
sogar im ganzen Konvergenzbereich (C).
Die bisher angeführten Ausführungsbeispiele konvergieren
nicht nur bei den formulierten idealen Proportionalitätsfaktoren,
sondern auch noch bei realativ starken Abweichungen davon.
Das bringt den Vorteil mit sich, zum Aufbau der Quelle
für konvergenzbeschleunigende Signale 12 bei den üblichen Anwendungen
keine Präzisionsbauelemente zu benötigen. Für die
meisten Fälle genügt hierfür sogar eine monolithisch fast
vollintegrierbare Standardlösung. So ist auch anstelle des
Rampen- oder Sägezahngenerators 30 die Auf- oder Entladekurve
eines RC-Gliedes meistens ausreichend. Als Beispiel für das
Konvergenzverhalten wird nun das Ausführungsbeispiel nach
Gleichung (J) für eine einzige Referenz, d. h. k = 0, betrachtet.
Ist der dort eingeführte Proportionalitätsfaktor p nicht
1, wie er zum Erreichen der sofortigen Konvergenz gewählt
worden war, d. h.:
ica = p(-ie - k) (J1)
so ergibt eine kurze Rechnung für die wie folgt definierten
Abweichungen sn der tn von tkonv
sn = tn - tkonv, n = 1, 2, 3, . . . (J2)
den Zusammenhang
sn+1 = sn(p-1)ie/(1+(p-1)ie) (J3)
Hieraus ist ersichtlich, daß diese Ausführungsform des Wandlungsverfahrens
für alle
p < 0,5 und 0 < = ie < 1 (J3)
konvergiert (< = steht für kleiner gleich). Für 0,5 < p < 1
alternieren die Abweichungen in ihren Vorzeichen, für p < 1
behalten sie das Vorzeichen der Anfangsabweichung bei. Sie
streben in beiden Fällen mit wachsendem n gegen den Grenzwert
0.
Von einem weiteren Ausführungsbeispiel (K) mit zwei Referenzströmen/spannungen
ir1 und ir2 von entgegengesetzter Polarität
und mit der gemäß Fig. 5 geänderten Logikschaltung 4′
werden im folgenden die Unterschiede zu den bisher beschriebenen
Ausführungsformen beschrieben. Das Verfahren speichert
die Stellung des Komparators 2 zu Untermessungsbeginn in der
bistabilen Stufe 25 und bestimmt daraus mit Hilfe der Gatter
7′ und 8′ denjenigen der beiden Referenzströme/spannungen ir1
oder ir2, dessen Polarität entgegengesetzt zu der des Eingangssignals
ie ist, und schaltet über den zugehörigen Analogschalter
10 oder 11 diesen Referenzstrom/spannung zum zusätzlichen
Integrieren auf die Ladungsspeicher- bzw. Ladungssummierschaltung
zu.
Der darauf folgende Durchgang der Ausgangsspannung Ua der
Ladungsspeicher- bzw. Ladungssummierschaltung 1 durch den
Schwellwert des Komparators 2 wird mit Hilfe des Exclusiv-
NOR-Gatters 24 und der bistabilen Stufe 25 in der bistabilen
Stufe 19 gespeichert, Fig. 5, und löst bei der n-ten,
n = 1, 2, 3, . . ., in Fig. 5 ist n = 1, darauf folgenden Taktflanke
des Oszillators 16 über die bistabile Stufe 18 das Abschalten
des augenblicklich zugeschalteten Referenzstroms/spannung
aus. Der andere Referenzstrom/spannung wird anders als bei
den bisher besprochenen Ausführungsformen nicht noch bis zum
Ende der Untermessung zusätzlich zum kontinuierlich anliegenden
Eingangsignal ie in der Ladungsspeicher- bzw. Ladungssummierschaltung
1 aufintegriert.
Als konvergenzbeschleunigendes Signal läßt sich hierbei eines
der bereits mit den Gleichungen (A), (F), (G), (H2), (I) und
(J) beschriebenen Signale für k = 0 benutzen, wobei die in den
Signalen (A), (F), (G) und (H2) vorkommenden Rampen, d. h.
Signalanteile proportional zu t, ein Vorzeichen der Steigung
haben, das entgegengesetzt zu der Polarität des Eingangssignals
ist. Dies läßt sich leicht erreichen, indem man zur Erzeugung
der Rampe im Rampen- oder Sägezahngenerator 30 nicht
irgendein konstantes Signal aufintegriert, sondern die jeweils
zum Abintegrieren benutzte Referenz, wie es in Fig. 4b
gestrichelt dargestellt ist.
Wechselt hier die Polarität von ie während einer Reihe von
Untermessungen, deren Einzelergebnisse ti zu einem Gesamtergebnis
zusammengefaßt werden sollen, so wird dazu die Polarität
der Einzelergebnisse über den Stand der bistabilen Stufe
25 der Meßwertverarbeitung 9 übermittelt. Es werden dann die
Polarität berücksichtigt und die Einzelergebnisse entsprechend
(K1) und (K2) unterschiedlich gewichtet oder ir1 und
ir2 betragsmäßig gleich gewählt.
Auch bei den Ausführungsbeispielen mit den konvergenzbeschleunigenden
Signalen nach (F), (G), (H1) und (H2) gilt
das bereits zu den konvergenzbeschleunigenden Signalen (A)
gesagte: Da der Anteil der konvergenzbeschleunigenden Signale
zum Integral in der Ladungsspeicher- bzw. Ladungssummierschaltung
1 bekannt ist, läßt er sich rechnerisch in der Meßwertverarbeitung
9 berücksichtigen. Bei diesen und auch bei
den Ausführungsbeispielen mit den konvergenzbeschleunigenden
Signalen nach (I) und (J) läßt sich durch eine weitere Ausgestaltung
der Erfindung erreichen, daß der Mittelwert der konvergenzbeschleunigenden
Signale gleich Null ist.Das läßt
sich u. a. dadurch erzielen, daß die konvergenzbeschleunigenden
Signale über eine Kapazität 34 in die Ladungsspeicher-
bzw. Ladungssummierschaltung 1 eingespeist werden. Dazu steuert
man die spannungsgesteuerte Stromquelle 33 mit Hilfe der
Logikschaltung 4 beispielsweise so, daß die mit den hier genannten
Gleichungen beschriebenen Terme entweder mit Erreichen
der Komparatorschwelle oder zu einem anderen Zeitpunkt
kurz vor Untermessungsende abgeschaltet und die Kapazität 34
über einen entgegengesetzten Strom oder einen gegen Erde geschalteten
Widerstand bzw. eine Strombegrenzerdiode entladen
wird. Es lassen sich auch Lösungen konstruieren, bei denen
abwechselnd zu der spannungsgesteuerten Stromquelle 33 und
der Kapazität 34, die man dann bei allen geradzahligen Untermessungen
einsetzt, eine weitere spannungsgesteuerte
Stromquelle 33′ mit einer weiteren Kapazität 34′ bei allen
ungeradzaligen Untermessungen benutzt wird. Desgleichen kann
man Ausführungsbeispiele konstruieren, die zwar mit einer
spannungsgesteuerten Stromquelle 33 mit Entladeschaltung arbeiten,
wobei letztere aber den Strom abwechselnd in eine von
zwei umschaltbaren Kapazitäten 34 und 34′ einspeist, während
die andere parallel dazu langsam entladen wird.
Auch für die ab (F) beschriebenen Fälle ergeben sich für das
Wandlungsergebnis im eingeschwungenen Zustand des Wandlers in
den Fällen (F) bis (H2) die Gleichungen (D) und (E). In den
Fällen (I) und (J) und für das Ausführungsbeispiel (K) folgt
entsprechend Gleichung (D) bei positivem ie für k = 0 und
ir1 < 0:
tkonv = ie (K1)
(siehe Erklärung für ie und t nach Gleichung (A)), und bei
negativem ie entsprechend:
tkonv = -ie/ir2 (K2)
Die bisher besprochenen Ausführungsformen der Erfindung
zeichnen sich dadurch aus, daß die konvergenzbeschleunigenden
Signale ica dem Eingangssignal oder einem anderen Eingang der
Ladungsspeicher- bzw. Ladungssummierschaltung 1 überlagert
sind. Im folgenden (Fig. 6) werden einige Ausführungsbeispiele
betrachtet, bei denen alle oder ein Teil der Terme der
konvergenzbeschleunigenden Signale nicht dem Eingangssignal
oder einem anderen Eingang der Ladungsspeicher- bzw. Ladungssummierschaltung
1 überlagert sind, sondern bei denen statt
dessen diese Terme als Integral, wenn die Ladungsspeicher-
bzw. Ladungssummierschaltung 1 ein Integrator ist, ansonsten
als Transformation entsprechend der durch die
Ladungsspeicher- bzw. Ladungssummierschaltung 1 dargestellten
Transformation der Terme der bisher geschilderten Art gewonnen
werden. Diese neuen Terme werden dann über ein analoges
Summierglied 40 zusammen mit dem Ausgangssignal der
Ladungsspeicher- bzw. Ladungssummierschaltung 1 dem Eingang
des Komparators 2 zugeführt. Statt eines Summiergliedes lassen
sich auch ein zweiter Komparatoreingang mit summierender
Eigenschaft oder ein zweiter invertierender Komparatoreingang
mit den entsprechend invertierten konvergenzbeschleunigenden
Signalen benutzen. Die nach der Integration bzw. Transformation
der bisherigen Terme der konvergenzbeschleunigenden Signale
zunächst noch freien Integrations- bzw. Transformationskonstanten,
im folgenden einfach "Integrationskonstante" genannt,
werden sinnvollerweise so gewählt, daß das Ansprechen
des Komparators 2 möglichst dan geschieht, wenn das Ausgangssignal
Ua der Ladungsspeicher- bzw. Ladungssummierschaltung
1 nahe Null liegt. Wählt man für die Integrationskonstante
andere Werte, so wird dadurch das Verfahren prinzipiell
nicht geändert. Es kommt jedoch möglicherweise ein ungünstigerer
Aussteuerungsbereich der Ladungsspeicher- bzw.
Ladungssummierschaltung 1 zustande. Im Blockschaltbild Fig.
6 ist eine Schaltungsmöglichkeit des eben Besprochenen angegeben.
Auch hier wird der Übersichtlichkeit halber und ohne
Einschränkung der Allgemeinheit davon ausgegangen, daß Integratoren
und Ladungsspeicher- bzw. Ladungssummierschaltung von
nicht invertierender Art sind. Sollte die Ladungsspeicher-
bzw. Ladungssummierschaltung 1 von invertierender Art sein,
so sind die hier betrachteten konvergenzbeschleunigenden Signale
ebenfalls zu invertieren.
In Fig. 7 zusammen mit Fig. 6 und Fig. 10 ist ein bevorzugtes
Ausführungsbeispiel mit den konvergenzbeschleunigenden
Signalen ica
ica ∼ (k+ie)²/(2(1+k)) - (1+k)t²/2 (L)
dargestellt. Sie werden hier gewonnen, indem die weiter unten
beschriebene Integrationskonstante
Cint = (k+ie)²/(2(1+k)) (L1)
zu Untermessungsbeginn als Startwert für die Integrierstufe
mit Setzeingang 45 verwendet wird. Von dieser Integrierstufe
wird anschließend die ebenfalls zu Untermessungsbeginn startende
Rampe des Rampen- oder Sägezahngenerators 30 integriert.
Die in diesem Ausführungsbeispiel benutzten konvergenzbeschleunigenden
Signale entsprechen den ingegrierten von
Ausführungsbeispiel (A) mit Ergänzung durch die Integrationskonstanten
Cint.
In Fig. 10 sind drei Beispiele für die Erzeugung der hier
und im später folgenden Ausführungsbeispiel (N) eingesetzten
Integrationskonstanten Cint angegeben. In Fig. 10a ist dazu
eine einfache Rechenschaltung aus einer gewichtenden analogen
Summier- und Differenzstufe 42 sowie einem analogen Quadrier-
bzw. Multiplizierglied 43 dargestellt. Im zweiten Beispiel
Fig. 10b werden die Signale ie und ir2 bzw. k nach ihrer
Summation in der gewichtenden analogen Summier- und Differenzstufe
42 für die Dauer von tn-1 in der Integrierstufe
mit Rücksetzeingang 47 aufintegriert. Das so gewonnene,
(L1) entsprechende Ergebnis steht dann vor Beginn von tm zum
Setzen des Startwertes der Integrierstufe mit Setzeingang 45
in Fig. 7 und Fig. 9 zur Verfügung. Im dritten Beispiel
Fig. 10c wird die Tatsache ausgenutzt, daß für den konvergierten
Fall und unter der Voraussetzung, für die
Ladungsspeicher- bzw. Ladungssummierschaltung 1 einen nicht
invertierenden Integrator zu verwenden, für den Maximalwert
Ua,max von Ua die Beziehung
Ua,max = (1-ie)(k+ie)/(1+k) (L2)
gilt. Hieraus folgt
Cint = (-Ua + ie + k)/2 (L3)
Subtrahiert man die Hälfte dieser Größe von der mit 1/2 gewichteten
Summe von ie und k in der gewichtenden analogen
Summier- und Differenzstufe 42, so erhält man Cint für
dieses, bzw. bei insgesamt um den Faktor 2 höheren Gewichtung
das Cint für das später folgende Ausführungsbeispiel (N). Die
hier betrachteten Integrationskonstanten Cint sind nur als
vorteilhaftes Beispiel für viele mögliche Ausführungsformen
anzusehen. In Fällen, wo es nicht auf so ideale Konvergenz
ankommt, lassen sich auch einfachere Integrationskonstanten
wählen, beispielsweise solche, die nur proportinal zum Eingangssignal
ie sind.
Das jetzt folgende Ausführungsbeispiel wird von Fig. 8 zusammen
mit Fig. 6 dargestellt. Für ica ergibt sich hier:
ica ∼ (k+ie)t - (1+k)t² (M)
mit der Integrationskonstanten Cint:
Cint = 0 (M1)
Nach Fig. 8a läßt sich ica erzeugen, indem ie und ir2 bzw. k
im gewichtenden analogen Summierglied 31 addiert, anschließend
zusammen mit der bei Untermessungsbeginn startenden Rampe
aus dem Rampen- oder Sägezahngenerator 30 in der gewichtenden
analogen Summier- und Differenzstufe 42 zusammengeführt
und schließlich in der Integrierstufe mit Rücksetzeingang
47 ebenfalls ab Untermessungsbeginn integriert werden.
Diese Ausführungsform stellt die Analogie zur integrierten
Form der konvergenzbeschleunigenden Signale der Ausführungsbeispiele
(F) und (G) dar.
Der zu (M) allgemeinere, die Analogie zu (H1) bzw. (H2) bildende
Fall ist in der Gleichung
ica ∼ ((k+ie)/(n(1+k)) - t/n)tn, n = 1, 2, 3, . . . (M2)
wiedergegeben. Zu seiner Realisierung ist in Fig. 8a anstatt
der Integrierstufe mit Rücksetzeingang 47 eine n-fache Integrierstufe
mit Rücksetzeingang 47′ zu wählen.
Wegen den Analogien zwischen den Ausführungsbeispielen (L)
und (A) sowie zwischen (M) und (F) bzw. (G) herrscht deshalb
bei Proportionalität eins in den Gleichungen (L) und (M) und
unter der Voraussetzung, für die Ladungsspeicher- bzw. Ladungssummierschaltung
1 einen nicht invertierenden Integrator
zu verwenden, für beide Ausführungsbeispiele (L) und (M) wieder
sofortige differentielle Konvergenz. D. h., für differentiell
kleine Sprünge des Eingangssignals nimmt das tn der folgenden
Untermessung sofort exakt den neuen Endwert an, und
zwar für den gesamten Konvergenzbereich (C).
Eine weitere bevorzugte Ausführungsform der Erfindung wird in
Fig. 9 zusammen mit Fig. 6 und Fig. 10 dargestellt. Hier
haben die konvergenzbeschleunigenden Signale ica die Form
ica ∼ (ie+k)²/(1+k) - (ie+k)t (N)
die sich durch Integration der Gleichungen (I) oder (J) herleiten
läßt. Hinzugefügt ist nach der Integration die
Integrationskonstante
Cint = (ie+k)²/(1+k) (N1)
Erzeugen läßt sich ica nach Fig. 9a beispielsweise, indem die
bei Untermessungsbeginn mit Cint startende Integrierstufe mit
Setzeingang 45 die in der gewichtenden analogen Summier- und
Differenzstufe 42 gebildete invertierte Summe aus ie und ir2
bzw. k integriert.
Ist hier
ica = (ie+k)²/(1+k) - (ie+k)t (N2)
so gilt hier unter der Voraussetzung, für die
Ladungsspeicher- bzw. Ladungssummierschaltung 1 einen nicht
invertierenden Integrator zu verwenden, wie bei (J), daß
selbst für beliebig große Sprünge des Eingangssignals das tn
der folgenden Untermessung sofort exakt den neuen Endwert annimmt,
und dies sogar im gesamten Konvergenzbereich (C).
Die Schaltbilder nach Fig. 6 bis 10 geben jeweils nur eine
von mehreren denkbaren Realisierungsmöglichkeiten wieder. So
lassen sich in den Gleichungen (L) bis (N1) vorkommende vertauschbare
mathematische Operationen auch in der elektronischen
Realisierung vertauschen. Anstatt z. B. eine Integrierstufe
mit Setzeingang 45 auf einen Startwert Cint zu setzen,
läßt sie sich auf Null rücksetzen und anschließend ihrem Ausgangssignal
mit Hilfe einer Addierschaltung Cint hinzufügen.
Oder anstatt der gemeinsamen Integration der Rampe des
Rampen- oder Sägezahngenerators 30 und von ie + k in der Integrierstufe
mit Rücksetzeingang 47 nach Fig. 8 lassen sich
diese Integrationen auch getrennt in unterschiedlichen Integratoren
ausführen und die Ergebnisse anschließend zu ica zusammenfassen.
Die bevorzugten Ausführungsbeispiele (L), (M)
und (N) lassen sich natürlich auch unter Einsatz eines invertierenden
Integrators für die Ladungsspeicher- bzw. Ladungssummierschaltung
1 realisieren, indem man auch die ica
invertiert. Es lassen sich selbst Mischformen zwischen den
Ausführungsbeispielen (A) bis (K) und den zu ihnen jeweils
analogen (L) bis (N) realisieren, indem ein oder mehrere Terme
in nicht integrierter Form wie bei (A) bis (K) dem Eingangssignal
ie überlagert und die anderen Terme wie bei (L)
bis (N) in integrierter Form dem Ausgangssignal Ua überlagert
werden.
Die Realisierungen der Logikschaltungen 4 bzw. 4′, wie sie in
den Fig. 3 und 5a dargestellt sind, sind jeweils nur als
eine von vielen denkbaren Möglichkeiten anzusehen. So läßt
sich neben der Verwendung anderer Flip-Flop- und Gattertypen
beispielsweise der Ergebniszähler 14 einsparen, indem statt
seiner eine Reihe von Latches zum Zeitpunkt des jeweiligen
Zählendes dieses Zählers den Zählstand des Zeitbasiszählers 15
übernimmt. Oder es wird anstatt der Zeiten tn die jeweils dazu
komplementäre Zeit bis Untermessungsende gezählt. Ferner
lassen sich die gesamten Logikschaltungen 4 bzw. 4′ in einem
Mikroprozessor realisieren, sei es indem man die oft bei Mikroprozessoren
auf dem Chip oder in Zusatzbausteinen vorhandenen
peripheren Zähl-, Latch-, Trigger-, Interrupt- und Komparatoreinrichtungen
hard- oder softwaregesteuert benutzt,
sei es, daß die gesamte Logikschaltung einschließlich Zählstufen
über Software nachgebildet wird. In einem solchen Mikroprozessor
läßt sich dann auch die Meßwertverarbeitung 9 mit
zusammenfassen.
Es sind weitere Ausführungsformen denkbar, bei denen jede
l-te Untermessung, l = 1, 2, 3, . . ., beim Durchgang des Ausgangssignals
Ua durch die Komparatorschwellwertspannung Us der gerade
zugeschaltete Referenzstrom/spannung nicht oszillatorsynchron,
sondern synchron mit bzw. in konstanter Verzögerung
zum Komparatorausgangssignal abgeschaltet wird. Ferner gibt
es Ausführungsformen, bei denen die konvergenzbeschleunigenden
Signale ica nicht bei jeder Untermessung, sondern nur jede
n-te Untermessung, n = 1, 2, 3, . . ., überlagert werden. Auch gibt
es Realisierungen der Erfindung, bei denen die Untermessungszeit
für eine Serie von Untermessungen zwar fest vorgegebene
Werte einnimmt, aber diese Werte für die einzelnen Untermessungen
dieser Serie unterschiedlich sind.
Es gibt ferner Ausführungsformen der Erfindung, bei denen dem
zu digitalisierenden Eingangssignal ein konstantes Signal additiv/
subtraktiv überlagert ist. Dies wird dann, wie bei der
folgenden Realisierung auch, durch rechnerische Subtraktion/
Addition in der Meßwertverarbeitung 9 berücksichtigt. Dieser
andere Fall ist der, bei dem Referenzströme/spannungen,
z. B. um endliche Einschwingzeiten von Verstärkern zu überbrücken,
für konstante definierte Zeitabschnitte oder mit
konstanter Verzögerungszeit zu- bzw. weggeschaltet werden.
Es gibt zusätzlich Ausführungsformen der Erfindung, bei denen
aus den gleichen Gründen wie eben zusätzlich oder einzeln das
Eingangssignal für konstante Zeitabschnitte weggeschaltet
wird. Dies kann in der Meßwertverarbeitung durch Multiplikation
des Wandlungsergebnisses mit einem konstanten Faktor berücksichtigt
werden.
Weitere Ausführungsformen der Erfindung besitzen parallel zum
Komparator 2 noch einen Komparator 2′ mit einer Schaltschwelle
Us′, die so hoch gewählt ist, daß bei nicht ideal
gewählten konvergenzbeschleunigenden Signalen und einem
großen Eingangssignalsprung in kurz bevorstehendes Übersteuern
der Ladungsspeicher- bzw. Ladungssummierschaltung 1 zur
Logikschaltung 4 gemeldet wird, und letztere dann vorzeitig
vor dem eigentlichen Beginn der nächsten Untermessung den 1.
Referenzstrom/spannung iir1 (20) über den Analogschalter 10
zum zusätzlichen Auf- bzw. Abintegrieren auf die
Ladungsspeicher- bzw. Ladungssummierschaltung 1 zu-, das Tor
17 ein- und den zuvor aufintegrierten 2. Referenzstrom/spannung
ir2 (21) über den Analogschalter 11 abschaltet. Ferner
gibt es Ausführungsformen, bei denen die maximale Einschaltzeit
des 1. Referenzstroms/spannung ir1 (20) auf einen Maximalwert,
beispielsweise 0,95, beschränkt ist. Damit kann man
genügend Zeit für die Meßwertverarbeitung 9 zur Meßwertübernahme
sicherstellen und erreicht gleichzeitig, daß bei jeder
Untermessung alle Schalter gleich oft betätigt werden. Dies
ist ebenfalls interessant bei nicht ideal gewählten konvergenzbeschleunigenden
Signalen und einem großen Eingangssignalsprung.
Die Meßwertverarbeitung 9 verarbeitet die einzelnen Wandlungsergebnisse
tn einer Untermessung. Sie kann beispielsweise
diese tn um den Nullpunkt berichtigen und anschließend mit
einem Skalierungsfaktor multiplizieren und dann ausgeben. Sie
kann ferner ein Gesamtergebnis hoher Auflösung über mehrere
Untermessungen durch eine gleitende oder jeweils einzelne
Addition der Einzelergebnisse über diese Untermessungen erzeugen.
Sie kann weiterhin derart ausgestaltet sein, daß sie
zur Erzielung einer Filtereigenschaft höheren Grades und auch
zur Erreichung einer höheren Auflösung eine gleitende und
nach der Untermessungsreihenfolge mit unterschiedlichen Gewichtsfaktoren
versehene Addition der Ergebnisse von Einzeluntermessungen
vornimmt. Die Meßwertverarbeitung 9 kann
schließlich eine Filtereigenschaft höheren Grades und eine
Auflösungserhöhung auch dadurch erzielen, daß sie mehrere
gleitende Mittelwertbildner hintereinander schaltet, d. h.,
daß ein erster gleitender Mittelwertbildner beispielsweise alle
n, n = 1, 2, 3, . . ., Untermessungen ein Mittelwertsergebnis über m,
m < = n, Untermessungen ausgibt, und daß diese Mittelwertsergebnisse
dann in einem weiteren gleitenden Mittelwertsbildner
verarbeitet werden usw. Nachdem die einzelnen Wandlungsergebnisse
tn einer Untermessung durch die Meßwertverarbeitung
9 in einer oder mehreren der beschriebenen Art und Weise
verarbeitet worden sind, stehen sie am Ausgang der Meßwertverarbeitung
9 zum Anzeigen, zum Registrieren, zum Regeln
oder für andere Aufgaben zur Verfügung.
Zum besseren Verständnis der Zeichnungen folgt noch eine
Zusammenstellung der in den Fig. 1 bis 10 und im Text
verwendeten Bezugszeichen, die als "Legende" bezeichnet
wird und als Teil der Beschreibung anzusehen ist.
Legende
1 Ladungsspeicher- bzw. Ladungssummierschaltung
2 Komparator mit Schwellwert Us
2′ Komparator zur Übersteuerungsverhütung
3 Leitung mit Komparatorausgangsspannung
4 Logikschaltung
4′ Logikschaltung
5 Leitungen zur Übertragung des Wandlungsergebnisses
6 Steuerleitungen für konvergenzbeschleunigende Signale
7 Analogschaltersteuerleitung für Analogschalter 10
7′ Seuergatter für 10
8 Analogschaltersteuerleitung für Analogschalter 11
8′ Steuergatter für 11
9 Meßwertverarbeitung
10 Analogschalter für 1. Referenzstrom/spannung ir1 (20)
11 Analogschalter für 2. Referenzstrom/spannung ir2 (21)
12 Quelle für konvergenzbeschleunigende Signale ica
13 konvergenzbeschleunigende Signale ica, bzw. Leitung mit
14 Ergebniszähler
15 Zeitbasiszähler
16 Oszillator
17 Tor
18 bistabile Stufe
19 bistabile Stufe
20 Quelle für 1. Referenzstrom/spannung ir1
21 Quelle für 2. Referenzstrom/spannung ir2
22 von positiver Flanke getriggertes Monoflop
23 von negativer Flanke getriggertes Monoflop
24 Exclusiv-NOR-Gatter
25 bistabile Stufe
26 Leitung mit Eingangssignal ie
27 Leitung mit 1. Referenzstrom/spannung ir1
28 Leitung mit 2. Referenzstrom/spannung ir2
29 Leitung mit Überlagerung aus Eingangssignal ie und konvergenzbeschleunigendem Signal ica
30 Rampen- oder Sägezahngenerator
31 gewichtendes analoges Summierglied
32 (n-1)-facher Integrator mit Entladeschaltung
33 spannungsgesteuerte Stromquelle mit Entladeschaltung
33′ weitere spannungsgesteuerte Stromquelle mit Entladeschaltung
34 Kapazität
34′ weitere Kapazität
40 analoges Summierglied
42 gewichtende analoge Summier- und Differenzstufe
43 analoge Quadrierstufe
44 Leitung mit konvergenzbeschleunigenden Signalen ica
45 Integrierstufe mit Setzeingang
46 Integrationskonstantenerzeugung Cint
47 Integrierstufe mit Rücksetzeingang
48 Signalleitung für die Integrationskonstante
Ua Ausgangsspannung der Ladungsspeicher- bzw. Ladungssummierschaltung 1, bzw. in den Blockschaltbildern die zugehörige Leitung
2 Komparator mit Schwellwert Us
2′ Komparator zur Übersteuerungsverhütung
3 Leitung mit Komparatorausgangsspannung
4 Logikschaltung
4′ Logikschaltung
5 Leitungen zur Übertragung des Wandlungsergebnisses
6 Steuerleitungen für konvergenzbeschleunigende Signale
7 Analogschaltersteuerleitung für Analogschalter 10
7′ Seuergatter für 10
8 Analogschaltersteuerleitung für Analogschalter 11
8′ Steuergatter für 11
9 Meßwertverarbeitung
10 Analogschalter für 1. Referenzstrom/spannung ir1 (20)
11 Analogschalter für 2. Referenzstrom/spannung ir2 (21)
12 Quelle für konvergenzbeschleunigende Signale ica
13 konvergenzbeschleunigende Signale ica, bzw. Leitung mit
14 Ergebniszähler
15 Zeitbasiszähler
16 Oszillator
17 Tor
18 bistabile Stufe
19 bistabile Stufe
20 Quelle für 1. Referenzstrom/spannung ir1
21 Quelle für 2. Referenzstrom/spannung ir2
22 von positiver Flanke getriggertes Monoflop
23 von negativer Flanke getriggertes Monoflop
24 Exclusiv-NOR-Gatter
25 bistabile Stufe
26 Leitung mit Eingangssignal ie
27 Leitung mit 1. Referenzstrom/spannung ir1
28 Leitung mit 2. Referenzstrom/spannung ir2
29 Leitung mit Überlagerung aus Eingangssignal ie und konvergenzbeschleunigendem Signal ica
30 Rampen- oder Sägezahngenerator
31 gewichtendes analoges Summierglied
32 (n-1)-facher Integrator mit Entladeschaltung
33 spannungsgesteuerte Stromquelle mit Entladeschaltung
33′ weitere spannungsgesteuerte Stromquelle mit Entladeschaltung
34 Kapazität
34′ weitere Kapazität
40 analoges Summierglied
42 gewichtende analoge Summier- und Differenzstufe
43 analoge Quadrierstufe
44 Leitung mit konvergenzbeschleunigenden Signalen ica
45 Integrierstufe mit Setzeingang
46 Integrationskonstantenerzeugung Cint
47 Integrierstufe mit Rücksetzeingang
48 Signalleitung für die Integrationskonstante
Ua Ausgangsspannung der Ladungsspeicher- bzw. Ladungssummierschaltung 1, bzw. in den Blockschaltbildern die zugehörige Leitung
Claims (29)
1. Analog-Digital-Wandler umfassend eine Ladungsspeicher-
bzw. Ladungssummierschaltung, die das Eingangssignal ie kontinuierlich
aufintegriert, einen nachgeschalteten Komparator,
eine Logikschaltung, die in periodisch wiederkehrenden und
durch einen Oszillator, einen Zeitbasiszähler und eine bistabile
Stufe festgelegten Zeitpunkten, der Zeitraum zwischen
zwei solchen Zeitpunkten sei Untermessung genannt, über einen
Analogschalter einen ersten Referenzstrom/spannung zum zusätzlichen
Integrieren auf die Ladungsspeicher- bzw. Ladungssummierschaltung
zu- und den zuvor aufintegrierten zweiten
Referenzstrom/spannung mit Hilfe eines zweiten Analogschalters
abschaltet sowie nach einer festgelegten Anzahl von Oszillatorimpulsflanken
nach dem darauffolgenden Durchgang der
Ausgangsspannung der Ladungsspeicher- bzw. Ladungssummierschaltung
durch den Komparatorschwellwert den ersten Referenzstrom/spannung
wieder ab und den zweiten Referenzstrom/spannung
wieder zuschaltet, ein in der Logikschaltung
enthaltenes Tor und einen Ergebniszähler, der durch Zählen
der Oszillatorimpulse während der Zeit, in der der erste oder
der zweite Referenzstrom/spannung zusätzlich zum Eingangssignal
aufintegriert wird, einen ersten Digitalwert ermittelt,
der an eine Meßwertverarbeitungsschaltung weitergegeben wird,
dadurch gekennzeichnet, daß dem für das Eingangssignal verwendeten
Eingang der Ladungsspeicher- bzw. Ladungssummierschaltung
oder einem ihrer anderen Eingänge bei jeder n-ten
(n = 1, 2, 3, . . .) Untermessung konvergenzbeschleunigende Signale
überlagert sind, deren Taylor-Entwicklungen nach der Zeit im
Zeitintervall einer Untermessung Polynome erster oder höherer
Ordnung sind.
2. Analog-Digital-Wandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die zwei Referenzströme/spannungen von entgegengesetzter
Polarität sind, daß zu den periodisch wiederkehrenden
Zeitpunkten jeweils der Referenzstrom/spannung von
entgegengesetzter Polarität zum Eingangssignal von der Logikschaltung
über den zugehörigen Analogschalter zugeschaltet
und beim Komparatorschwellwertdurchgang wieder ab-, der andere
jedoch nicht zugeschaltet wird.
3. Analog-Digital-Wandler nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,
daß die konvergenzbeschleunigenden Signale eine
Funktion der Zeit t und/oder des Eingangssignals sind.
4. Analog-Digital-Wandler nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet,
daß die konvergenzbeschleunigenden Signale auch
Komponenten aus Ableitungen und Integralen des Eingangssignals
von beliebiger Ordnung enthalten.
5. Analog-Digital-Wandler nach Anspruch 1, 2, 3 oder 4, dadurch
gekennzeichnet, daß das digitale Wandlungsergebnis um
die Größe der konvergenzbeschleunigenden Signale digital korrigiert
wird.
6. Analog-Digital-Wandler nach Anspruch 1, 2, 3 oder 4, dadurch
gekennzeichnet, daß der Mittelwert der konvergenzbeschleunigenden
Signale gleich Null ist.
7. Analog-Digital-Wandler nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet,
daß die konvergenzbeschleunigenden Signale kapazitiv
eingespeist werden.
8. Analog-Digital-Wandler nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet,
daß die konvergenzbeschleunigenden Signale während
der Abintegration mit dem bei Untermessungsbeginn zugeschalteten
Referenzstrom/spannung aus Termen proportional zum
Eingangssignal, Termen proportional zu den Referenzen und
Termen proportional zur Zeitdauer seit Untermessungsbeginn
betehen.
9. Analog-Digital-Wandler nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet,
daß der resultierende Proportionalitätsfaktor für
die Zeitdauer seit Untermessungsbeginn negativ ist.
10. Analog-Digital-Wandler nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet,
daß die resultierenden Proportionalitätsfaktoren
für das Eingangssignal und für die 2. Referenz positiv und
der resultierende Proportionalitätsfaktor für die Zeitdauer
seit Untermessungsbeginn negativ ist.
11. Analog-Digital-Wandler nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet,
daß die genannten konvergenzbeschleunigenden Signale
zusätzlich noch mit Faktoren proportional zur n-ten Potenz
der Zeitdauer seit Untermessungsbeginn, n = 1, 2, 3, . . ., multipliziert
werden.
12. Analog-Digital-Wandler nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet,
daß der resultierende Proportionalitätsfaktor für
das Eingangssignal negativ und der resultierende Proportionalitätsfaktor
für die Zeitdauer seit Untermessungsbeginn Null
ist.
13. Analog-Digital-Wandler umfassend eine Ladungsspeicher-
bzw. Ladungssummierschaltung, die das Eingangssignal kontinuierlich
aufintegriert, einen nachgeschalteten Komparator,
eine Logikschaltung, die in periodisch wiederkehrenden und
durch einen Oszillator, einen Zeitbasiszähler und eine bistabile
Stufe festgelegten Zeitpunkten, der Zeitraum zwischen
zwei solchen Zeitpunkten sei Untermessung genannt, über einen
Analogschalter einen ersten Referenzstrom/spannung zum zusätzlichen
Integrieren auf die Ladungsspeicher- bzw. Ladungssummierschaltung
zu- und den zuvor aufintegrierten zweiten
Referenzstrom/spannung mit Hilfe eines zweiten Analogschalters
abschaltet sowie nach einer festgelegten Anzahl von Oszillatorimpulsflanken
nach dem darauffolgenden Durchgang der
Ausgangsspannung der Ladungsspeicher- bzw. Ladungssummierschaltung
durch den Komparatorschwellwert den ersten Referenzstrom/spannung
wieder ab- und den zweiten Referenzstrom/spannung
wieder zuschaltet, ein in der Logikschaltung
enthaltenes Tor und einen Ergebniszähler, der durch Zählen
der Oszillatorimpulse während der Zeit, in der der erste oder
der zweite Referenzstrom/spannung zusätzlich zum Eingangssignal
aufintegriert wird, einen ersten Digitalwert ermittelt,
der an eine Meßwertverarbeitungsschaltung weitergegeben wird,
dadurch gekennzeichnet, daß bei jeder n-ten (n = 1, 2, 3, . . .) Untermessung
konvergenzbeschleunigende Signale der in Anspruch
1 bis 12 beschriebenen Art vollständig oder nur zum Teil als
sogenannte Teilterme in integraler Form, wenn die
Ladungsspeicher- bzw. Ladungssummierschaltung ein Integrator
ist, ansonsten als Transformation entsprechend der durch die
Ladungsspeicher- bzw. Ladungssummierschaltung dargestellten
Transformation über eine Summierschaltung dem gleichen Komparatoreingang
wie die Ausgangsspannung der Ladungsspeicher-
bzw. Ladungssummierschaltung oder einem gleich wirkenden Komparatoreingang
oder in invertierter Form einem dazu invertierenden
Komparatoreingang zugeführt werden, und daß die Restterme
der genannten konvergenzbeschleunigenden Signale dem
für das Eingangssignal verwendeten Eingang der
Ladungsspeicher- bzw. Ladungssummierschaltung oder einem ihrer
anderen Eingänge überlagert sind, dies alles unter der
Voraussetzung, daß die Vorzeichen der zweiten Ableitung der
Summe dieser integrierten bzw. transformierten Teilterme und
der ersten Ableitung des integrierten bzw. transformierten
Eingangssignals a) bei Benutzung des gleichen Komparatoreingangs
für die integrierten bzw. transformierten Teilterme wie
für die Ausgangsspannung der Ladungsspeicher- bzw. Ladungssummierschaltung
entgegengesetzt oder b) bei Benutzung gegensinniger
Komparatoreingänge für die unter a genannten Signale
gleich sind.
14. Analog-Digital-Wandler umfassend eine Ladungsspeicher-
bzw. Ladungssummierschaltung, die das Eingangssignal kontinuierlich
aufintegriert, einen nachgeschalteten Komparator,
eine Logikschaltung, die in periodisch wiederkehrenden und
durch einen Oszillator, einen Zeitbasiszähler und eine bistabile
Stufe festgelegten Zeitpunkten, der Zeitraum zwischen
zwei solchen Zeitpunkten sei Untermessung genannt, über einen
Analogschalter einen ersten Referenzstrom/spannung zum zusätzlichen
Integrieren auf die Ladungsspeicher- bzw. Ladungssummierschaltung
zu- und den zuvor aufintegrierten zweiten
Referenzstrom/spannung mit Hilfe eines zweiten Analogschalters
abschaltet sowie nach einer festgelegten Anzahl von Oszillatorimpulsflanken
nach dem darauffolgenden Durchgang der
Ausgangsspannung der Ladungsspeicher- bzw. Ladungssummierschaltung
durch den Komparatorschwellwert den ersten Referenzstrom/spannung
wieder ab- und den zweiten Referenzstrom/spannung
wieder zuschaltet, ein in der Logikschaltung
enthaltenes Tor und einen Ergebniszähler, der durch Zählen
der Oszillatorimpulse während der Zeit, in der der erste oder
der zweite Referenzstrom/spannung zusätzlich zum Eingangssignal
aufintegriert wird, einen ersten Digitalwert ermittelt,
der an eine Meßwertverarbeitungsschaltung weitergegeben wird,
dadurch gekennzeichnet, daß bei jeder n-ten (n = 1, 2, 3, . . .) Untermessung
konvergenzbeschleunigende Signale der in Anspruch
1 bis 12 beschriebenen Art vollständig oder nur zum Teil als
sogenannte Teilterme in integraler Form, wenn die
Ladungsspeicher- bzw. Ladungssummierschaltung ein Integrator
ist, ansonsten als Transformation entsprechend der durch die
Ladungsspeicher- bzw. Ladungssummierschaltung dargestellten
Transformation über eine Summierschaltung zusammen mit
Integrations- bzw. Transformationskonstanten ungleich Null
dem gleichen Komparatoreingang wie die Ausgangsspannung der
Ladungsspeicher- bzw. Ladungssummierschaltung oder einem
gleich wirkenden Komparatoreingang oder in invertierter Form
einem dazu invertierenden Komparatoreingang zugeführt werden,
und daß die Restterme der genannten konvergenzbeschleunigenden
Signale dem für das Eingangssignal verwendeten Eingang
der Ladungsspeicher- bzw. Ladungssummierschaltung oder einem
ihrer anderen Eingänge überlagert sind.
15. Analog-Digital-Wandler nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet,
daß die Integrationskonstante proportional zum
durch 1+k (k = 2. Referenzstrom/spannung dividiert durch invertierten
1. Referenzstrom/spannung) dividierten Quadrat der
Summe aus 2. Referenzstrom/spannung und Eingangssignal ie,
die Größen von beiden jeweils im Verhältnis zum 1. Referenzstrom/spannung,
gewählt ist, dies für den Fall, daß die
Ladungsspeicher- bzw. Ladungssummierschaltung aus einer einfach
integrierenden Stufe besteht, ansonsten gelte für die
Integrationskonstante die gleiche Zusatzbehandlung wie für
das Eingangssignal in der Ladungsspeicher- bzw. Ladungssummierschaltung.
16. Analog-Digital-Wandler nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet,
daß die Integrationskonstante duch analoge Addierer
und Multiplizierer gebildet wird.
17. Analog-Digital-Wandler nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet,
daß die Integrationskonstante durch eine Zusatzaufintegration
der Summe aus 2. Referenzstrom/spannung und Eingangssignal
während der Dauer der Abintegration bei der vorhergehenden
Untermessung gewonnen wird.
18. Analog-Digital-Wandler nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet,
daß die Integrationskonstante aus dem Eingangssignal
abzüglich dem gewichteten Ausgangssignal der ersten Integrierstufe
der Ladungsspeicher- bzw. Ladungssummierschaltung
oder einer separaten Integrierschaltung gleicher Funktion zuzüglich
eine konstanten Term gewonnen wird.
19. Analog-Digital-Wandler nach Anspruch 14 bis 18, dadurch
gekennzeichnet, daß die dem Komparatoreingang zugeführten
konvergenzbeschleunigenden Signale im Zeitintervall der Abintegration
mit dem bei Untermessungsbeginn zugeschalteten Referenzstrom/spannung
proportional zu einem Polynom in t, t
ist die Zeitdauer seit Untermessungsbeginn, sind, und daß das
Polynom nahe dem Zeitpunkt des Abintegrationsendes eine Nullstelle
aufweist.
20. Analog-Digital-Wandler nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet,
daß das Polynom der konvergenzbeschleunigenden Signale
aus Termen besteht, die proportional zu (k+ie)²/(2(1+k))
und zu -(1+k)t²/2 sind.
21. Analog-Digital-Wandler nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet,
daß das Polynom der konvergenzbeschleunigenden Signale
zusätzlich auch bei oder nahe dem Untermessungsanfang
eine Nullstelle aufweist.
22. Analog-Digital-Wandler nach Anspruch 19 und 21, dadurch
gekennzeichnet, daß das Polynom der konvergenzbeschleunigenden
Signale aus Termen besteht, die proportional zu (k+ie)tn
und zu -(1+k)tn+1 sind, n = 0, 1, 2, . . .
23. Analog-Digital-Wandler nach Anspruch 13 bis 18, dadurch
gekennzeichnet, daß die konvergenzbeschleunigenden Signale im
Zeitintervall der Abintegration mit dem bei Untermessungsbeginn
zugeschalteten Referenzstrom/spannung proportional zu
-(ie+k)t zuzüglich einer Integrationskonstante sind.
24. Analog-Digital-Wandler nach Anspruch 1 bis 23, dadurch
gekennzeichnet, daß ein Gesamtergebnis hoher Auflösung durch
eine gleitende oder jeweils einzelne Addition der Einzelergebnisse
von m (m = 1, 2, 3, . . .) Untermessungen erzeugt wird.
25. Analog-Digital-Wandler nach Anspruch 1 bis 23, dadurch
gekennzeichnet, daß ein Gesamtergebnis hoher Auflösung durch
gewichtete und gleitende Addition der Einzelergebnisse von m
(m = 1, 2, 3, . . .) Untermessungen erzeugt wird.
26. Analog-Digital-Wandler nach Anspruch 1 bis 23, dadurch
gekennzeichnet, daß ein Gesamtergebnis hoher Auflösung durch
Verarbeitung von Ergebnissen einzelner Untermessungen in einer
Hintereinanderschaltung mehrerer gleitender Summenbildner
erreicht wird.
27. Analog-Digital-Wandler nach Anspruch 1 bis 26, dadurch
gekennzeichnet, daß jede l-te Untermessung
(l = 1, 2, 3, . . .) die Abintegration mit dem bei Untermessungsbeginn
zugeschalteten Referenzstrom gleichzeitig mit dem darauffolgenden
Wechsel des Komparatorausgangssignals oder mit
konstanter Verzögerungszeit dazu abgeschaltet wird.
28. Analog-Digital-Wandler nach Anspruch 1 bis 27, dadurch
gekennzeichnet, daß die konvergenzbeschleunigenden Signale nur
jede n-te Untermessung (n = 1, 2, 3, . . .) überlagert werden.
29. Analog-Digital-Wandler nach Anspruch 1 bis 28, dadurch
gekennzeichnet, daß die Untermessungsdauer für eine Serie von
Untermessungen zwar fest vorgegebene Werte einnimmt, aber
diese Werte für die einzelnen Untermessungen dieser Serie unterschiedlich
sind.
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE3921976A DE3921976C1 (de) | 1989-07-04 | 1989-07-04 | |
US07/544,682 US5066955A (en) | 1989-07-04 | 1990-06-27 | Analog to digital converters with convergence accelerating signals |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE3921976A DE3921976C1 (de) | 1989-07-04 | 1989-07-04 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3921976C1 true DE3921976C1 (de) | 1990-12-13 |
Family
ID=6384282
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE3921976A Expired - Lifetime DE3921976C1 (de) | 1989-07-04 | 1989-07-04 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5066955A (de) |
DE (1) | DE3921976C1 (de) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE4212546C1 (de) * | 1992-04-15 | 1993-03-11 | Joachim Dr. Scheerer | |
DE10040373B4 (de) * | 1999-08-20 | 2004-02-19 | Sartorius Ag | Analog/Digital-Umsetzer |
Families Citing this family (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6285310B1 (en) | 2000-08-18 | 2001-09-04 | Sartorius Aktiengesellschaft | Integrating analog/digital converter |
KR101566003B1 (ko) * | 2009-04-20 | 2015-11-16 | 삼성전자주식회사 | 아날로그-디지털 변환 방법, 아날로그-디지털 변환기, 및 이를 포함하는 이미지 센서 |
US10084983B2 (en) * | 2014-04-29 | 2018-09-25 | Fermi Research Alliance, Llc | Wafer-scale pixelated detector system |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE2114141C3 (de) * | 1971-03-24 | 1976-02-26 | ||
DE2820601C2 (de) * | 1971-03-24 | 1984-01-19 | Hartmut Dipl.-Phys. Dr. 6203 Hochheim Grützediek | Analog-Digital-Umsetzer nach dem Mehrfach-Rampenverfahren |
Family Cites Families (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE2114141B2 (de) * | 1971-03-24 | 1973-08-09 | Grutzediek, Hartmut, Dipl Phys Dr , 4952 Hausberge, Scheerer, Joachim, Dipl Phys, 6710 Frankenthal | Analog-digital-umsetzer mit einem integrierenden verstaerker nach den mehrfach-rampen-verfahren |
GB1455565A (en) * | 1972-12-22 | 1976-11-17 | Solartron Electronic Group | Anaologue to digital converters |
US4361831A (en) * | 1978-05-11 | 1982-11-30 | Gruetzediek Hartmut | Analog-digital converter utilizing multiple ramp integrating techniques |
FR2463445A1 (fr) * | 1979-08-10 | 1981-02-20 | Thomson Csf | Circuit de traitement de signaux analogiques periodiques et systeme comportant un tel dispositif |
-
1989
- 1989-07-04 DE DE3921976A patent/DE3921976C1/de not_active Expired - Lifetime
-
1990
- 1990-06-27 US US07/544,682 patent/US5066955A/en not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE2114141C3 (de) * | 1971-03-24 | 1976-02-26 | ||
DE2820601C2 (de) * | 1971-03-24 | 1984-01-19 | Hartmut Dipl.-Phys. Dr. 6203 Hochheim Grützediek | Analog-Digital-Umsetzer nach dem Mehrfach-Rampenverfahren |
Non-Patent Citations (1)
Title |
---|
KLAUER, A. und PANBIT, M.: Meßsignalver- arbeitung mit hochauflösender AD-Wandlung. In: Technisches Messen tm, 1985, H. 11, S. 404-410 * |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE4212546C1 (de) * | 1992-04-15 | 1993-03-11 | Joachim Dr. Scheerer | |
DE10040373B4 (de) * | 1999-08-20 | 2004-02-19 | Sartorius Ag | Analog/Digital-Umsetzer |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US5066955A (en) | 1991-11-19 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE2434517C2 (de) | ||
DE3633791C2 (de) | ||
DE2923026C2 (de) | Verfahren zur Analog/Digital-Umsetzung und Anordnung zur Durchführung des Verfahrens | |
EP0585806B1 (de) | Digitaler Phasenkomparator und Phasenregelkreis | |
EP0458931B1 (de) | Anordnung zur verarbeitung von sensorsignalen | |
DE3921976C1 (de) | ||
DE2855819C3 (de) | Zeitintervall-Meßeinrichtung | |
DE2946000C2 (de) | Integrierende Analog-Digitalwandlerschaltung | |
DE2612764C2 (de) | Spannungs-Frequenz-Wandler | |
EP0541878A1 (de) | Delta-Sigma-Analog/Digital-Wandler | |
DE2460079C3 (de) | Verfahren zur Bestimmung der Stellung des Schleifers eines Potentiometers und Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens | |
DE2547725A1 (de) | Analog-digital-wandler | |
EP0012985B1 (de) | Dual-Slope-Integrator | |
DE1298546C2 (de) | Verfahren und anordnung zur analogdigital-umsetzung | |
DE4037268C2 (de) | ||
DE2024925C3 (de) | Analog-numerischer Wandler | |
DE1762347C3 (de) | Doppelflanken-Analog-Digital-Wandler | |
DE2500154C3 (de) | Verfahren und Vorrichtung zur digitalen Anzeige von elektrischen MeB- und/oder Prüfwerten | |
DE2622579C3 (de) | Analog-Digital-Umsetzer mit einem Nachführungsnetzwerk | |
DE1962333C3 (de) | AnaJog/DigitaJ-Umsetzer | |
EP2330478A1 (de) | Schaltung und Verfahren zum Bestimmen eines Wertes, insbesondere einer Dauer eines Messsignals | |
DE1958802C3 (de) | Schaltungsanordnung zur Erzeugung von Steuersignalen fuer die Synchronisation von periodischen Impulsen | |
DD145667A1 (de) | Polaritaetskorrelator | |
DE10258762A1 (de) | Analog-Digital-Wandler | |
DE2031707A1 (de) | Verfahren und Vorrichtung zur elektn sehen Frequenzmessung |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
8100 | Publication of patent without earlier publication of application | ||
D1 | Grant (no unexamined application published) patent law 81 | ||
8364 | No opposition during term of opposition | ||
8327 | Change in the person/name/address of the patent owner |
Owner name: LAND RHEINLAND-PFALZ,VERTRETEN DURCH DEN MINISTER |
|
8381 | Inventor (new situation) |
Free format text: SCHEERER, JOACHIM, DR., 55130 MAINZ, DE GRUETZEDIEK, HARTMUT, DR., 55130 MAINZ, DE |
|
8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |