DE3838606A1

DE3838606A1 - Mehrpunkt-datenmodem-uebertragungssystem

Info

Publication number: DE3838606A1
Application number: DE3838606A
Authority: DE
Inventors: Jan Boer; Wilhelmus Josephus Diepstraten
Original assignee: NCR Corp
Current assignee: NCR International Inc
Priority date: 1987-11-16
Filing date: 1988-11-15
Publication date: 1989-06-01
Also published as: FR2623352B1; GB8726813D0; US4817114A; DE3838606C2; CA1325044C; FR2623352A1; GB2212699A; GB2212699B

Description

Die Erfindung betrifft Mehrpunkt-Datenmodem-Übertragungssysteme mit einem Leitmodem und einer Vielzahl von Trabantenmodem, wobei die Trabantenmodem entsprechende Modemsendevorrichtungen aufweisen, die ein Trainigssignal und ein Modemidentifikationssignal aussenden, während das Leitmodem Trabantenmodem-Identifikationsvorrichtung besitzt.

Ein derartiges Datenmodem-Übertragungssystem ist aus der EP-OS 01 69 548 bekannt. Hierbei ist ein Leitmodem in einem Mehrpunktnetzwerk mit einer Vielzahl entfernt angeordneter Trabantenmodem verbunden. Während einer anfänglichen, relativ langen Trainings- oder Verbindungsleitungssequenz werden Parameter für den Empfängerbetrieb und Ausgleichskoeffizienten aufgenommen und an den entsprechenden Trabantenmodem zugeordneten Positionen gespeichert. Während darauffolgender, verhältnismäßig kurzer Trainingssequenzen werden die zuvor gespeicherten Koeffizienten und Parameter aus dem Speicher geholt und angepaßt, falls eine derartige Anpassung oder Einstellung erforderlich ist. Während dieser darauffolgenden kurzen Trainingssequenzen senden die Trabantenmodem Identifikationskodierungen aus. Gemäß einer ersten Anordnung wird die Identifikationskodierung durch ein Zeitintervall gebildet, das nach der Trainingssequenz und vor den Daten ausgesandt wird. Gemäß einer zweiten Anordnung wird die Identifikationskodierung durch eine Tonfrequenz gebildet, die vor der Trainingssequenz und den Daten ausgesandt wird. Jedem Trabantenmodem kann eine entsprechende Tonfrequenz zugeordnet sein oder es kann eine Folge unterschiedlicher Tonsätze zur Identifikation des Modem verwendet werden. Das bekannte System hat den Nachteil, daß die Anlauf- oder Startzeit für Sendungen von den Trabantenmodem dadurch verlängert wird, daß das Modemidentifikationssignal in Folge zu dem Trainingssignal ausgesandt wird.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Mehrpunkt- Datenmodem-Übertragungssystem anzugeben, bei dem dieser Nachteil verringert wird. Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch ein Mehrpunkt-Datenmodem-Übertragungssystem mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1.

Bevorzugte Weiterbildungen des erfindungsgemäßen Systems sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung eines Ausführungsbeispiels anhand der Zeichnung. Es zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Mehrpunkt-Datenmodem- Übertragungssystems,

Fig. 2 ein Blockschaltbild eines Trabantenmodemsenders,

Fig. 3 ein Blockschaltbild eines Leitmodemempfängers,

Fig. 4 ein Phasendiagramm zur Veranschaulichung eines Trainingssignals,

Fig. 5 einen Graphen der Leistungsspektraldichte für das Trainingssignal,

Fig. 6 in größerer Einzelheit ein Blockschaltbild eines Teiles des Leitmodemempfängers,

Fig. 7 eine schematische Darstellung einer Filterschaltung gemäß einer diskreten Fourier-Transformation,

Fig. 8 einen Graphen des Frequenzverhaltens (Dämpfung) einer typischen Schaltung mit diskreter Fourier- Transformation, wie sie in dem Leitmodemempfänger gemäß Fig. 6 verwendet wird.

Fig. 9 einen Graphen der Leistungsspektraldichte eines Trainingssignals und eines Modemidentifikationssignals und

Fig. 10 eine schematische Darstellung einer Bestimmungsschaltung für quadrierter Längen, wie sie in dem Leitmodemempfänger gemäß Fig. 6 verwendet wird.

Fig. 1 zeigt ein Mehrpunktmodemnetz 10, in dem ein Leitmodem 12 über eine Telefonübertragungsleitung 20 mit drei Trabantenmodem 14, 16 und 18 in Kommunikation oder Datenaustausch steht. Der Fachmann erkennt, daß in der Praxis auch zwei, vier oder eine größere Anzahl von Trabantenmodem Verwendung finden kann und daß jedes Modem mit der zugeordneten Datenstation verbunden ist. Der Aufbau einer derartigen Datenstation ist jedoch für die Erfindung nicht von Bedeutung und wird deshalb oft nicht beschrieben.

Jedes Modem 12 bis 18 enthält einen Sendeteil und einen Empfängerteil.

Fig. 2 zeigt ein Blockschaltbild des Senderteiles 28 eines der Trabantenmodem 14, 16 oder 18. Es sei bemerkt, daß in allen Zeichnungen eine Doppellinienverbindung für komplexe Werte und eine Einzellinienverbindung für reelle Werte verwendet wird. Datensymbole darstellende Signale werden über eine Eingangsleitung 30 einer Verschlüsselungsschaltung 32 zugeführt, die über eine Leitung 34 an einen Kodierer 36 angeschlossen ist. Das komplexe Ausgangssignal des Kodierers 36 wird über eine Leitung 38 einem Schalter 40 zugeführt, dessen Ausgang über eine Leitung 42 mit einem Tiefpaßfilter 44 verbunden ist. Der Ausgang des Tiefpaßfilters 44 ist über eine Leitung 46 an einen Modulator 48 angeschlossen, der über eine Leitung 50 mit einer Summierschaltung 52 in Verbindung steht. Der Ausgang der Summierschaltung 52 ist über eine Leitung 54 zu einem Digital/Analog-Wandler 56 geführt, dessen Ausgang über eine Leitung 58 an ein Tiefpaßfilter 60 angeschlossen ist, dessen Ausgang 62 mit der Telefonübertragungsleitung 20 (Fig. 1) verbunden ist. Die Verschlüsselungsschaltung 32, der Kodierer 36, das Tiefpaßfilter 44, der Modulator 48, der Digital- /Analogwandler 56 und das Tiefpaßfilter 60 sind übliche Schaltungen, wie sie in Modemübertragungssystemen verwendet werden, so daß sich eine Beschreibung im einzelnen erübrigt. Kurz gesagt, wird das Tiefpaßfilter 44 zur Signalformung und Interpolation von der 2400 Hz-Symbolübertragungsgeschwindigkeit auf die 9600 Hz-Abtastgeschwindigkeit verwendet. Die Leistungsspektraldichte des sich ergebenden Signals ist um 0 Hz zentriert. Der Modulator 48 verschiebt dieses Spektrum um die Trägerfrequenz (f _c) von 1700 Hz herum. Der Digital-/Analog wandler 56 wandelt den reellen Teil des modularen Ausgangssignals in ein Analogsignal um. Das Tiefpaßfilter 60 filtert die Hochfrequenz heraus, um das Signal geeignet für die Übertragungsleitung 20 zu machen.

Der Sendeteil 28 kann vor jeder Datenaussendung ein Trainingssignal aussenden. Hierfür ist eine Sendetrainings- Steuerschaltung 70 vorgesehen, die über eine Steuerleitung 72 einen Trainingssequenzgenerator 74 steuern kann, welcher ein komplexes Ausgangssignal über eine Leitung 76 an den Schalter 40 legt. Die Steuerschaltung 70 steuert auch über eine Steuerleitung 78 den Betrieb des Schalters 40 und über eine Steuerleitung 80 den Betrieb eines Schalters 82, dessen Ausgang über eine Leitung 48 mit der Summierschaltung 52 verbunden ist. Modemadresse identifiziert, die in Form einer 8-Bit-Binärzahl in einem Adressenregister 86 mit acht Stufen 88 a bis 88 h gespeichert ist. Ferner sind acht Tongeneratoren 90 a bis 90 h vorgesehen, die über entsprechende Leitungen 92 a bis 92 h mit einer Schaltvorrichtung 94 verbunden sind, die acht einzelne Schalter 96 a bis 96 h aufweist. Die acht Schalter 96 a bis 96 h werden durch den Inhalt der acht Stufen 88 a bis 88 h des Adressenregisters 86 gesteuert. Die entsprechenden Ausgänge der Schalter 96 a bis 96 h sind über entsprechende Leitungen 98 a bis 98 h mit einer Summierschaltung 100 verbunden, die über eine Leitung 102 an einen Eingang des Schalters 82 angeschlossen ist.

Die Arbeitsweise des Senderteils 28 wird nun kurz beschrieben. Es sei bemerkt, daß die Sendetrainingssteuerschaltung 70 während der Aussendung einer Trainingssequenz wirksam ist, um den Trainingssequenzgenerator 74 über die Leitung 72, den Schalter 40 über die Leitung 78 und den Schalter 82 über die Leitung 80 derart zu steuern, daß ein Trainingssignal und ein Modemidentifikationsadressensignal gleichzeitig an die Summierschaltung 52 angelegt und parallel über die Übertragungsleitung 20 ausgesandt werden.

Fig. 3 zeigt ein Blockschaltbild des Empfängerteiles 110 des Leitmodem 12 (Fig. 1). Ein Eingangssignal von der Telefonübertragungsleitung 20 (Fig. 1) wird über eine Eingangsleitung 112 an eine Empfängerschaltung angelegt, die eine Schaltung 114 mit automatischer Verstärkungsregelung, eine Abtastschaltung 116, einen Analog/Digital-Wandler 118, einen Hilbert-Transformator 119, eine Abtastungsselektorschaltung 120, einen Demodulator 121, eine Entzerrungs- oder Ausgleichs- Schaltung 122 und einen Detektor 123 aufweist, der ein DATEN- Ausgangssignal auf einer Leitung 124 abgibt. Der Ausgang des Analog/Digital-Wandlers 118 ist auch über einer Leitung 129 an einen Schalter 125 geführt, dessen erster Anschluß 126 mit einer Zeitgabewiedergewinnungsschaltung 127 verbunden ist, deren Ausgang mit einem ersten Anschluß 128 eines Schalters 130 verbunden ist, der mit einem Eingang eines phasengeregelten Oszillators 132 (PCO) in Verbindung steht, dessen Ausgang an die Abtastschaltung 116 angeschlossen ist. Zwischen einem zweiten Anschluß 134 des Schalters 125 und einem zweiten Anschluß 136 des Schalters 130 liegt eine Zeitgabeeinleitungsschaltung 138. Eine Ausgangsleitung 178 dieser Zeitgabeeinleitungsschaltung 138 ist mit einer Abtaststeuerschaltung 140 verbunden, deren Ausgang an die Abtastungsselektorschaltung 120 angeschlossen ist. Eine Energiedetektorschaltung 146 steht über eine Leitung 145 mit der Eingangsleitung 112 in Verbindung und besitzt eine Ausgangsleitung 147, die mit einer Empfängersteuerschaltung 148 verbunden ist. Die Schalter 125, 130 befinden sich während des Empfangs eines Trainingssignals in ihrer unteren Position gemäß Fig. 3 und werden in ihre oberen Positionen während des Empfangs eines Datensignals bewegt. Eine eingehendere Beschreibung der Modemempfängerschaltung wird auf die US-PS 45 77 334 verwiesen.

Der Anschluß 134 des Schalters 129 ist auch mit einem Adressendetektor 150 verbunden, der nachstehend im einzelnen beschrieben wird. Der Ausgang des Adressendetektors 150 ist über eine Sammelleitung 152 an die Empfängersteuerschaltung 148 angeschlossen. Die Empfängersteuerschaltung liegt über einer Leitung 151 an einer Empfängerparameter-Speichervorrichtung 156.

Während eines anfänglichen Trainingsvorgangs wird eine Anfangstrainingssequenz von einem der Trabantenmodem 14, 16, 18 an das Leitmodem 12 (Fig. 1) gesandt. Die Anfangstrainingssequenz besteht aus einer Vielzahl von Segmenten, von denen jedes eine vorbestimmte Anzahl von Symbolintervallen aufweist. Beispielsweise kann nach einer vorbestimmten Freizustandszeit die Trainigssequenz ein erstes Segment aus 128 Symbolintervallen enthalten, die Wechsel zwischen zwei Signalelementen aufweisen, ein zweites Element mit 384 Symbolintervallen, die ein Ausgleichsschaltungs- Einstellmuster aufweisen, und ein drittes Segment mit 48 Symbolintervallen, die ein verschlüsseltes Signal aus lauter binären Einsen aufweisen. Ein derartiges Trainingssignal ist in Einklang mit der CCITT-Empfehlung V. 29. Bei Verwendung dieses Trainingssingals entwickelt die Empfängersteuerschaltung 148 (Fig. 3) alle realevanten Empfängerparamter, wie Ausgleichsschaltungsabgriffe, Phasenfehler, Frequenzverschiebung und Zeitgabeversetzung. Für jedes Trabantenmodem 14, 16, 18 werden diese Parameter in der Empfängerparameter- Speichervorrichtung 156 (Fig. 3) gespeichert, die ein entferntes Modem sein kann. Die Empfängerparameter werden zu der Speichervorrichtung 156 über Eingangs/Ausgangsleitungen 148 übertragen, die mit entsprechenden Empfängerelementen in dem Empfängerteil 160 gekoppelt sind.

Während der nachfolgenden Sendungen von einem der Trabantenmodem 14, 16, 18 sendet das sendende Modem seine Adresse und ein nachfolgendes Trainingssignal aus, das wesentlich kürzer ist als das während des zuvor beschriebenen Anfangstrainings ausgesendete Trainingssignal. Unter Ansprechen auf den Empfang der Adresse des sendenden Modem werden die entsprechenden Empfängerparameter aus der Speichervorrichtung 156 ausgelesen und über die Eingang/Ausgangsleitungen 158 zu den entsprechenden Empfängerelementen übertragen. Wurde somit einmal die richtige Empfängerzeitgabe eingestellt, dann ist kein zusätzliches Training des Leitmodemempfängers mehr erforderlich.

Das bevorzugte Ausführungsbeispiel der Erfindung ist ein Modemnetz, das Daten mit 9600 bps (Bits pro Sekunde) unter Verwendung einer Modulationsrate von 2400 Hz auf einem 1700 Hz- Träger aussendet. Die verwendete Abtastfrequenz ist 9600 Hz. Bei einem derartigen Modemnetz wird ein nachfolgendes Trainingssignal verwendet, das 18 Wechsel zwischen zwei Signalelementen aufweist.

Fig. 4 zeigt das Signal-Lücke-Diagramm für Wechsel zwischen Punkten A und B entsprechend Phasensprüngen von 135°. Die sich ergebende Leistungsspektraldichte bei Verwendung einer 1700 Hz- Trägerfrequenz ist in Fig. 5 gezeigt mit hohen Spektralanteilen bei f₁=500 Hz, f _c=1700 Hz, die Trägerfrequenz und f₂=2900 Hz. Es sei bemerkt, daß f₁ und f₂ wie folgt zu berechnen sind

f₁ = f _c - ½ f _b
f₂ = f _c - ½ f _b

wobei f _b die Modulationsrate mit einem Wert von 2400 Hz ist.

Fig. 6 zeigt in größerer Einzelheit die Zeitgabevorbereitungs- oder Initialisierungsschaltung 138 und die Adressendetektorschaltung 150 (Fig. 3). Der Anschluß 134 des Schalters 125 (Fig. 3) ist über eine Leitung 170 mit einem DFT- Modul 172 (DFT = diskrete Fourier-Transformation) verbunden, der aus drei nichtgezeigten DFT-Filterschaltungen für die Frequenzen 500 Hz, 1700 Hz und 2900 Hz besteht. Die DFT-Filterschaltungen messen die Korrelation des empfangenen Signals mit den entsprechenden lokal erzeugten Frequenzen. Der DFT-Modul 172 ist über Leitungen 173, 175 und 177 mit einer Zeitgabeeinstell- Steuerschaltung 174 verbunden, die Zeitgabesignale auf Leitungen 176 und 178 erzeugt, die mit dem Schalteranschluß 136 (Fig. 3) und der Abtaststeuerschaltung 140 verbunden sind, und Statussignale auf der Sammelleitung 180 (Fig. 3 und 6), die mit der Empfängersteuerschaltung 148 in Verbindung steht. Da diese Zeitgabe- und Statussignale für die vorliegende Erfindung nicht von großer Bedeutung sind, wird die Zeitgabeeinstell- Steuerschaltung 174 hier nicht im einzelnen beschrieben.

Die Leitung 170 ist auch mit einem DFT-Modul 190 verbunden, der acht DFT-Filterschaltungen (in Fig. 6 nicht gezeigt) aufweist, deren Ausgänge über Leitungen 192 a bos 192 h mit acht Bestimmungsschaltungen 194 a bis 194 h für quadrierte Längen verbunden sind. Diese DFT-Filterschaltungen messen die Korrelation des empfangenen Signals mit den entsprechenden erzeugten Frequenzen. Die Bestimmungsschaltungen 194 a bis 194 h für quadrierte Längen sind mit entsprechenden Schwellenwert Vergleichsschaltungen 196 a bis 196 h verbunen, deren Ausgänge Signale abgeben, die eine binäre Eins oder binäre Null darstellen, abhängig davon, ob ein vorbestimmter Schwellenwert überschritten wird oder nicht. Die Ausgänge der Vergleichsschaltungen 196 a bis 196 h sind mit entsprechenden Stufen eines 8-Bit-Binärregisters 198 verbunden, das die darin gespeicherte Adresse an die Adressensammelleitung 152 anlegt.

Es wird nun kurz auf Fig. 7 Bezug genommen, die die Realisierung einer typischen DFT-Schaltung zeigt, wie sie in den DFT-Modulen 172 und 190 (Fig. 6) verwendet wird. Es sei bemerkt, daß ein derartiges DFT-Filter bewirkt, daß die Korrelation zwischen einem Eingangssignal und einer lokal erzeugten Frequenz gemäß der folgenden Gleichung mißt:

(P, Q) _f = reeller und imaginärer Anteil der DFT-Komponenten der Frequenz f
A(k) = Eingangsabtastwert k
f = die lokal erzeugte Frequenz
f _s = Abtastfrequenz
n = Anzahl von Abtastungen.

Das DFT-Filter-Ausgangssignal ist ein Vektor, dessen Länge ein Maß für die Größe der geeigneten Frequenzkomponente in dem Eingangssignal ist und dessen Winkel die Phasendifferenz zwischen der lokal erzeugten Frequenz und der geeigneten Frequenzkomponente in dem Eingangssignal darstellt.

Fig. 8 zeigt das Frequenzverhalten (Dämpfung) eines DFT-Filters für f=500 Hz, f _s=9600 Hz und n=48. Für diese Werte ist die Auflösung des Filters gleich 200 Hz. Wie sich deutlich aus Fig. 8 ergibt, werden die Frequenzanteile bei 200 Hz-Intervallen von der Frequenz f vollständig unterdrückt. Das Frequenzverhalten für die anderen DFT-Filterschaltungen, d. h. für die Frequenzen 1700 Hz und 2900 Hz in dem DFT-Modul 172 (Fig. 6) und für die Frequenzen 900 Hz, 1100 Hz, 1300 Hz, 1500 Hz, 1900 Hz, 2100 Hz, 2300 Hz und 2500 Hz in dem DFT-Modul 190 (Fig. 6) haben die gleichen Eigenschaften und unterdrücken Frequenzen bei 200 Hz- Invervallen von der Frequenz aus, bei der das Filter anspricht.

Fig. 9 zeigt die Leistungsspektraldichte der Zeitgabetrainingssequenz, wenn die von den Tongeneratoren 90 a bis 90 h (Fig. 2) ausgesandten Adressentöne alle aktiviert sind entsprechend einem aus lauter 1-Bit bestehenden Binäradressenwert 11111111. Es ist erkenntlich, daß die Verwendung von den DFT-Filterschaltungen, bei denen Frequenzkomponenten bei 200 Hz-Intervallen von der Frequenz aus, auf die die Schaltung abgestimmt ist, vollständig unterdrückt werden, garantiert, daß die Aussendung eines gegebenen Adressentones nicht die Genauigkeit der Leistungsmessung entsprechend der Adressentöne durch den DFT-Modul 190 beeinträchtigt. Da ferner keiner der Adressentöne den Frequenzen entspricht, die in der Leistungsspektraldichte der Trainingssignalwechsel (Fig. 5) auftreten, beeinträchtigt die Aussendung der Adressentöne nicht das Ansprechverhalten der DFT- Schaltungen in dem DFT-Modul 172 (Fig. 6). Auch beeinträchtigen die in der Leistungsspektraldichte der Trainingssignalwechsel auftretenden Frequenzen nicht das Ansprechverhalten der DFT- Schaltungen in dem DFT-Modul 190.

Es wird nun wieder auf Fig. 7 Bezug genommen, die zeigt, daß die DFT-Filterschaltung aus einem unteren Teil 210, der einen lokalen Oszillator zum Erzeugen von Sinus- und Cosinustermen bildet, und einem oberen Teil 212 besteht, der einen Korrelator darstellt. In Fig. 7 bedeuten die Doppellinien 213 Komplexwert- Singalwege. Der lokale Oszillator 210 besteht aus einem Verzögerungselement 214 und einem Multiplizierer 216. Das Verzögerungselement 214 verzögert einen komplexen Wert mit einer Verzögerung von 1/f _s. Ein komplexer Eingangswert (c, a) _f = [cos 2π f/f _s, sind 2π f/fs] wird an den Multiplizierer 216 angelegt. In dem Korrelator 212 wird jede digitalisierte Eingangsabtastung A(k) auf der Eingangsleitung 170 in einem Multiplizierer 218 mit dem Augenblickswert in dem Verzögerungselement 214 multipliziert. Ein Verzögerungselement 220 speichert das Ausgangssignal der DFT-Filterschaltung. Der Inhalt des Verzögerungselements 220 wird in einem Addierer 222 zu dem Ausgangssignal des Multiplizierers 218 addiert, so daß ein neuer Augenblickswert (P,) _f gebildet wird. Dieses Ergebnis wird wiederum in dem Verzögerungselement 220 gespeichert. Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel werden 48 Eingangsabtastungen ausgewertet (n=48 in Gleichung (1)). Eine ausführliche Beschreibung der DFT-Filterschaltung gemäß Fig. 7 enthält die vorgenannte US-PS 4,577,334.

Fig. 10 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer der Bestimmungsschaltungen 194 a bis 194 h gemäß Fig. 6 für quadrierte Längen. Die Bestimmungsschaltung 194 dient dazu, die reellen und imaginären Anteile P, Q des Eingangssignals in Multiplizierern 230 bzw. 232 zu quadrieren und deren Ausgangssignale in einem Addierer 234 zu addieren.

Wie sich am besten aus Fig. 2 ergibt, werden die dort gezeigten Tongeneratoren 90 a bis 90 h durch ein Verzögerungselement und einen Multiplizierer gebildet, die wie für den lokalen Oszillatorteil 210 in der DFT-Filterschaltung gemäß Fig. 7 gezeigt, verbunden sind. Es wird nur der reelle Anteil des komplexen Ausgangssignals zur Bildung des gewünschten Ausgangstons verwendet.

Verschiedene Modifikationen der Erfindung sind möglich. So sind beispielsweise die Adressenfrequenzen nicht auf die bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel verwendeten acht Werte begrenzt, sondern es kann eine größere oder kleinere Anzahl von Frequenzen verwendet werden, vorausgesetzt, daß die 200 Hz-Trennung aufrechterhalten wird und die in der Leistungsspektraldichte des Trainingssignals (Fig. 5) auftretenden Frequenzen vermieden werden. Es sei ferner bemerkt, daß die Auflösung der DFT-Filter in dem DFT-Modul unter Verwendung unterschiedlicher Werte für n in Gleichung (1) geändert werden kann. So wird bei dem beschriebenen Ausführungsbeispiel mit n=48, eine 200 Hz- Spektralauflösung erreicht, während bei n=96 sich eine 100 Hz- Spektralauflösung ergeben würde.

Ferner kann der Betrieb des DFT-Filters in dem DFT-Modul 190 in Umgebungen verbessert werden, die einen hohen Geräuschpegel aufweisen, und zwar durch Verwendung der bekannten Fenstertechnik (wie beispielsweise Dreiecksfenster, Hanning-, Hamming- oder Blackman-Fenster). Beispielsweise kann ein Hamming-Fenster mit n=96 in Gleichung (1) verwendet werden, während die Spektralauflösungen bei 200 Hz beibehalten wird.

Obwohl schließlich die Erfindung in Zusammenhang mit einem 9600 bps-Modem unter Verwendung einer Trägerfrequenz von 1700 Hz entsprechend der CCITT-V.29-Empfehlung beschrieben wurde, sei bemerkt, daß die Erfindung auch auf andere Modem-Ausführungen anwendbar ist. Beispielsweise könnte ein 14 400 bps-Modem mit einer Trägerfrequenz von 1800 Hz gemäß der V.33-Empfehlung verwendet werden.

Claims

1. Mehrpunkt-Datenmodem-Übertragungssystem mit einem Leitmodem und einer Vielzahl von Trabantenmodem, wobei die Trabantenmodem entsprechende Modemsendevorrichtungen aufweisen, die ein Trainingssignal und ein Modemidentifikationssignal abgeben können, und das Leitmodem Trabantenmodemidentifikationsvorrichtungen besitzt, dadurch gekennzeichnet, daß jede Modemsendevorrichtung ein Signal aussenden kann, das das Trainingssignal und das Identifikationssignal parallel enthält, daß das Identifikationssignal eine Vielzahl gleichzeitig ausgesandter Adressenfrequenzen enthält, daß die Modemidentifikationsvorrichtungen eine Vielzahl von Filterschaltungen (190) mit diskreter Fouriertransformation aufweisen, von denen jede geeignet ist, die Korrelation zwischen dem empfangenen Signal mit einer zugeordneten der Adressenfrequenzen zu messen und die übrigen Adressenfrequenzen zu unterdrücken, und durch Abfühlvorrichtungen (194 a - h, 196 a -h) zum Bestimmen, welche der Filterschaltungen mit diskreter Fouriertransformation ein Ausgangssignal erzeugen, und hierdurch ein Adressensignal abzugeben, das die Identifikation für das sendende Trabantmodem (14, 16, 18) darstellt.

2. System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Trainingssignal eine Vielzahl von wechselnden Phasensprüngen aufweist, derart, daß das Trainingssignal eine Leistungsspektraldichte konzentriert bei einer Vielzahl von Trainingssignalfrequenzen besitzt, und daß das Leitmodem (12) eine Zeitgabeinitialisierungsvorrichtung (138) aufweist, die eine Vielzahl von Filterschaltungen (172) mit diskreter Fouriertransformation aufweist, von denen jede geeignet ist, die Korrelation des empfangenen Signals mit einer zugeordneten der Trainingssignalfrequenzen zu messen und die übrigen Trainingssignalfrequenzen und die Adressenfrequenzen zu unterdrücken.

3. System nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Modemsendevorrichtungen eine Trainingssignalerzeugungsvorrichtung (74), Tonerzeugungsvorrichtungen (86, 90 a - h, 94, 100) zum Erzeugen einer Vielzahl von das zugeordnete Modem kennzeichnenden Adressenfrequenzen und eine Summiervorrichtung (52) zum Kombinieren der Ausgangssignale der Trainingssignalgeneratorvorrichtung (74) und der Tongeneratorvorrichtungen (86, 90 a - h, 94, 100) aufweisen.

4. System nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Tongeneratorvorrichtungen eine Vielzahl von Tongeneratoren (90 a - h) enthalten, von denen jeder eine zugeordnete von Adressenfrequenzen erzeugen kann, Schaltvorrichtungen (94), die eine Vielzahl einzelner Schalter (96 a - h) aufweisen, die entsprechend mit den Tongeneratoren (90 a - h) gekoppelt sind, ein Adressenregister (86) zum Speichern einer das zugeordnete Modem identifizierenden Binäradresse und zum Steuern der Betätigung der Schaltvorrichtungen (94), und eine Kombiniervorrichtung (100), die mit den Schaltvorrichtungen gekoppelt und geeignet ist, die Ausgangssignale der einzelnen Schaltvorrichtungen (96 a - 96 h) zu kombinieren.

5. System nach einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß jede Filterschaltung mit diskreter Fouriertransformation einen ersten Teil (210) zum Erzeugen eines eine zugeordnete lokal erzeugte Frequenz darstellenden Komplexwertsignals und einen zweiten Teil (212) aufweist, der auf das empfangene Signal und das Komplexwertsignal anspricht und ein Ausgangssignal erzeugen kann, das für die Korrelation zwischen dem empfangenen Signal und der zugeordneten lokal erzeugten Frequenz repräsentativ ist.

6. System nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Filterschaltungen mit diskreter Fouriertransformation gemäß der Gleichung arbeiten: (P, Q) _f= reeller und imaginärer Anteil der DFT-Komponenten der Frequenz f
A(k)= Eingangsabtastwert k
f= die lokal erzeugte Frequenz
f _s= Abtastfrequenz
n= Anzahl von Abtastungen.