DE3855215T2 - Gerät und Verfahren zur Herabsetzung des Phasenrauschens und der Nacheilung der Abstimmung - Google Patents
Gerät und Verfahren zur Herabsetzung des Phasenrauschens und der Nacheilung der AbstimmungInfo
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Description
- Die Erfindung betrifft einen Empfänger mit mehrfacher Wandlung, der wenigstens einen ersten und einen zweiten Oszillator zur Wandlung eines empfangenen Signals aufweist, umfassend:
- erste Mittel, um dem empfangenen Signal die Frequenz und das Rauschen und die Drift, die von dem ersten Oszillator erzeugt werden, aufzuprägen und dadurch ein empfangenes Signal mit aufgeprägtem Rauschen und aufgeprägter Drift zu erzeugen; und
- zweite Mittel, um der von dem zweiten Oszillator erzeugten Frequenz das Rauschen und die Drift, die in dem ersten Oszillator erzeugt werden, aufzuprägen und dadurch zu einer Frequenz aus dem zweiten Oszillator mit aufgeprägtem Rauschen und aufgeprägter Drift zu gelangen.
- Ein solcher Empfänger ist aus der GB-A-1 565 777 bekannt.
- Die Erfindung betrifft weiterhin ein Verfahren zum Unterdrücken von Rauschen und Drift in einem Empfänger, der wenigstens einen ersten und einen zweiten lokalen Oszillator verwendet, um ein empfangenes Signal zu wandeln, mit den Schritten:
- Aufprägen einer ausgewählten Frequenz, die von dem ersten lokalen Oszillator erzeugt wird, zusammen mit davon erzeugtem Rauschen und erzeugter Drift auf das empfangene Signal; und
- Aufprägen des Rauschens und der Drift, die von dem ersten lokalen Oszillator erzeugt werden, auf die von dem zweiten lokalen Oszillator erzeugte Frequenz.
- Ein solches Verfahren kann mit dem aus der GB-A-1 565 777 bekannten Empfänger durchgeführt werden.
- Die Erfindung betrifft daher Empfänger mit mehrfacher Wandlung und betrifft insbesondere eine Technik zum Unterdrücken des Phasenrauschens und der nach der Abstimmung erfolgenden Drift in solchen Empfängern.
- Kommunikationsempfänger mit mehrfacher Wandlung werden generell in einem weiten Bereich von unterschiedlichen Anwendungen eingesetzt, einschließlich Satellitenbefehlsempfänger, Satellitentransponderempfänger, Bodentelemetrieempfänger, Bodenverfolgungsempfänger, landgestützte Empfänger, seegestützte Empfänger und luftgestützte Empfänger. Der Empfänger mit mehrfacher Wandlung umfaßt typischerweise zumindest zwei Frequenzsynthesizer, die lokale Oszillatoren zum Aufwärtswandeln und Abwärtswandeln eines gewissen Teils des empfangenen Signals verwenden. Diese Frequenzsynthesizer fallen generell in drei Hauptkategorien: 1) direkt analog, 2) indirekt analog (PLL, eine Abkürzung für Phasenregelschleife) und 3) direkt digital (DDS, eine Abkürzung für digitalen Direktsynthesizer). Ein großer Teil der Entwicklung von rauscharmer Synthesizerausrüstung im Zentimeter-Wellen-Bereich (SHF) und im Millimeter-Wellen-Bereich (EHF) hat sich auf Architekturen in den Kategorien 1) und 2) bezogen. Die Analog-Frequenz-Direktsynthese umfaßt generell den Vorgang, aus einem Kammgenerator, der gewöhnlich eine Schritt-Wiederholungs-Snap-Diode verwendet, feste, spektral reine Töne zu erzeugen. Diese Töne werden dann in einer Mikrowellen-Multiplexer-Einrichtung oder Filterbank getrennt und über eine Mikrowellenschaltmatrix selektiert. Indem man unterschiedliche Kombinationen von Tönen selektiert und diese Töne darauffolgend mischt, können verschiedene Frequenzen mit relativ geringem Phasenrauschen erzeugt werden. Unglücklicherweise hat diese Technik verschiedene Nachteile. Zum Beispiel neigt sie zu schlechtem Störsignalverhalten, da am Ausgang des Kammgenerators viele Töne gleichzeitig vorliegen. Zusätzlich ist das Verhalten aufgrund der Vielzahl von gewöhnlich zur Vervollständigung des Schaltkreises notwendigen RF-Komponenten verschlechtert. Darüber hinaus ist der Einsatz dieser Technik tendenziell sehr hardware-intensiv und es ist schwierig, die vorteilhaften Ziele geringer Größe, geringen Gewichtes und eines vorteilhaften Leistungsverhaltens zu erzielen.
- Andererseits sind analoge Indirekt-Architekturen, die Phasenregelschleifen verwenden, aufgrund ihrer Kompaktheit, ihres geringen Leistungsbedarfes und des besseren Störsignalverhaltens gegenüber analogen Direkt-Typen sehr viel erstrebenswerter. Bei Frequenzen im Zentimeter- und Millimeter-Bereich müssen PLLs generell entweder Yttriumeisengranat (YIG)-Bauteile oder Galliumarsenid-Feldeffekttransistoren (GaAs FETs) als Hauptkomponenten in dem in PLLs vorhandenen Schaltkreis mit spannungsgesteuertem Oszillator (VCO) einsetzen. Obwohl GaAs- Bauteile monolithisch integriert werden können und relativ wenig Leistung verbrauchen, zeigen diese Bauteile ein außerordentlich schlechtes Rauschverhalten, das etwa drei Größenordnungen schlechter ist als bei Silizium-Bauteilen; die Bauteile zeigen auch schlechte Driftcharakteristiken nach der Abstimmung aufgrund des höheren thermischen Widerstandes von GaAs-Varaktoren. Obwohl YIG-Bauteile ein besseres Rauschverhalten zeigen, sind diese Bauteile sperrig und verbrauchen relativ viel Gleichspannungsleistung.
- Das oben erwähnte Dokument GB-A-1 565 777 offenbart einen Überlagerungsempfänger zum Wandeln eines Eingangssignals, das über einen breiten Frequenzbereich variieren kann, in ein Fest- oder Zwischen-Frequenz-Signal. Die Wandlung wird durchgeführt, indem das Eingangssignal aufeinanderfolgend mit Signalen von drei Oszillatoren gemischt wird, wobei der erste zwischengeschaltete Oszillator ein spannungsgesteuerter Oszillator ist. Weiterhin wird das Frequenzsignal von dem ersten Oszillator mit dem Frequenzsignal von dem zweiten Oszillator gemischt, um eine Frequenz mit aufgeprägtem Rauschen und aufgeprägter Drift aus dem zweiten Oszillator zu erzeugen. In einem weiteren Schritt wird diese Frequenz mit aufgeprägtem Rauschen und aufgeprägter Drift von dem zweiten Oszillator mit der Frequenz von dem dritten Oszillator gemischt, um eine ähnliche Frequenz mit aufgeprägtem Rauschen und aufgeprägter Drift aus dem dritten Oszillator zu bilden.
- Die Frequenz mit aufgeprägtem Rauschen und aufgeprägter Drift aus dem letzten zwischengeschalteten Oszillator wird mit einem Referenz-Frequenzsignal kombiniert und auf den ersten Oszillator, d.h. den VCO zurückgekoppelt, um somit eine Rückkopplungsschaltung zu bilden.
- Bei dem bekannten Empfänger umfaßt die Rückkopplungsschaltung eine Phasenregelschaltung zum Einstellen des Ausgangssignals des VCO und um die in das System durch die Oszillatoren eingeführte Frequenzdrift und das Phasenrauschen im wesentlichen unwirksam zu machen. Der Frequenzsynthesizer des bekannten Empfängers fällt daher in die oben erwähnte Kategorie 2) und hat dieselben Nachteile, wie sie oben in Verbindung mit PLLs diskutiert worden sind.
- Weiterhin offenbart Dokument RCA Review, Band 45, No. 4, Dezember 1984, Seiten 631 - 649, Princeton, New Jersey, USA; H.B. Goldberg et al. "Communication Receivers for Satellites - A Review" einen Kommunikationsempfänger mit einer rauscharmen Verstärkerstufe, einer Abwärtswandlungsstufe zum Kombinieren des verstärkten empfangenen Signals mit einem Frequenzsignal von einem lokalen Oszillator und einen vierstufigen Ausgangsverstärker.
- Der lokale Oszillator umfaßt einen Kristalloszillator, Multiplizierer, Verstärker und Filter, um ein gewisses Frequenzsignal zu erzeugen.
- Die Verstärkerstufen sind durch GaAs FET-Verstärker aufgebaut, wobei die Kompensation der Drift und der Verstärkungsänderung der FETs dadurch erreicht wird, daß die Gate-Vorspannung von jedem FET mittels einer einfachen Spannungsteilerschaltung variiert wird, die eine temperaturempfindliche Komponente und Widerstände aufweist. Weiterhin wird die Frequenzdrift des lokalen Oszillators bei dem bekannten Empfänger dadurch reduziert, daß der Quarzkristall des Oszillators in einem temperaturgesteuerten Ofen angeordnet wird.
- Bei dem bekannten Verstärker werden das Rauschen und die Drift der GaAs FETs in den Verstärkerstufen nicht kompensiert, was zu den oben in Verbindung mit GaAs FETs diskutierten Nachteilen führt.
- Es ist daher eine Aufgabe der Erfindung, einen Empfänger mit mehrfacher Wandlung und ein Verfahren zum Unterdrücken von Rauschen und Drift in einem Empfänger anzugeben, die den Gebrauch von verrauschten Komponenten wie GaAs-Bauteilen gestatten.
- Gemäß dem oben erwähnten Empfänger mit mehrfacher Wandlung wird diese Aufgabe dadurch erreicht, daß der erste und der zweite Oszillator dazu vorgesehen sind, das empfangene Signal aufwärts- bzw. abwärtszuwandeln; und daß dritte Mittel vorgesehen sind, um die Frequenz des zweiten Oszillators mit aufgeprägtem Rauschen und aufgeprägter Drift von dem empfangenen Signal mit aufgeprägtem Rauschen und aufgeprägter Drift zu subtrahieren, wodurch das sich ergebende Ausgangssignal des Empfängers im wesentlichen frei von Rauschen und Drift ist, die durch den ersten Oszillator erzeugt werden, wodurch die Verwendung von leistungsfähigen, aber verrauschten Oszillatoren ermöglicht wird.
- Gemäß dem oben angegebenen Verfahren wird die Aufgabe erreicht durch den weiteren Schritt:
- Subtrahieren der Frequenz des zweiten lokalen Oszillators mit aufgeprägtem Rauschen und aufgeprägter Drift von dem empfangenen Signal mit aufgeprägtem Rauschen und aufgeprägter Drift, um dadurch ein Ausgangssignal des Empfängers bereitzustellen, das im wesentlichen frei von Rauschen und Drift ist, die von dem ersten lokalen Oszillator erzeugt werden, wobei der erste und der zweite Oszillator bereitgestellt werden, um das empfangene Signal abwärts- bzw. aufwärtszuwandeln.
- Gemäß der Lehre der vorliegenden Erfindung wird es möglich, Komponenten mit hohem Rauschen wie GaAs-Bauteile in einem Empfänger mit mehrfacher Wandlung einzusetzen, der einen ersten und einen zweiten lokalen Oszillator zum Aufwärts- bzw. Abwärtswandeln des empfangenen Signals aufweist. Die Bauteile mit großem Rauschen bilden einen Teil des ersten lokalen Oszillators und es werden Vorkehrungen dafür getroffen, die von diesem erzeugte Frequenz, das von diesem erzeugte Rauschen und die von diesem erzeugte Drift nach der Abstimmung auf das empfangene Signal aufzuprägen. Es sind weiterhin Mittel vorgesehen, um das Rauschen und die Drift, die von dem ersten lokalen Oszillator erzeugt werden, der Frequenz aufzuprägen, die von dem zweiten lokalen Oszillator erzeugt wird. Dann wird die Frequenz von dem lokalen Oszillator mit aufgeprägtem Rauschen und aufgeprägter Drift von dem empfangenen Signal mit aufgeprägtern Rauschen und aufgeprägter Drift subtrahiert. Demgemäß ist das sich ergebende Ausgangssignal des Empfängers im wesentlichen frei von Rauschen und Drift, die von dem ersten lokalen Oszillator erzeugt werden, wodurch es ermöglicht wird, daß leistungsfähige, jedoch verrauschte Komponenten wie GaAs-Bauteile in diesem verwendet werden.
- Die verschiedenen Vorteile der vorliegenden Erfindung ergeben sich Fachleuten aus einem Studium der Zeichnung, in der:
- Fig. 1 eine schematische Darstellung eines Schaltkreises zum Ausführen der bevorzugten Ausführungsform dieser Erfindung ist.
- Die Zeichnung stellt den Abstimmabschnitt eines Empfängers mit zweifacher Wandlung dar, der generell mit der Bezugsziffer 10 versehen ist. Der Empfänger 10 ist typischerweise mit einer Kommunikationsantenne 12 gekoppelt und dient dazu, das ankommende Signal mit wenigstens zwei unterschiedlichen Frequenzen zu mischen. Insbesondere dient der Empfänger 10 dazu, das ankommende Signal mit einer Frequenz zu mischen, die von einem ersten Frequenzsynthesizer bereitgestellt wird, der einen ersten lokalen Oszillator aufweist, um das empfangene Signal aufwärts zu wandeln. Der Empfänger umfaßt auch eine zweite Frequenzsynthesizerschaltung mit einem zweiten lokalen Oszillator zum Abwärtswandeln des zuvor gemischten Signals, um ein Ausgangssignal 14 bereitzustellen, das typischerweise mit einem Modulationserfassungsschaltkreis zur Basisbandsignalverarbeitung verbunden ist.
- In der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung liefert der erste Frequenzsynthesizer ein Eingangssignal auf der Leitung 16 an einen doppelt abgestimmten Mischer 18. Der Mischer 18 hat ein herkömmliches Design und liefert an seinem Ausgang 20 die Summe und die Differenz der zwei Eingangsfrequenzen. Beispielsweise liefert der Mischer 18 die Summe der Frequenzen auf der Leitung 20, die dem Empfangssignal von der Antenne 12 und dem Aufwärtswandlungs-Frequenzsignal auf der Leitung 16 zugeordnet sind, als auch die Differenz zwischen diesen. Entweder die Summe oder die Differenz der zwei Frequenzen wird dann typischerweise in einem geeigneten Bandpassfilter 22 gefiltert, so daß dessen Ausgang auf der Leitung 24 die interessierende Frequenz enthält. Dieses Signal wird dann durch einen geeigneten Verstärker 26 verstärkt, dessen Ausgang mit einem Eingang eines weiteren, ähnlichen, doppelt abgestimmten Mischers 28 gekoppelt ist. Der andere Eingang des Mischers 28 kommt von einem zweiten Frequenzsynthesizer, dessen Ausgang auf der Leitung 30 bereitgestellt wird.
- Es ergibt sich, daß der Mischer 28 und ein zugeordnetes Bandpassfilter 34 dazu dienen, das Signal auf der Leitung 30 von jenem auf der Leitung 32 zu subtrahieren, um das Ausgangssignal 14 des Empfängers zu liefern. Zum leichteren Verständnis sind die Eingänge der Mischer mit "Plus"- und "Minus"-Zeichen versehen, um das gewünschte, sich ergebende Ausgangssignal nach der Filterung anzugeben. Beispielsweise ist das Ausgangssignal des Mischers 18 und des Filters 22 auf der Leitung 24 die Frequenz auf der Leitung 16 abzüglich der Frequenz von der Antenne 12. Auf ähnliche Weise ist das Ausgangssignal der Kombination von Mischer 28 und Filter 34 das Signal auf der Leitung 32 abzüglich des Signals auf der Leitung 30. Daher wird das Ausgangssignal 14 über den Mischer 18 aufwärts gewandelt und über den Mischer 28 abwärts gewandelt.
- Der erste Frequenzsynthesizer besteht beispielsweise aus einem Netzwerk 40 mit Phasenregelschleife, einem Offset- Kammgenerator 42 und einer Feinabstimmungsschleife 44 auf Siliziumbasis. Der zweite Frequenzsynthesizer besteht aus einem lokalen Festoszillator 46.
- Der PLL 40 umfaßt einen spannungsgesteuerten Oszillator 48 mit zumindest einem darin vorgesehenen Galliumarsenid(GaAs)- Feldeffekttransistor. GaAs-Oszillatoren sind im Stand der Technik bekannt und werden daher hier nicht im Detail beschrieben. Kurz gesagt liefert der GaAs-Oszillator 48 ein Ausgangssignal auf der Leitung 50 und der Leitung 16 mit einer Frequenz, die eine Funktion der an die Eingangsleitung 52 angelegten Spannung ist. Bei dieser bestimmten Ausführungsform hat der GaAs-Oszillator 48 zwei Ausgänge 16 und 50, die jeweils identische Frequenzen im Bereich von 15,5 bis 19,5 Gigahertz (GHZ) liefern. Der Ausgang 50 des Oszillators 48 ist mit einem Eingang eines weiteren Mischers 54 verbunden. Der andere Eingang des Mischers 54 ist mit einem Ausgang 56 des Kammgenerators 42 verbunden, der selektiv Frequenzen liefert, in diesem Beispiel 14, 15, 16 und 17 Gigahertz. Es ergibt sich, daß der Ausgangs des Bandpassfilters 58 im Bereich von 1,5 bis 2,5 Gigahertz liegt. Der Ausgang des Bandpassfilters 58 ist mit einem Eingang eines weiteren Mischers 60 verbunden, dessen anderer Eingang mit dem Ausgang der Feinabstimmungsschleife 44 auf Siliziumbasis verbunden ist. Die Schleife 44 kann jeder geeignete Schaltkreis sein, der einen ausgewählten Bereich von Frequenzen liefert und in diesem Beispiel aus Frequenzen zwischen 2-3 Gigahertz besteht. Vorzugsweise ist die Schleife 44 eine PLL mit einem spannungsgesteuerten Oszillator, der aus Siliziumkomponenten besteht, die inhärent ein sehr geringes Rauschen und eine geringe Drifteigenschaft aufweisen. Für die Schleife 44 können spannungsgesteuerte Oszillatoren auf Siliziumbasis verwendet werden, da diese nicht die sehr hohen Frequenzen der PLL-Schleife 40 liefern muß, die eine Fähigkeit zur Grobabstimmung bietet. Vorzugsweise erzeugt die Schleife 44 Frequenzen kleiner 1/5 jener, die von dem GaAs VCO 48 erzeugt werden.
- Der Ausgang des Mischers 60 auf der Leitung 62 ist mit einem zugeordneten Bandpassfilter 64 verbunden, das das unerwünschte Frequenzspektrum unterdrückt, in diesem Fall den Summationsausgang von dem Mischer 60.
- Zur Vervollständigung der PLL 40 ist ein herkömmlicher Phasendetektor 66 vorgesehen, der einen Steuereingang 68 aufweist, an den eine vorab ausgewählte Verriegelungsfrequenz angelegt wird. Der Ausgang des Phasendetektors 66 ist über ein geeignetes Schleifenfilter 70 mit dem Steuereingang 52 des VCO 48 gekoppelt. Wie es im Stand der Technik bekannt ist, verursacht der Ausgang des Phasendetektors 66 eine Veränderung der Ausgangsfrequenz des VCO 48, bis der andere Eingang 72 des Phasendetektors 66 gleich der Verriegelungsfrequenz am Eingang 68 ist bzw. mit dieser zusammenpaßt. Bei dieser bestimmten Ausführungsform ist der Eingang 72 über einen Teiler 74 angeschlossen, der die Ausgangsfrequenz von dem Filter 64 durch 50 teilt.
- Der Ausgang 76 des Bandpassfilters 64 ist ebenfalls mit einem Mischer 78 gekoppelt, der auf dieselbe Weise arbeitet, wie die anderen, zuvor beschriebenen Mischer. Der andere Eingang des Mischers 78 kommt von dem zweiten lokalen Oszillator, der eine feste Eingangsfrequenz liefert, die in diesem bestimmten Beispiel 13,6 Gigahertz beträgt. Da der lokale Oszillator 46 nur eine Festfrequenz liefern muß, kann er aus vergleichsweise rauscharmen Siliziumkomponenten aufgebaut werden.
- Der Ausgang des Mischers 78 besteht daher aus der Frequenz des lokalen Oszillators 46, der das Signal auf der Leitung 76 von der PLL 40 aufgeprägt worden ist. Wie es nachstehend beschrieben werden wird, enthält das Signal auf der Leitung 76 ein Konstantfrequenzsignal von 0,5 Gigahertz zuzüglich dem Rauschen und der Drift nach der Abstimmung, die in der PLL 40 und der Feinabstimmungsschleife 44 erzeugt werden. Der überwiegende Anteil dieses Rauschens und dieser Drift kommt von dem Galliumarsenid VCO 48. Dieses Rauschen und diese Drift liegen auch auf der Leitung 32 an den Mischer 28 vor. Daher wird die Rausch- und Driftkomponente des Signals auf Leitung 30 dazu verwendet, die Rausch- und Driftkomponente des Signals auf der Leitung 32 im Mischer 28 zu subtrahieren. Demzufolge wird ein Großteil des Phasenrauschens und der Drift nach der Abstimmung in dem Abstimmabschnitt des Empfängers 10 unterdrückt.
- Die Betriebsweise der vorliegenden Erfindung ist am besten auf der Grundlage eines speziellen Beispiels zu verstehen. Man nehme an, daß die Ausgänge von dem GaAs VCO 48 und dem Offset-Kammgenerator 42 anfänglich 15,5 bzw. 14 Gigahertz betragen. Nun wird der Ausgang der Feinabstimmungsschleife von 2 auf 2,1 Gigahertz erhöht. Dies verursacht, daß sich die PLL 40 anfangs in einem "entriegelten" Zustand befindet, wodurch der VCO 48 seinen Ausgang 50 inkrementweise verändert, bis die Frequenz auf der Leitung 76 ihre "Verriegelungs"-Frequenz von 0,5 Gigahertz erreicht (dies ist die Frequenz, die erzeugt werden muß, um den "Verriegelungs"-Zustand der PLL 40 zu erfüllen, da das Signal auf der Leitung 76 mit dem Teiler 74 durch 50 geteilt wird, d.h. 0,5 Gigahertz geteilt durch 50 ergibt die "Verriegelungs"-Frequenz von 0,01 Gigahertz, die an den Eingang 68 angelegt wird). Unter diesen Umständen muß sich der Ausgang 50 von der VCO 48 auf 15,6 Gigahertz ändern. Da der VCO 48 seinen Ausgang auch auf die Leitung 16 anlegt, wird das 15,6 Gigahertz- Signal durch die Wirkung des Mischers 18 auf das empfangene Signal aufgeprägt. Da die Frequenz auf der Leitung 30 im wesentlichen konstant bleibt, ist der Ausgang des Mischers 28 eine Funktion des variablen Ausgangs 16 des VCO 48 und des Eingangs von der Antenne 12. Daher kann das Empfängereingangssignal auf einen breiten Bereich von Frequenzen auf der Grundlage der Abstimmbarkeit des Ausgangs 16 des VCO abgestimmt werden. Die Feinabstimmungsschleife 44 kann in kleinen Frequenzinkrementen von 2 bis 3 Gigahertz inkrementweise verändert werden, was zu einer proportionalen Ausgangsveränderung des VCO 48 zwischen 15,5 und 16,5 Gigahertz führt. Dann wird die nächste inkrementelle Offset-Kammfrequenz verwendet (hier 15 Gigahertz), wobei die Feinabstimmungsschleife 44 auf Siliziumbasis zu ihrem Startpunkt bei 2,0 Gigahertz zurückkehrt. Kleine Anstiege des Tuner-Ausgangssignals 14 werden erzeugt, indem die durch die Feinabstimmungsschleife 44 erzeugte Frequenz inkrementweise verändert wird, wodurch sich der Ausgang des VCO 48 von 16,5 auf 17,5 Gigahertz verändert. Dann wird die nächste Offset- Kammfrequenz (16 Gigahertz) verwendet und die Feinabstimmungsschleife kehrt zu ihrem Startpunkt bei 2,0 Gigahertz zurück. Veränderungen der Frequenzen in der Schleife 44 führen dazu, daß sich der Ausgang des VCO 48 von 17,5 auf 18,5 Gigahertz ändert. Dann wird die nächste Offset-Kammfrequenz (17 Gigahertz) verwendet und die Feinabstimmungsschleife wird auf ähnliche Weise inkrementweise verändert, um Veränderungen des Ausgangs des VCO 48 von 18,5 auf 19,5 Gigahertz zu liefern. Es versteht sich jedoch selbstverständlicherweise, daß diese bestimmten Frequenzen lediglich beispielhaft zu verstehen sind. Es wird jedoch angenommen, daß die vorliegende Erfindung besonders brauchbar ist, wenn das ankommende Empfangssignal mit Frequenzen über 10 Gigahertz aufwärtsgewandelt wird (d.h. im Mischer 18).
- Es versteht sich, daß der Empfänger 10 der vorliegenden Erfindung ausgehend von dem VCO 48 zwei Signalpfade aufweist, die mit Pfad 1 und Pfad 2 bezeichnet sind. Jeder Pfad enthält im wesentlichen dasselbe Rauschen und dieselbe Drift. Dieses Rauschen besteht jedoch nicht nur aus Rauschen aufgrund des VCO 48, sondern enthält auch einen Rauschbeitrag von dem Detektor 66 und anderen Komponenten in der Phasenregelschleifenschaltung 40. Daher enthält das sich ergebende Phasenrauschspektrum in beiden Pfaden 1 und 2 mehr Rauschen als lediglich das Rauschen aufgrund allein des Galliumarsenid VCO 48. Der Unterdrückungsprozeß arbeitet über das gesamte zusammengesetzte Spektrum und reduziert daher das Rauschen aufgrund noch vieler anderer Quellen als des VCO allein. Jene Rauschquellen, die nicht unterdrückt werden und daher in dem Ausgangssignal 14 des Empfängers vorliegen, umfassen das Rauschen der Offset-Festfrequenzkämme 42 und der niedrigfrequenten Phasenregelschleifenschaltung 44 auf Siliziumbasis. Dieses beiden Funktionen können jedoch in der Praxis mit einem sehr geringen Rauschen generiert werden, da das Rauschen in Festfrequenzgeneratoren leicht filterbar ist und die in der Feinabstimmungsschleife 44 verwendeten Silizium-VCOs inhärent ein sehr geringes Rauschen haben.
Claims (15)
1. Empfänger mit mehrfacher Wandlung, mit wenigstens
einem ersten und einem zweiten Oszillator (40 bis 44, 48 bis
76; 46) zur Wandlung eines empfangenen Signales, umfassend:
- erste Mittel (18), um dem empfangenen Signal die
Frequenz und das Rauschen und die Drift, die von dem
ersten Oszillator (40 bis 44, 48 bis 76) erzeugt
werden, aufzuprägen und dadurch ein empfangenes Signal
mit aufgeprägtem Rauschen und aufgeprägter Drift zu
erzeugen; und
- zweite Mittel (78), um der von dem zweiten Oszillator
(46) erzeugten Frequenz das Rauschen und die Drift,
die in dem ersten Oszillator (40 bis 44, 48 bis 76)
erzeugt werden, aufzuprägen und dadurch zu einer
Frequenz aus dem zweiten Oszillator (46) mit
aufgeprägtem Rauschen und aufgeprägter Drift zu gelangen,
dadurch gekennzeichnet, daß
- der erste und der zweite Oszillator (40 bis 44, 48
bis 76; 46) dazu vorgesehen sind, das empfangene
Signal aufwärts- bzw. abwärtszuwandeln; und
- dritte Mittel (28) vorgesehen sind, um die Frequenz
des zweiten Oszillators (46) mit aufgeprägtem Rauschen
und aufgeprägter Drift von dem empfangenen Signal
mit aufgeprägtem Rauschen und aufgeprägter Drift zu
subtrahieren, wodurch das sich ergebende
Ausgangssignal
(14) des Empfängers im wesentlichen frei von
Rauschen und Drift ist, die durch den ersten
Oszillator (40 bis 44, 48 bis 76) erzeugt werden, wodurch
die Verwendung von leistungsfähigen, aber verrauschten
Oszillatoren ermöglicht wird.
2. Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß der erste Oszillator (40 bis 44, 48 bis 76) einen
spannungsgesteuerten Oszillator (48) mit wenigstens einem Gallium-Arsenid-
Bauteil beinhaltet.
3. Empfänger nach Anspruch 2, weiter gekennzeichnet durch
Mittel (66, 70), um die Frequenz des spannungsgesteuerten
Oszillators (48) zu verändern, während die Frequenz des zweiten
Oszillators (46) im wesentlichen konstant gehalten wird.
4. Empfänger nach Anspruch 2 oder Anspruch 3, dadurch
gekennzeichnet, daß der Gallium-Arsenid-Oszillator (48) Teil
eines Netzwerkes (40) mit Phasenregelschleife ist.
5. Empfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 4, ferner
gekennzeichnet durch:
- Kammgenerator-Mittel (42), um eine Vielzahl von
vorausgewählten festen Frequenzen in relativ großen
Inkrementen bereitzustellen; und
- Schleifenmittel (44) zur Feinabstimmung, um eine
Quelle von variablen Frequenzsignalen in kleineren
Inkrementen zu liefern, als sie von den Kammgenerator-
Mitteln (42) bereitgestellt werden.
6. Verfahren zum Unterdrücken von Rauschen und Drift
in einem Empfänger (10), der wenigstens einen ersten und einen
zweiten lokalen Oszillator (40 bis 44, 48 bis 76; 46) verwendet,
um ein empfangenes Signal zu wandeln, mit den Schritten:
- Aufprägen einer ausgewählten Frequenz, die von dem
ersten lokalen Oszillator (40 bis 44, 48 bis 76)
erzeugt wird, zusammen mit davon erzeugtem Rauschen
und erzeugter Drift auf das empfangene Signal; und
- Aufprägen des Rauschens und der Drift, die von dem
ersten lokalen Oszillator (40 bis 44, 48 bis 76)
erzeugt werden, auf die von dem zweiten lokalen
Oszillator (46) erzeugte Frequenz,
gekennzeichnet durch den weiteren Schritt:
- Substrahieren der Frequenz des zweiten lokalen
Oszillators (46) mit aufgeprägtem Rauschen und
aufgeprägter Drift von dem empfangenen Signal mit
aufgeprägtem Rauschen und aufgeprägter Drift, um
dadurch ein Ausgangssignal des Empfängers (10)
bereitzustellen, das im wesentlichen frei von Rauschen
und Drift ist, die von dem ersten lokalen Oszillator
(40 bis 44, 48 bis 76) erzeugt werden, wobei der erste
und der zweite Oszillator (40 bis 44, 48 bis 76; 46)
bereitgestellt werden, um das empfangene Signal
abwärts- bzw. aufwärtszukonvertierten.
7. Verfahren nach Anspruch 6, gekennzeichnet durch die
Verwendung eines spannungsgesteuerten Gallium-Arsenid-Oszillators
(48) zur Bereitstellung eines Bereiches von Frequenzen oberhalb
von 10 Gigahertz zusammen mit dem von dem Oszillator (48)
erzeugten Rauschen, um das empfangene Signal aufwärtszuwandeln.
8. Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet,
daß die von dem zweiten lokalen Oszillator (46) erzeugte Frequenz
im wesentlichen konstant gehalten wird, während die von dem
spannungsgesteuerten Gallium-Arsenid-Oszillator (48) erzeugte
Frequenz variiert wird.
9. Verfahren nach Anspruch 7 oder Anspruch 8, ferner
dadurch gekennzeichnet, daß
- der spannungsgesteuerte Gallium-Arsenid-Oszillator
(48) als Teil eines Netzwerkes (40) mit
Phasenregelschleife verwendet wird; und
- ein Ausgang (76) des Netzwerkes (40) mit
Phasenregelschleife an einen Ausgang des zweiten lokalen
Oszillators (46) gekoppelt wird.
10. Verfahren nach einem der Ansprüche 7 bis 9, ferner
gekennzeichnet durch die Verwendung einer zweiten Schaltung
(44) mit Phasenregelkreis, die im wesentlichen Siliziumbauteile
umfaßt, um eine Feinabstimmung des spannungsgesteuerten Gallium-
Arsenid-Oszillators (48) zu steuern.
11. Verfahren nach Anspruch 10, weiter gekennzeichnet
durch die Verwendung eines Offset-Kammgenerators (42), der eine
Vielzahl von festen Frequenzen bereitstellt, die höher sind
als die von der zweiten Schaltung (44) mit Phasenregelkreis
bereitgestellten Frequenzen, um größere Inkremente von
Frequenzänderungen in dem spannungsgesteuerten Gallium-Arsenid-Oszillator
(48) zu steuern.
12. Empfänger nach den Ansprüchen 5 und 2, dadurch
gekennzeichnet, daß
- die ersten Mittel (18) einen ersten Mischer (18)
umfassen, der einen ersten Eingang aufweist, der zum
Empfang des empfangenen Signales gekoppelt ist, sowie
einen zweiten Eingang (16) umfaßt;
- eine Schaltung (40) mit Phasenregelkreis vorgesehen
ist, die den spannungsgesteuerten Gallium-Arsenid-
Oszillator (VCO) (48) mit einem Eingang (52) und zwei
Ausgängen (16, 50) umfaßt, wobei einer der Ausgänge
(16) mit dem zweiten Eingang (16) des ersten Mischers
(18) gekoppelt ist, und der andere Ausgang (50) des
VCO (48) mit einem Eingang (50) eines zweiten Mischers
(48) verbunden ist;
- die Offset-Kammgenerator-Mittel (42) einen Offset-
Kamm-Frequenzgenerator (42) umfassen, der mit einem
zweiten Eingang (56) des zweiten Mischers (54)
verbunden ist, um diesem wahlweise eine Vielzahl von
festen Frequenzsignalen zuzuführen, wobei der zweite
Mischer (54) einen mit einem Eingang eines dritten
Mischers (60) gekoppelten Ausgang aufweist;
- die Schleifenmittel (44) zur Feinabstimmung
ausgewählte Ausgangsfrequenzen unterhalb von 10 Gigahertz
aufweisen und an einen anderen Eingang des dritten
Mischers (60) gekoppelt sind, wobei ein Ausgang (62)
des dritten Mischers (60) an einen Eingang (72) eines
Phasendetektors (66) gekoppelt ist, ein anderer
Eingang (78) des Phasendetektors (66) mit einer
gegebenen Verriegelungsfrequenz versehen ist, und
ein Eingang des Phasendetektors (66) mit einem
Steuereingang (52) des VCO (48) gekoppelt ist;
- der zweite lokale Oszillator (46) ein Signal mit
fester Frequenz erzeugt;
- die zweiten Mittel (78) einen vierten Mischer (78)
mit einem Eingang umfassen, der an einen Ausgang des
zweiten Oszillators (46) gekoppelt ist und einen
Eingang aufweist, der an einen Ausgang (62) des
dritten Mischers (60) gekoppelt ist, wobei der vierte
Mischer einen Ausgang aufweist; und
- die dritten Mittel (28) einen fünften Mischer (58)
aufweisen, der einen an einen Ausgang (20) des ersten
Mischers (18) gekoppelten Eingang (32) sowie einen
an einen Ausgang des vierten Mischers (78) gekoppelten
zweiten Eingang (30) aufweist, wobei der fünfte
Mischer (28) dazu angepaßt ist, das Eingangssignal
(30) von dem vierten Mischer (78) von dem
Eingangssignal (32) von dem ersten Mischer (18) zu
subtrahieren, wodurch der Ausgang des fünften Mischers (28)
im wesentlichen Rauschen und Drift unterdrückt, die
zumindest mit dem spannungsgesteuerten Gallium-
Arsenid-Oszillator (48) einhergehen.
13. Empfänger nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet,
daß der spannungsgesteuerte Oszillator (48) Frequenzen oberhalb
von 10 Gigahertz erzeugt.
14. Empfänger nach Anspruch 12 oder Anspruch 13, dadurch
gekennzeichnet, daß der Offset-Kammgenerator (42) Frequenzen
in Inkrementen von ungefähr 1 Gigahertz bereitstellt.
15. Empfänger nach einem der Ansprüche 12 bis 14, dadurch
gekennzeichnet, daß die Feinabstimmungsschleife (44) aktive
Komponenten aus Silizium umfaßt.
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/118,902 US4918748A (en) | 1987-11-09 | 1987-11-09 | Apparatus and method for phase noise and post tuning drift cancellation |
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|---|---|
| DE3855215D1 DE3855215D1 (de) | 1996-05-23 |
| DE3855215T2 true DE3855215T2 (de) | 1996-12-12 |
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ID=22381438
Family Applications (1)
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| DE3855215T Expired - Lifetime DE3855215T2 (de) | 1987-11-09 | 1988-11-08 | Gerät und Verfahren zur Herabsetzung des Phasenrauschens und der Nacheilung der Abstimmung |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
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Owner name: HUGHES ELECTRONICS CORP., EL SEGUNDO, CALIF., US |
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| 8328 | Change in the person/name/address of the agent |
Representative=s name: WITTE, WELLER & PARTNER, 70178 STUTTGART |