DE3784917T2

DE3784917T2 - Gleichstrommotorantriebssystem.

Info

Publication number: DE3784917T2
Application number: DE8787905274T
Authority: DE
Inventors: Masahito Iwatsubo; Tooru Shinohara
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1986-08-06
Filing date: 1987-08-05
Publication date: 1993-06-24
Anticipated expiration: 2007-08-06
Also published as: DE3784917D1; KR880701997A; KR910004283B1; JPS63501680A; US4879498A; EP0282598A1; WO1988001111A1; EP0282598B1; JP2530676B2

Description

Technisches Gebiet

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein System zum Antreiben eines Gleichstrom-GS-Motors, insbesondere auf ein System zum Antreiben eines GS-Motors, der beispielsweise in einem großen Magnetplattensystem zum Antreiben einer Spindel darin verwendet wird und mit einer Konstantstrom- Treiberschaltung verbunden ist.

Hintergrundtechnik

Fig.1 ist ein Bild, das einen Stand der Technik eines bipolaren Gleichstrom (GS)-Motorantriebssystems veranschaulicht, bei dem ein sehr sperriges Magnetplattensystem (nicht dargestellt) verwendet wird. In Fig.1 bezeichnet die Bezugszahl 1 einen GS-Motor vom bürstenlosen Dreiphasen- Hall-Typ mit drei Erregerspulen 2A, 2B und 2C und Sensoren vom Hall-Effekt-Typ 3A, 3B und 3C, bezeichnet 4 eine Schaltung zum Synthetisieren von Ausgängen SHGA bis SHGC von den Hall-Sensoren 3A, 3B und 3C, bezeichnet 5 eine Zeitsteuerschaltung, bezeichnet 6 einen Phasenwechsel-Schaltungskreis, bezeichnet 7 eine Energiezufuhr (Energiequelle) und bezeichnet 8 eine Konstantstrom-Treiberschaltung mit einer Phasenschaltfunktion.
Der Phasenwechsel-Schaltungskreis 6 enthält drei Schalter 6A bis 6C vom Leistungstransistor-Typ. Die Konstantstrom-Treiberschaltung 8 enthält auch drei Konstantstromquellen 8A bis 8C, die jeweils zumindest einen Leistungstransistor aufweisen.
Ein Rotor (nicht dargestellt) des GS-Motors 1 ist mechanisch mit einer Spindel (nicht dargestellt) des Magnetplattensystems verbunden, wobei eine Magnetplatte(n) (nicht dargestellt) entsprechend der Drehung der Spindel gedreht wird (werden).
Die Drehposition des Rotors des GS-Motors 1 wird durch die Hall-Sensoren 3A bis 3C detektiert. Die von den Hall- Sensoren 3A bis 3C ausgegebenen Signale SHGA bis SHGC werden in der Signalsynthetisierschaltung 4 synthetisiert, was zu einem Phasensignal PHASE führt. Die Zeitsteuerschaltung 5 erzeugt Zeitsignale STA bis STC zum Einschalten der Leistungstransistorschalter 6A bis 6C und Steuersignale SCA bis SCC zum Steuern der Konstantstromquellen 8A bis 8C, ansprechend auf das Phasensignal PHASE. Folglich werden reihengeschaltete Erregerspulen: 2A und 2B, 2B und 2C sowie 2C und 2A aufeinanderfolgend erregt, ansprechend auf das Phasensignal SPHASE, um den Rotor des GS-Motors 1 zu drehen.
Im allgemeinen hat der Motor ein vorherbestimmtes Verhältnis zwischen der Antriebsenergie und dem Drehmoment (oder der mechanischen Energie). Demgemäß kann durch Steuern des Treibstroms das im Motor erzeugte Drehmoment frei gesteuert werden. Mit anderen Worten kann, wenn eine Last auf den Motor variiert wird, das im Motor erzeugte Drehmoment durch Zuführen eines Konstantstroms zu den Erregerspulen auf einem vorherbestimmten konstanten Wert gehalten werden. Außerdem kann auf Grund einer großen Trägheit des Rotors während einer längeren Startzeit im GS-Motor ein großer Startstrom in die Spulen fließen. Dies erfordert grundsätzlich eine sperrige und kostspielige Energiezufuhr zum Zuführen von ausreichendem Startstrom während einer langen Startzeit. Wenn die Konstantstrom-Treiberschaltung vorgesehen ist, ist der Startstrom sehr begrenzt, wodurch eine Verminderung der Energiezufuhr ermöglicht wird. Wie oben diskutiert, trägt die Konstantstrom-Treiberschaltung 8 dazu bei, die obigen Vorteile zu erhalten. Wenn die Konstantstrom-Treiberschaltung für einen GS-Motor vom Phasenwechsel-Typ, wie in Fig.1 gezeigt, verwendet wird, und demgemäß Schaltleistungstransistoren enthalten kann, sieht die Konstantstrom-Treiberschaltung ferner die Phasenwechselfunktion vor.
Mit erneuter Bezugnahme auf Fig.1 wird im GS-Motor 1 eine gegen-elektromotorische Kraft (EMK) in den Erregerspulen 2A bis 2C während der Drehung des Motors induziert, und die Amplitude jeder Gegen-EMK wird entsprechend einer Erhöhung dieser Drehung vergrößert. Demgemäß ist eine Spannung der Energiezufuhr 7 ausgebildet, so daß sie die Gegen-EMK bei einer erforderlichen hohen Nenndrehzahl, z.B. 3600 UpM, des Rotors überwindet und eine Konstantstromsteuerung ermöglicht.
Die charakteristiken des GS-Motors können durch die folgende Formel ausgedrückt werden:
VM = Ke.Rs + L.di/dt + rM.i ...(1),
worin VM: dem Motor zugeführte Spannung (V),
Ke: induzierte Spannungskonstante (V),
Rs: Drehzahl des Rotors (UpM),
L : Induktanz der reihengeschalteten Spulen (H),
rM: widerstand der reihengeschalteten Spulen (Ω) und
i : durch die reihengeschalteten Spulen fließender Strom.
Während des startbetriebs des Motors oder bei einem Betrieb mit geringer Geschwindigkeit ist die Drehzahl Rs fast Null oder sehr gering, und ist die Gegen-EMK fast Null oder sehr klein. Folglich wird trotz des Vorsehens der Konstantstrom-Treiberschaltung 8 ein großer Strom weiterhin den Schaltern 6A bis 6C vom Leistungstransistor-Typ und den Leistungstransistoren in den Konstantstromquellen 8A bis 8C zugeführt, und demgemäß akkumulieren diese Leistungstransistoren Wärme. Die Startzeit kann ungefähr 25 bis 35 Sekunden betragen, wenn der GS-Motor zum Antreiben eines Magnetplattensystems mit großem Maßstab verwendet wird. Daher müssen unter Berücksichtigung dieser Bedingungen Hochleistungstransistoren mit einer Toleranz für einen großen durch diese hindurchgehenden Strom und eine hohe Temperatur in diesen während einer längeren Startzeit vorgesehen werden. Dies bringt die Nachteile hoher Kosten, einer sperrigen Schaltungskonfiguration und einer Installation teurer und sperriger Kühleinrichtungen mit sich. Außerdem wird die Wahrscheinlichkeit eines Bruchs der Leistungstransistoren erhöht, wodurch die Zuverlässigkeit des GS-Motorantriebssystems vermindert wird. Unter anderen Elementen haben die Leistungstransistoren der Schalter 8A und 8C das letztere Problem, da diese Transistoren in einem linearen Bereich der Charakteristiken davon verwendet werden.
Es hat sich ein starker Bedarf an einer Verminderung oder Eliminierung der obigen Probleme ergeben.
Die JP-A-57-183281, veröffentlicht am 11. November 1982, offenbart eine Geschwindigkeitssteuerschaltung für einen bürstenlosen GS-Motor. Wie in Fig.4 der JP-A- 57-18328 1 gezeigt, ermöglicht es die Schaltung, das Anlegen einer überschüssigen Energie an einen Stromsteuerleistungstransistor 12 während des Starts des Motors durch das Vorsehen eines Schalters 25 und eines Widerstands 23 zu vermeiden, die mit Spulen 13 bis 15 verbunden sind. Zur Startzeit verbraucht der Widerstand 23 Energie von einer Energiezufuhr und verursacht demgemäß einen Abfall der Spannung, die dem Transistor 12 durch die Spulen 13 bis 15 und Phasenwechseltransistoren in einer Stromtreiberschaltung 6 zugeführt werden. Nach dem Starten wird der Schalter 25 eingeschaltet, um am Widerstand 23 vorbei zugehen, so daß eine normale Spannung von der Energiezufuhr den Spulen 13 bis 15 und dem Transistor 12 zugeführt wird. Das obige Einschalten des Schalters 25 wird ansprechend auf eine Geschwindigkeit des Rotors durchgeführt.
Die Geschwindigkeitssteuerschaltung überwindet einen Teil der obigen Probleme, da jedoch das obige Schalten der in der Spannung veränderbaren Versorgungs- oder Zufuhrschaltung im wesentlichen ein einzelnes Schalten ist, ist die Verwendung der Geschwindigkeitssteuerschaltung auf nur einen kleinen GS-Motor begrenzt, der eine kurze Startzeit aufweist. Außerdem kann die aus dem Schalter und dem Widerstand bestehende in der Spannung veränderbare Zufuhrschaltung die obigen Probleme nicht vollständig überwinden.

Offenbarung der Erfindung

Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein GS-Motorantriebssystem vorzusehen, bei dem ein Startstrom wirksam vermindert werden kann.
Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist, ein GS-Motorantriebssystem vorzusehen, welches eine einfache Schaltungskonstruktion, die Herabsetzung von Produktionskosten und eine erhöhte Zuverlässigkeit zusätzlich zur wirksamen Verminderung eines Startstroms eines GS-Motors ermöglicht.
Gemäß dieser Erfindung umfaßt ein Gleichstrom (GS)- Motorantriebssystem, einen GS-Motor, eine Einrichtung zum Detektieren einer Drehung eines Rotors des Motors, eine Energiezufuhreinrichtung zum Zuführen einer Antriebsenergie zum Motor, und die sequentiell eine Spannung erhöht, ansprechend auf eine Erhöhung eines Drehungssignals, das von der Drehdetektiereinrichtung während eines Startbetriebs empfangen wird, und eine Stromantriebseinrichtung, die operativ mit einer Spule des Motors verbunden ist und einen Konstantstrom vorsieht, der durch die mit der Antriebsenergie während eines Normalbetriebs des Motors versorgte Spule hindurchgeht.
In einer ersten Ausführungsform der Erfindung enthält die Energiezufuhreinrichtung eine erste Energiezufuhr, die eine niedrige Spannung liefert, eine zweite Energiezufuhr, die eine hohe Spannung liefert, einen ersten Schaltungskreis mit einer Diode, der mit der genannten ersten Energiezufuhr verbunden ist und die niedrige Spannung der genannten Spule in einem anfänglichen Zustand zuführt, und zumindest einen zweiten Schaltungskreis mit einem Schaltelement, der mit der zweiten Energiezufuhr verbunden ist und die hohe Spannung zu führt und die Diode umgekehrt vorspannt, wenn der zweite Schaltungskreis eingeschaltet wird, wenn die Drehung einen vorherbestimmten Wert überschreitet.
In einer zweiten Ausführungsform der Erfindung enthält die Energiezufuhreinrichtung auch eine erste Energiezufuhr, die eine Spannung mit positiver Polarität liefert, eine zweite Energiezufuhr, die eine Spannung mit negativer Polarität liefert, einen ersten Schaltungskreis, der operativ zwischen Erde und der Spule angeschlossen ist, und einen zweiten Schaltungskreis, der operativ zwischen der ersten Energiezufuhr und der Spule angeschlossen ist. Die zweite Energiezufuhr ist operativ mit der Spule durch die Stromtreiberschaltung verbunden. Der erste Schaltungskreis wird eingeschaltet, um eine niedrige Spannung vorzusehen, die durch Erde und die negative Spannung in einem anfänglichen Zustand definiert ist, so daß ein durch die niedrige Spannung definierter Strom zwischen Erde und der zweiten Energiezufuhr durch die Spule und die Stromtreiberschaltung fließt. Der zweite Schaltungskreis wird eingeschaltet, um eine hohe Spannung vorzusehen, die durch die positive Spannung und die negative Spannung definiert ist, wenn die Drehung einen vorherbestimmten Wert überschreitet, so daß ein durch die hohe Spannung definierter Strom zwischen der ersten Energiezufuhr und der zweiten Energiezufuhr durch die Spule und die genannte Stromtreiberschaltung fließt.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Fig.1 ist ein Bild eines bekannten GS-Motorantriebssystems;
Fig.2 ist ein Bild eines GS-Motorantriebssystems;
Fig.3a bis 3d sind Wellenformen von Hall-Sensorausgängen in Fig.2;
Fig.4 ist eine graphische Darstellung, die den Betrieb des GS-Motorantriebssystems in Fig.2 veranschaulicht;
Fig.5a bis 5c sind Ansichten, die Wellenformen von Spannungen zwischen Spulen im in Fig.2 gezeigten GS-Motor veranschaulichen;
Fig.6a bis 6c sind Ansichten, die Wellenformen von Strömen durch die Spulen im in Fig.2 gezeigten GS-Motor veranschaulichen;
Fig.7 und 8 sind Bilder von Ausführungsformen eines GS-Motorantriebssystems;
Fig.9 ist eine graphische Darstellung, die einen weiteren Betrieb eines GS-Motorantriebssystems veranschaulicht;
Fig.10 und 11 sind detaillierte Schaltbilder der obigen Ausführungsformen;
Fig.12a bis 12j sind Zeittabellen, die den Betrieb eines in Fig.11 gezeigten Geschwindigkeitsdetektors veranschaulichen;
Fig.13a bis 13c sind Schaltbilder einer in der Spannung veränderbaren Energiezufuhreinheit, die in Fig.10 gezeigt ist, gemäß einer ersten Ausführungsform der Erfindung;
Fig.14a bis 14e sind Schaltbilder eines weiteren Typs einer in der Spannung veränderbaren Energiezufuhreinheit, die in Fig.10 gezeigt ist, gemäß einer zweiten Ausführungsform der Erfindung;
Fig.15a und 15b sind Ansichten, die Leistungs-MOS-FETS zeigen, welche in den in den Ausführungsformen gezeigten Schaltungen verwendet werden können;
Fig.16a und 16b sind graphische Darstellungen, die die Charakteristiken eines bipolaren Leistungstransistors und eines Leistungs-MOS-FET repräsentieren, welche in den Schaltungen der Ausführungsformen verwendet werden;
Fig.17 ist ein Schaltbild noch einer weiteren Ausführungsform eines GS-Motorantriebssystems;
Fig.18a bis 18i sind Zeittabellen, die den Betrieb des in Fig.17 gezeigten GS-Motorantriebssystems repräsentieren; und
Fig.19 ist ein Blockbild noch einer weiteren Ausführungsform eines GS-Motorantriebssystems.

Beste Ausführungsweise der Erfindung

Ein GS-Motorantriebssystem, das dem in Fig.1 gezeigten GS-Motorantriebssystem entspricht, wird mit Bezugnahme auf Fig.2 beschrieben.
In Fig.2 enthält das GS-Motorantriebssystem einen Geschwindigkeitsdetektor 9, eine Schwellenschaltung 10 und eine Spannungsänderungsschaltung 11 zusätzlich zum bipolaren bürstenlosen Dreiphasen-GS-Motor 1 mit den Erregerspulen 2A bis 2C, dem Rotor und den Hall-Sensoren 3A bis 3C, der Signalsynthetisierschaltung 4, der Zeitsteuerschaltung 5, dem Phasenwechsel-Schaltungskreis 6, der die Schalter 6A bis 6C vom Leistungstransistor-Typ aufweist, und der Stromtreiberschaltung 8 mit den Konstantstromquellen 8A bis 8C, wie in Fig.1 gezeigt.
Die Hall-Sensoren 3A bis 3C geben die gefühlten Signale SHGA bis SGHC aus, wie in Fig.3b bis 3d gezeigt, entsprechend einem geometrischen Drehungswinkel des Rotors, wie in Fig.3a gezeigt. Die gefühlten Signale SHGA bis SGHC werden in der Signalsynthetisierschaltung 4 synthetisiert. Die Signalsynthetisierschaltung 4 erzeugt einerseits das Phasensignal PHASE, das der Zeitsteuerschaltung 5 zugeführt wird, und andererseits ein Source-Signal zum Detektieren der Drehgeschwindigkeit des Rotors im Geschwindigkeitsdetektor 9.
Der Geschwindigkeitsdetektor 9 detektiert die Geschwindigkeit des Rotors auf Basis des Source-Signals von der Signalsynthetisierschaltung 4. Der Geschwindigkeitsdetektor 9 kann entweder als Geschwindigkeitsdetektor vom digitalen Typ oder als Geschwindigkeitsdetektor vom analogen Typ realisiert sein. Der erstere kann einen Zähler enthalten, der das (die) Hall-gefühlte(n) Signal(e) SHGA (bis SHGC) durch die Signalsynthetisierschaltung 4 während eines vorherbestimmten Zeitraumes zählt und einen gezählten Wert als Geschwindigkeitssignal SPD ausgibt. Der letztere kann einen Signalintegrator enthalten, der das (die) Hall-gefühlte(n) Signal(e) durch die Signalsynthetisierschaltung 4 während eines vorherbestimmten Zeitraumes integriert und eine integrierte Spannung als Geschwindigkeitssignal SPD ausgibt.
Die Schwellenschaltung 10 empfängt das Geschwindigkeitssignal SPD vom Geschwindigkeitsdetektor 9 und gibt Geschwindigkeitsdiskriminierungssignale SDS&sub1; und SDS&sub2; entsprechend den Schwellenwerten STH&sub1; und STH&sub2; aus. Die Schwellenwerte STH&sub1; und STH&sub2; entsprechen der Geschwindigkeit SPD&sub1; und SPD&sub2;, die auf der Abszisse in Fig.4 angegeben sind, und definieren drei Geschwindigkeitsbereichsstufen; einen Niedriggeschwindigkeits-Bereich, einen Mittelgeschwindigkeits-Bereich und einen Hochgeschwindigkeits-Bereich. Wenn das Geschwindigkeitssignal SPD ein gezählter Wert ist, kann die Schwellenschaltung 10 durch zwei digitale Komparatoren zum Ausgeben der Geschwindigkeitsdiskriminierungssignale SDS&sub1; bzw. SDS&sub2; realisiert werden, und, wenn das Geschwindigkeitssignal SPD eine analoge Spannung ist, kann die Schwellenschaltung 10 durch zwei analoge Komparatoren realisiert werden, wobei jeder einen IC-Verstärker enthalten kann.
Die in der Spannung veränderbare Schaltung 11 empfängt eine konstante Spannung von der Energiezufuhr 7 und ändert einen Spannungsausgang hiervon ansprechend auf die Geschwindigkeitsdiskriminierungssignale SDS&sub1; und SDS&sub2;. Die Spannung von der in der Spannung veränderbaren Schaltung 11 ist durch eine Kurve CV1 in Fig.4 gezeigt. Wenn beide Geschwindigkeitsdiskriminierungssignale SDS&sub1; und SDS&sub2; ein Niederpegel sind, d.h. wenn sich der Rotor im Niedriggeschwindigkeits-Bereich in Fig.4 dreht, wird die niedrigste Spannung V&sub0; ausgewählt und den Erregerspulen 2A bis 2C und der Konstantstrom-Treiberschaltung 8 durch den Phasenwechsel-Schaltungskreis 6 zugeführt. Wenn nur das Geschwindigkeitsdiskriminierungssignal SDS&sub1; ein Hochpegel ist, d.h. wenn der Rotor im Mittelgeschwindigkeits-Bereich ist, wird eine mittlere Spannung V&sub1; ausgegeben. Ferner wird, wenn das Geschwindigkeitssignal SDS&sub2; ein Hochpegel ist, d.h. wenn der Rotor im Hochgeschwindigkeits-Bereich ist, eine Nennspannung V&sub2; ausgegeben.
In Fig.4 repräsentiert die Abszisse die Rotorgeschwindigkeit, wobei die Kurve CV1 die von der in der Spannung veränderbaren Schaltung 11 ausgegebene Spannung angibt; gibt die Kurve CV2 die Gegen-EMK an, die in den reihengeschalteten Erregerspulen des GS-Motors 1 erzeugt wird; und gibt die Kurve CV3 den durch die reihengeschalteten Erregerspulen hindurchgehenden Strom an. Eine gepunktete Linie CV4 gibt eine konstante Nennspannung im ersten Stand der Technik an, und eine weitere gepunktete Linie CV5 gibt den durch die reihengeschalteten Erregerspulen hindurchgehenden Strom an, wenn die durch die Linie CV4 gezeigte Spannung den Erregerspulen zugeführt wird. Eine erste Ordinate repräsentiert einen Strom für die Kurven CV3 und CV5, und eine zweite Ordinate repräsentiert eine Spannung für die Kurven CV1, CV2 und CV4.
Wenn ein bestimmter Wert der Spannung dem Phasenwechsel-Schaltungskreis 6 zugeführt wird, sind eine Anschlußspannung VA-VB zwischen Ausgangsanschlüseen der Leistungstransistorschalter 6A und 6B, d.h. zwischen den Anschlüssen T1A und T1B der SPulen 2A und 2B, eine Anschlußspannung VB- VC und eine Anschlußspannung VC-VA wie in Fig.5a bis 5c gezeigt veranschaulicht. Demgemäß ist ein Strom I2A, der in die Spulen 2A und 2B durch dne Anschluß T1A fließt, durch Einschalten des Leistungstransistorschalters 6A und des (der) Transistors(en) in der Konstantstromquelle 8B ansprechend auf das Zeitsteuersignal STA bzw. das Steuersignal SCB von der Zeitsteuerschaltung 5, d.h. ein durch die Konstantstromquelle 8B hindurchgehender Strom, wie in Fig.6a gezeigt veranschaulicht. Ähnlich sind ein in die Spule 2B fließender Strom und ein in die Spule 2C fließender Strom I2C in Fig.6b und 6c gezeigt. Die Kurven CV3 and CV5 geben die Amplitude des Stroms an.
In Fig.4 wird die Gegen-EMK, wie durch die Kurve CV2 gezeigt, an den Spulen entsprechend einer Zunahme der Rotorgeschwindigkeit erhöht. Der in die reihengeschalteten Spulen fließende Strom, d.h. der durch die Stromquelle hindurchgehende Strom, ist durch die durch die Formel (1) ausgedrückte Beziehung bestimmt. Wie für den ersten Stand der Technik beschrieben, war die dem Phasenwechsel-Schaltungskreis 6 zugeführte Spannung eine konstante Nennspannung V&sub2;, wie durch die gepunktete Linie CV4 gezeigt. Der Strom für diese ist durch die gepunktete Linie CV5 gezeigt. Folglich war ein anfänglicher Strom bei einer Geschwindigkeit von Null I'MAX in Fig.4, der einige zehnmal größer sein kann als ein Strom IR bei einer Nenngeschwindigkeit, obwohl die Stromtreiberschaltung vorgesehen ist. Es ist zu beachten, daß eine Ordinate des Stroms als logarithmischer Maßstab gezeigt ist. Im ersten Stand der Technik verursacht der hohe anfängliche Strom I'MAX die verschiedenen oben diskutierten Probleme.
Gemäß der obigen mehrfachen Änderung der dem Phasenwechsel-Schaltungskreis 6 zugeführten Spannung, wie durch die Kurve CV1 gezeigt, in der Ausführungsform von Fig.2, wird ein durch die niedrigste Spannung V&sub0; definierter anfänglicher Strom stark auf IMAX vermindert, wie durch die Kurve CV3 gezeigt. Der Strom wird auch auf IMIN entsprechend der Erhöhung der Drehgeschwindigkeit, d.h. der Zunahme der Gegen-EMK, vermindert. Da die-Spannung bei der Geschwindigkeit SPD&sub1; auf V&sub1; erhöht wird, wird der Strom auf einen bestimmten Wert kleiner als IMAX erhöht. Das obige Phänomen im Niedriggeschwindigkeits-Bereich wird im Mittelgeschwindigkeits-Bereich und im Hochgeschwindigkeits-Bereich wiederholt. Wenn die Rotorgeschwindigkeit eine Nenngeschwindigkeit erreicht, erreicht der Strom einen Nennwert IR, der durch die Formel (1) der Nennspannung V&sub2; als Spannung VM in Formel (1) definiert ist.
Im in der JP-A-57-18321 geoffenbarten zweiten Stand der Technik kann ein ähnlicher Effekt erhalten werden. Der Stand der Technik kann jedoch auf Grund eines einzelen Umschaltens der Spannung keinen ausreichend niedrigen anfänglichen Strom erhalten. Insbesondere muß der Nennstrom IR bei der Nenngeschwindigkeit auf einem vorherbestimmten Wert gehalten werden, und die Teilung des Geschwindigkeitsbereichs ist ungenau. Folglich kann der Strom durch die Kurve CV6 veranschaulicht werden. Ein anfänglicher Strom kann I"MAX niedriger als I'MAX, jedoch viel höher als IMAX sein.
Da der Strom in allen Betriebsbedingungen in der Ausführungsform vermindert ist, können niedrige Nennschaltelemente im Phasenwechsel-Schaltungskreis 6 und der Stromtreiberschaltung 8 mit hoher Zuverlässigkeit verwendet werden, und demgemäß werden die oben diskutierten Probleme überwunden.
Wie in Fig.7 gezeigt, ist die in Fig.2 gezeigte in der Spannung veränderbare Schaltung 11 durch eine Schaltung realisiert, die aus reihenschaltbaren Widerständen 111 und 112 und Leistungstransistorschaltern 113 und 114 besteht. Die Energiezufuhr 7 gibt die Nennspannung V&sub2; aus. Wenn die Drehgeschwindigkeit im Niedriggeschwindigkeits-Bereich ist, sind die Schalter 113 und 114 ausgeschaltet, um die Widerstände 111 und 112 in Reihe zu schalten, so daß die niedrigste Spannung V&sub0; hiervon ausgegeben wird. Wenn die Drehgeschwindigkeit im Mittelgeschwindigkeits-Bereich ist, wird der Schalter 113 eingeschaltet, um am Widerstand 111 vorbei zugehen, so daß die mittlere Spannung V&sub1; ausgegeben wird. Wenn die Drehgeschwindigkeit im Hochgeschwindigkeits- Bereich ist, werden beide Schalter 113 und 114 eingeschaltet, um an beiden Widerständen 111 und 112 vorbeizugehen, so daß die Nennspannung V2 ausgegeben wird.
Eine Modifikation des in Fig.7 gezeigten Systems kann wie in Fig.8 durchgeführt werden. Eine Energiezufuhr 7a liefert Spannungen von V&sub0;, V&sub1; und V&sub2;. Eine in der Spannung veränderbare Schaltung 11a enthält drei parallelgeschaltete Leistungstransistorschalter 115 bis 117, und eine Schwellenschaltung 10a liefert Diskriminierungssignale SDS'&sub1;, SDS'&sub2; und SDS'&sub3; zum Einschalten der entsprechenden Schalter 115 bis 117.
Ein Spannungsschalten in mehrfachen Stufen von mehr als drei, wie in Fig.2, 7 und 8 gezeigt, wird bevorzugt.
Außerdem können die in Fig.7 und 8 gezeigten Spannungsschaltungskreise kombiniert werden, um ein Spannungsschalten in mehrfachen Stufen zu realisieren.
Wie oben diskutiert sollte der anfängliche (oder Start-) Strom vom Standpunkt der Verminderung der Last auf die Leistungstransistoren so klein wie möglich sein. Dies bedeutet, daß die niedrige Spannung V&sub0; so niedrig wie möglich sein muß. Andererseits sollte die dem GS-Motor zugeführte Nennspannung im Hochgeschwindigkeits-Bereich so hoch wie möglich sein, da der in den Spulen des GS-Motors fließenden Strom (I) niedrig wird, und demgemäß ein Verlust im Verhältnis von I² im GS-Motor vermindert wird. Fig.9 ist eine graphische Darstellung, die die obigen Merkmale veranschaulicht, wobei die Kurve CV11 die dem GS-Motor zugeführte Spannung repräsentiert und der in Fig.4 gezeigten Kurve CV1 entspricht. Die Startspannung V&sub0; kann gleich jener von Fig.4 sein, die Nennspannung V&sub3; ist jedoch höher als die Nennspannung V&sub2; von Fig.4. Die Kurve 12 repräsentiert den durch die Spulen fließenden Strom und entspricht der Kurve CV3 in Fig.4. Es ist zu beachten, daß der Startstrom IMX gleich IMAX in Fig.4 sein kann, der Nennstrom I'R jedoch niedriger ist als IR in Fig.4.
Vom obigen Standpunkt wird ein Spannungs schalten in mehrfachen Stufen bevorzugt.
Die Widerstände 111 und 112, die Energiezufuhr 7 in Fig.7 und die Energiezufuhr 7a in Fig.8 können ausgebildet sein, um die oben diskutierten Merkmale zu erfüllen.
Andere Ausführungsformen des GS-Motorantriebssystems werden mit Bezugnahme auf die Zeichnungen konkreter beschrieben.
Fig.10 ist ein schaltbild eines GS-Motorantriebssystems, das jedoch mehr im einzelnen als das in Fig.2, 7 und 8 gezeigte GS-Motorantriebssystem veranschaulicht ist.
In Fig.10 werden die gleichen Bezugszeichen wie die in Fig.2, 7 und 8 verwendeten für die gleichen Komponenten eingesetzt. Die Bezugszahl 20 bezeichnet eine in der Spannung veränderbare Zufuhreinheit, die der mit der Energiezufuhr 7 oder 7a kombinierten Schaltung und der in der Spannung veränderbaren Schaltung 11 oder 11a in Fig.2, 7 und 8 entspricht. Die Signalsynthetisierschaltung 4 ist weggelassen.
Die Zeitsteuerschaltung 5 enthält einen Decoder 51, der die gefühlten Signale SHGA bis SHGC empfängt, eine Treiber-Gateschaltung 52 zum Ausgeben der Phasenwechsel- Zeitsignale STA bis STG und eine Treiber-Gateschaltung 53 zum Ausgeben der Steuersignale SCA bis SCC. Der Decoder 51 erzeugt die Zeitsignale STA bis STC und die Steuersignale SCA bis SCC, ansprechend auf die gefühlten Signale SHGA bis SHGC, die den Drehungswinkel des Rotors angeben.
Zur Vereinfachung der Schaltungsdarstellung sind ein einzelner Schalter 6C vom Leistungstransistor-Typ im Energieaustausch-Schaltungskreis 6 und eine einzelne Konstantstromqelle 8C in der Konstantstrom-Treiberschaltung 8 gezeigt, die beide mit der Spule 2C verbunden sind. Der Schalter 6C vom Leistungstransistor-Typ enthält einen Transistor Q61, einen Transistor Q62, der als Betriebsverstärker wirkt, und eine Darlington-Schaltung 61, die aus Leistungstransistoren Q63 und Q64 besteht. Der Transistor Q61 wird ansprechend auf das Zeitsignal STC EIN geschaltet, um die Darlington-Schaltung 61 in einen EIN Zustand durch den Transistor Q62 zu versetzen, und eine Spannung von der in der Spannung veränderbaren Zufuhreinheit 20 zuzuführen. Die Konstantstromquelle 8C enthält drei parallelgeschaltete Leistungstransistoren Q82 bis Q84 und einen als Betriebsverstärker wirkenden Transistor Q81. Der Transistor Q81 wird ansprechend auf das Steuersignal SCC EIN geschaltet, um die Leistungstransistoren Q82 bis Q84 einzuschalten, so daß Konstantströme beim Normalbetrieb des Motors durch diese fließen. Die Konstantstrom-Treiberschaltung 8 enthält einen gemeinsamen Strombegrenzer 80 mit einem Transistor Q80 und einem Komparator CMP80. Der Begrenzer 80 begrenzt die durch die Leistungstransistoren Q82 bis Q84 in der Stromquelle 8C hindurchgehenden Ströme auf einen Grenzwert ILMT, der dem Komparator CMP80 zugeführt wird.
Fig.11 ist ein Schaltbild des Geschwindigkeitsdetektors 9 und der Schwellenschaltung 10. Der Geschwindigkeitsdetektor 9 enthält ein UND-Gate AND91, das die Hall-Signale SHGA und SHGC empfängt, ODER-Gates OR91 und OR92, reihengeschaltete Flip-Flops (FFs) FF91 bis FF93, ein UND-Gate AND92, einen FF FF94 und einen Inverter INV91. Ein Takt CLK wird den FFs FF92 und FF94 vom Verzögerungs-Typ zugeführt. Fig.12a bis 12j sind Zeittabellen des Geschwindigkeitsdetektors 9, und Fig.12e bis 12h sind Ansichten von Signalen an Knoten N1 bis N4. Der Geschwindigkeitsdetektor 9 gibt Signale *RST1 und RST2 aus, die die Drehgeschwindigkeit SPD angeben.
Die Schwellenschaltung 10 enthält vier ODER-Gates, zwei FFs FF101 und FF102 und Ausgangstransistoren Q101 und Q102. Die Schwellenschaltung 10 empfängt die Geschwindigkeitssignale *RST1 und RST2 und gibt-die Diskriminierungssignale SDS&sub1; und SDS&sub2; an die in der Spannung veränderbare Zufuhreinheit 20 entsprechend den Schwellensignalen STH&sub1; und STH&sub2; aus.
Verschiedenste Ausführungsformen der in Fig.10 gezeigten in der Spannung veränderbaren Einheit 20 werden mit Bezugnahme auf Fig.13a bis 13c und Fig.14a bis 14c beschrieben.
In Fig.13a enthält eine in der Spannung veränderbare Zufuhreinheit 20a gemäß einer ersten Ausführungsform der Erfindung eine erste Energiezufuhr 201, die eine konstante Spannung VC1 entsprechend der in Fig.4 und 9 gezeigten niedrigsten Spannung V&sub0; liefert, und eine zweite erste Energiezufuhr 202, die eine konstante Spannung VC&sub2; entsprechend der in Fig.4 gezeigten Nennspannung V&sub2; liefert, eine Diode 203 und einen Schalter 204. Die Spannungszufuhreinheit 20a ist mit dem Phasenwechsel-Schaltungskreis 6 verbunden. In einem anfänglichen Zustand ist der Schalter 204 AUS geschaltet und wird die Spannung VC&sub1; von der Energiezufuhr 201 dem Phasenwechsel-Schaltungskreis 6 zugeführt. Wenn die Drehgeschwindigkeit einen vorherbestimmten Wert überschreitet, wird das Diskriminierungssignal SDS von der Schwellenschaltung 10 ausgegeben, wobei der Schalter 204 EIN geschaltet wird. Folglich wird die Diode 203 umgekehrt vorgespannt und automatisch AUS geschaltet, da die Spannung VC2 höher ist als die Spannung VC&sub1;, und die Spannung VC&sub2; wird dem Phasenwechsel-Schaltungskreis 6 durch den Schalter 204 zugeführt. Verglichen mit der JP-A-57-183281 als zweiter Stand der Technik wird ein Energieverlust am Widerstand in der JP-A-57-183281 eliminiert. Außerdem vermindert die kostengünstige und hochzuverlässige Diode 203 die Größe des in Fig.8 gezeigten Schalters 115. Die in Fig.8 gezeigten Schalter 204 und 115 bis 117 müssen konstruiert werden, indem ein Leistungstransistor(en) und eine relativ komplexe Schaltung, wie durch den Schaltungskreis 6C mit den Darlington-verbundenen Leistungstransistoren Q63 und Q64 gezeigt, verwendet werden, da eine hohe Spannung diesen zugeführt wird und ein großer Strom durch diese hindurchgeht. Demgemäß schafft die Verminderung der Größe des Schalters durch das Vorsehen der Diode 203 eine einfache Schaltungskonstruktion und vermindert die Kosten hiervon.
In Fig.13b enthält eine in der Spannung veränderbare Zufuhreinheit 20b einen Widerstand 205 zusätzlich zur in Fig.13a gezeigten Spannungszufuhreinheit 20a. Die Energiezufuhr 201' unterscheidet sich auch von der in Fig.13a gezeigten Energiezufuhr 201. Im allgemeinen ist eine Energiezufuhr standardisiert, um 12 VDC (GSV), 24 VDC (GSV), 48 VDC (GSV), etc., zuzuführen. Wenn die niedrigste Spannung V&sub0; 8 VDC ist, ist die in Fig.13a gezeigte Energiezufuhr 201 als spezielle Energiezufuhr von 8 VDC vorgesehen. In Fig.13b ist der Widerstand 205 ausgebildet, um die Spannung von 12 VDC auf 8 VDC zu vermindern. Demgemäß ist eine standardmäßige und billige Energiezufuhr 201' einer Spannung von 12 VDC anwendbar.
Eine in der Spannung veränderbare Energiezufuhreinheit 20c in Fig.13c ist eine Modifikation der Energiezufuhreinheit 20b in Fig.13b. Die Energiezufuhr 201', die Diode 203 und der Widerstand 205 sehen die Spannung V&sub0; im Niedriggeschwindigkeits-Bereich vor; die Energiezufuhreinheit 202 sieht die Spannung V&sub2; vor, beispielsweise 48 VDC, wobei ein Widerstand 206 ausgebildet ist, die Spannung V2 auf die in Fig.4 gezeigte Spannung V&sub1; zu vermindern, die Energiezufuhr 202, der Widerstand 206 und ein Schalter 207 sehen die Spannung V&sub1; im Mittelgeschwindigkeits-Bereich vor; und die Energiezufuhr 202 und der Schalter 204 sehen die Spannung V&sub2; im Hochgeschwindigkeits-Bereich vor. Die Energiezufuhreinheit 20c wirkt auf die gleiche Weise wie die Schaltungen 7a und 11a, ein Schalter und eine Energiezufuhr sind jedoch verglichen mit diesen Schaltungen weggelassen.
Die Energiezufuhreinheit 29c kann viel mehr Spannungspegel zuführen. Dies wird in Verbindung mit der Spannungsänderung diskutiert, wie durch die Kurve CV1 in Fig.4 gezeigt. Die Spannungszufuhreinheiten können ausgebildet sein, um die Spannungsänderung vorzusehen, wie durch die Kurve CV11 in Fig.9 gezeigt.
Ein weiterer Typ der in der Spannung veränderbaren Energiezufuhreinheit 20 gemäß einer zweiten Ausführungsform der Erfindung wird mit Bezugnahme auf Fig.14a bis 14e beschrieben. Das bemerkenswerteste Merkmal dieses Typs einer Spannungszufuhreinheit ist das Vorsehen einer Energiezufuhr 211 mit positiver Spannung und einer Energiezufuhr 212 mit negativer Spannung zwischen dem Phasenwechsel-Schaltungskreis 6, dem GS-Motor 1 und der Konstantstrom-Treiberschaltung 8. Wie oben beschrieben, sollte die Spannung beim Betrieb mit hoher Geschwindigkeit so hoch wie möglich sein, um einen Energieverlust im Motor zu minimieren. Eine Energiezufuhr mit hoher Spannung ist jedoch strengen Anforderungen, wie Sicherheitsvorschriften und einer starken Isolierung, unterworfen und kann teuer sein. Die Energiezufuhr 211 mit positiver Spannung und die Energiezufuhr 212 mit negativer Spannung haben eine hohe Spannung gemeinsam und sehen die hohe Spannung dazwischen vor. Wenn beispielsweise die hohe Spannung 48 VDC beträgt, sieht die Energiezufuhr 211 mit positiver Spannung +24 VDC und die Energiezufuhr 212 mit negativer Spannung -24 VDC vor.
Eine Spannungszufuhreinheit in Fig.14a liefert eine niedrige Spannung zwischen Erde und der Energiezufuhr 212 mit negativer Spannung an den Motor 1 durch den Phasenwechsel-Schaltungskreis 6 und die Konstantstrom-Treiberschaltung 8, wenn ein Schalter 214 durch das Diskriminierungssignal SDS&sub1; im Niedriggeschwindigkeits-Bereich eingeschaltet wird. Die Spannungszufuhreinheit liefert eine hohe Spannung zwischen der Energiezufuhr 211 mit positiver Spannung und der Energiezufuhr 212 mit negativer Spannung an den Motor 1, wenn ein Schalter 213 eingeschaltet und der Schalter 214 im Hochgeschwindigkeits-Bereich ausgeschaltet wird.
Eine in Fig.14b gezeigte Spannungszufuhreinheit sieht drei Spannungen vor: eine niedrige Spannung zwischen Erde und der Energiezufuhr 212, eine hohe Spannung zwischen den Energiezufuhren 211 und 212 und eine mittlere Spannung, die um einen Spannungsabfall am Widerstand 215 niedriger ist als die hohe Spannung. Die Schalter 214, 216 und 213 werden entsprechend der Drehgeschwindigkeit des Motors 1 aufeinanderfolgend eingeschaltet.
Eine in Fig.14c gezeigte Spannungszufuhreinheit enthält eine Diode 217 und einen Widerstand 218 anstelle des Schalters 214 in Fig.14a. Die Betriebsfunktionen der Diode 217, des Widerstands 218 und des Schalters 213 sind ähnlich den in Fig.13b gezeigten.
Eine in Fig.14d gezeigte Spannungszufuhreinheit ist mit den in Fig.14b und 14c gezeigten Spannungszufuhreinheiten kombiniert. Diese Spannungszufuhreinheit liefert auch drei Spannungen.
Die in Fig.14e gezeigte Spannungszufuhreinheit ist eine Modifikation der Spannungszufuhreinheit in Fig.14d. Im Mittelgeschwindigkeits-Bereich wird der Schalter 216 eingeschaltet, um die Diode 217 umgekehrt vorzuspannen und einen Widerstand 219 und den Widerstand 218 reihenzuschalten. Der Widerstand 218 wird nicht nur im Niedriggeschwindigkeits-Bereich, sondern auch im Mittelgeschwindigkeits- Bereich verwendet. Der Widerstand 219 kann kleiner sein als der Widerstand 215 in Fig.14d, und so ist die Spannungszufuhreinheit in Fig.14e ökonomischer als die Spannungszufuhreinheit in Fig.14d.
In den obigen Ausführungsformen waren die Schaltelemente, wie die Schalter für den Schalter 6c vom Leistungstransistor-Typ in Fig.10, die Stromquelle 8c in Fig.10, der Schalter 204 in Fig.13a und die Schalter 213 und 214 in Fig.14a Leistungstransistoren. Wie in Fig.10 gezeigt, wird der Leistungstransistor im allgemeinen zur Erdung des Emitters und Ausgangs vom Kollektor verwendet.
Die Schaltelemente können durch andere Schaltelemente ersetzt werden, beispielsweise Leistungs-MOS-FETs. Allgemein wird ein MOS-FET zur Erdung einer Source (S) verwendet, wie in Fig.15a und 15b gezeigt. Der MOS-FET in Fig.15a kann als Phasenwechselschalter anstelle des Phasenwechsel- Schaltungskreises 6C in Fig.10 verwendet werden. Der MOSFET in Fig.15b kann als Konstantstromquelle anstelle der Konstantstromquelle 8c in Fig.10 verwendet werden.
Ein neuerer technologischer Fortschritt auf dem MOSFET-Gebiet ermöglicht eine praktische Verwendung eines Leistungs-MOS-FET, der einen niedrigen EIN-Widerstand aufweist und durch eine niedrige Gatespannung, wie einen TTL-Spannungspegel, betreibbar ist. Da die Impedanz eines Gates des Leistungs-MOS-FET sehr hoch ist, ist ein Gatestrom sehr niedrig, was zu einem geringen Energieverbrauch und einer einfachen Schaltungskonstruktion führt.
Außerdem ist der MOS-FET keiner zweiten Durchbruchbegrenzung in einem bipolaren Transistor ausgesetzt. Fig.16a ist eine graphische Darstellung, die die Charakteristiken des bipolaren Transistors veranschaulicht. Die Leistung des bipolaren Transistors ist durch eine durch eine gepunktete Linie LMTC gezeigte Stromgrenze, eine durch eine gepunktete Linie LMTV gezeigte Grenze einer Kollektor-Emitter-Spannung VCC und eine durch eine gepunktete Linie LMTw gezeigte Wattgrenze begrenzt. Der bipolare Transistor wird ferner durch die zweite Durchbruchbegrenzung eines Anschlusses begrenzt, die durch eine durchgehende Linie LMTSBD gezeigt ist, um einen Wärmeverlust zu verhindern. Folglich ist eine wirksame Zone des bipolaren Transistors für die tatsächliche Verwendung auf die als schraffierte Zone gezeigte begrenzt. Die zweite Durchbruchbegrenzung ist stark von der Temperatur in dieser abhängig. Wenn die Temperatur steigt, wird die zweite Durchbruchbegrenzung erhöht, wie durch eine Linie LMT'SBD gezeigt, wobei die wirksame Verwendungszone weiter verengt wird. Im Gegensatz dazu ist der MOS-FET der obigen zweiten Durchbruchbegrenzung nicht ausgesetzt, wie in Fig.16b gezeigt, da der MOS-FET keinen Anschluß hat. In Fig.16b repräsentiert die Abszisse eine Drain-Source-Spannung und die Ordinate einen Drainstrom. Die Linien LTC, LTW und LTV geben eine Strombegrenzung, eine Wattbegrenzung und eine Spannungsbegrenzung an. Eine schraffierter Teil gibt eine wirksame Verwendungszone an.
Fig.17 ist ein Bild eines weiteren Typs eines GS-Motorantriebssystems.
In Fig.17 ist ein GS-Motor 1a ein Motor vom bürstenlosen unipolaren Typ mit einer neutralen Leitung 2D, Erregerspulen 2A bis 2C, die jenen in Fig.10 entsprechen, und Hall-Sensoren 3A' bis 3C'. Die Signalsynthetisierschaltung 4 empfängt Hall-gefühlte Signale SHG'A bis SHG'C und gibt invertierte Signale als Phasensignal durch Inverter INV41 und INV43 aus. Die Zeitsteuerschaltung 5a enthält Inverter INV51 bis INV53, UND-Gates AND51 bis AND53 und Treiber DRV51 bis DRV53. Die Zeitsteuerschaltung 5a gibt Steuersignalse SCA bis SCC an eine Konstantstrom-Treiberschaltung aus, in der nur eine Stromquelle 8c' und ein Strombegrenzer 80' veranschaulicht sind. Die Stromquelle 8c' ist ähnlich der in Fig.10 gezeigten Stromquelle 8c. Die Stromquelle 8c' enthält einen Transistor Q86', einen Transistor Q81', der als Betriebsverstärker wirkt, und vier parallelgeschaltete Energieverstärker Q82' bis Q85'.
Der Geschwindigkeitsdetektor 9, die Schwellenschaltung 10 und die Spannungszufuhreinheit 20 sind im wesentlichen gleich wie die oben beschriebenen.
Es ist zu beachten, daß der Phasenwechsel-Schaltungskreis 6 in Fig.10 nicht notwendig ist.
Fig.18a bis 18i sind Zeittabellen, die den Betrieb des GS-Motorantriebssystems in Fig.17 veranschaulichen. Fig.18a bis 18c sind Wellenformen der Ausgänge SHG'C bis SHG'A des Hall-Sensors, Fig.18d bis 18f sind Wellenformen von Spannungen zwischen der neutralen Leitung und den Spulen 2C, 2B bzw. 2A, und Fig.18g bis 18i sind Ströme IC bis IA, die in die Spulen 2C, 2B und 2A fließen. Während der schraffierten Zeit fließen die Ströme in die Spulen durch die Konstantstrom-Treiberschaltungen 8a', 8b'(nicht dargestellt) und 8c'.
Die Leistungs-MOS-FETs können auch bei der in Fig.17 gezeigten Schaltung verwendet werden.
In den obigen Ausführungsformen ist das GS-Motorantriebssystem zum Antreiben des Motors vom Hall-Typ ein bürstenloser GS-Motor. Das GS-Motorantriebssystem der vorliegenden Erfindung kann offensichtlich zum Antreiben anderer Typen von bürstenlosen Motoren in MR-Anordnungen, magnetischen Sättigungsanordnungen, Photounterbrechern, etc., verwendet werden.
Das GS-Motorantriebssystem kann nicht nur bei den bürstenlosen GS-Motoren, sondern auch bei GS-Motoren vom Bürsten-Typ verwendet werden, die von einer Konstantstrom- Treiberschaltung angetrieben werden und eine Verminderung des Startstroms erfordern.
Fig.19 ist ein Blockbild eines GS-Motorantriebssystems vom Bürsten-Typ. Dieses Antriebssystem enthält eine in der Spannung veränderbare Energiezufuhreinheit 20', einen GS- Motor 1' vom Bürsten-Typ, einen Geschwindigkeitssensor 3', wie einen Tachogenerator, der mechanisch mit einer Rotorwelle des GS-Motors 1' verbunden ist, und eine Konstantstrom-Treiberschaltung 8'. Hier ist ein Phasenwechselschalten nicht notwendig. Die in der Spannung veränderbare Zufuhreinheit 20' empfängt ein Geschwindigkeitssignal vom Geschwindigkeitssensor 3' und gibt verschiedenste Spannungsstufen entsprechend der Rotorgeschwindigkeit aus. Die Konstantstrom-Treiberschaltung 8' kann durch die oben diskutierten Schaltungen realisiert werden.

Industrielle Anwendbarkeit

Das GS-Motorantriebssystem der vorliegenden Erfindung kann bei verschiedensten GS-Motoren verwendenden Systemen, wie einem Magnetplattenantriebssystem, eingesetzt werden. Vorzugsweise wird das GS-Motorantriebssystem bei einem GS- Motorantrieb verwendet, der eine Konstantstrom-Treiberschaltung aufweist und ein konstantes Drehmoment ungeachtet der Änderung einer Last auf den GS-Motor aufrechterhält.

Claims

1. Gleichstrom (GS)-Motorantriebssystem mit einem GS-Motor (1, 1a, 1'), einer Einrichtung (3A bis 3C, 3A' bis 3C', 3'; 4; 5; 9) zum Detektieren einer Drehung eines Rotors des Motors, einer Energiezufuhreinrichtung (20, 20') zum Zuführen einer Antriebsenergie zum Motor, und die sequentiell eine Spannung erhöht, ansprechend auf eine Erhöhung eines Drehungssignals, das von der Drehdetektiereinrichtung (3A bis 3C, 3A' bis 3C', 3'; 4; 5; 9) während eines Startbetriebs empfangen wird, und einer Stromantriebseinrichtung (8, 8'), die operativ mit einer Spule des Motors verbunden ist und einen Konstantstrom vorsieht, der durch die mit der Antriebsenergie während eines Normalbetriebs des Motors versorgte Spule hindurchgeht,

dadurch gekennzeichnet, daß die genannte Energiezufuhreinrichtung (20, 20') eine erste Energiezufuhr (201, 201'), die eine niedrige Spannung liefert, eine zweite Energiezufuhr (202), die eine hohe Spannung liefert, einen ersten Schaltungskreis mit einer Diode (203), der mit der genannten ersten Energiezufuhr verbunden ist und die niedrige Spannung der genannten Spule in einem anfänglichen Zustand zu führt, und zumindest einen zweiten Schaltungskreis (204, 206, 207) mit einem Schaltelement enthält, der mit der genannten zweiten Energiezufuhr verbunden ist und die hohe Spannung zu führt und die genannte Diode umgekehrt vorspannt, wenn der genannte zweite Schaltungskreis eingeschaltet wird, wenn die genannte Drehung des genannten Rotors einen vorherbestimmten Wert überschreitet.

2. Gleichstrom (GS)-Motorantriebssystem mit einem GS-Motor (1, 1a, 1'), einer Einrichtung (3A bis 3C, 3A' bis 3C', 3'; 4; 5; 9) zum Detektieren einer Drehung eines Rotors des Motors, einer Energiezufuhreinrichtung (20, 20') zum Zuführen einer Antriebsenergie zum Motor, und die sequentiell eine Spannung entsprechend einer Erhöhung eines Drehungssignals, das von der Drehdetektiereinrichtung (3A bis 3C, 3A' bis 3C', 3'; 4; 5; 9) während eines Startbetriebs empfangen wird, und einer stromantriebseinrichtung (8, 8'), die operativ mit einer Spule des Motors verbunden ist und einen Konstantstrom vorsieht, der durch die mit der Antriebsenergie während eines Normalbetriebs des Motors versorgte Spule hindurchgeht,

dadurch gekennzeichnet, daß die genannte Energiezufuhreinrichtung (20, 20') eine erste Energiezufuhr (211), die eine Spannung mit positiver Polarität liefert, eine zweite Energiezufuhr (212), die eine Spannung mit negativer Polarität liefert, einen ersten Schaltungskreis (214), der operativ zwischen Erde und der genannten Spule angeschlossen ist, und zumindest einen zweiten Schaltungskreis (213, 215, 216, 219) enthält, der operativ zwischen der genannten ersten Energiezufuhr und der genannten Spule angeschlossen ist,

wobei die genannte zweite Energiezufuhr operativ mit der genannten Spule durch die genannte Stromantriebseinrichtung (8, 8') verbunden ist,

wobei der erste Schaltungskreis in einem anfänglichen Zustand eingeschaltet wird, um eine niedrige Spannung vorzusehen, die durch Erde und die genannte negative Spannung der genannten zweiten Energiezufuhr (212) definiert ist, so daß ein durch die genannte niedrige Spannung definierter Strom zwischen Erde und der genannten zweiten Energiezufuhr durch die genannte Spule und die genannte Stromantriebseinrichtrung fließt, und

wobei der zweite Schaltungskreis (213, 215, 216, 219) eingeschaltet wird, um eine hohe Spannung vorzusehen, die durch die genannte Spannung mit positiver Polarität der genannten ersten Energiezufuhr (211) und die genannte Spannung mit negativer Polarität der genannten zweiten Energiezufuhr (212) definiert ist, wenn die genannte Drehung einen vorherbestimmten Wert überschreitet, so daß ein durch die genannte hohe Spannung definierter Strom zwischen der genannten ersten Energiezufuhr und der genannten zweiten Energiezufuhr durch die genannte Spule und die genannte Stromantriebseinrichtung fließt.

3. System nach Anspruch 1 oder 2, bei dem der genannte zweite Schaltungskreis ein Schaltelement (204, 213) enthält, wobei das genannte Schaltelement eingeschaltet wird, wenn die genannte Drehung den genannten vorherbestimmten Wert überschreitet.

4. System nach Anspruch 3, soweit auf Anspruch 1 rückbezogen, bei dem die genannte erste Energiezufuhreinrichtung eine herkömmliche Energiezufuhr (201') zum Zuführen einer Standardspannung umfaßt, und

bei dem der erste Schaltungskreis einen ersten Widerstand (205) enthält, der mit der genannten Diode (203) in Reihe geschaltet ist, um die genannte niedrige Spannung der genannten Spule von der genannten Standardspannung zu zuführen.

5. System nach Anspruch 3, soweit auf Anspruch 2 rückbezogen, bei dem der erste Schaltungskreis ein Schaltelement (214) umfaßt, wobei das genannte Schaltelement im genannten anfänglichen Zustand eingeschaltet wird, so daß der Strom, der durch eine Spannung zwischen Erde und der Spannung mit negativer Polarität der genannten zweiten Energiezufuhr (212) definiert ist, durch die genannte Spule und die genannte Stromantriebseinrichtung fließt, und ausgeschaltet wird, wenn die genannte Drehung den genannten vorherbestimmten Wert überschreitet.

6. System nach Anspruch 5, bei dem die erste Schalteinrichtung eine Diode (217) umfaßt, die eine Anode aufweist, welche operativ mit Erde verbunden ist.

7. System nach Anspruch 6, bei dem die genannte zweite Energiezufuhreinrichtung eine herkömmliche Energiezufuhr (211) zum Zuführen einer Standardspannung umfaßt, und

bei dem der genannte erste Schaltungskreis einen Widerstand (218) enthält, der mit der genannten Diode (217) in Reihe geschaltet ist, um die genannte niedrige Spannung der genannten Spule von der genannten Standardspannung zuzuführen.

8. System nach einem der Ansprüche 3 bis 7, bei dem der genannte zweite Schaltungskreis ferner zumindest einen oder mehrere Schaltungskreise umfaßt, die mit dem genannten Schaltelement (204, 213) parallelgeschaltet sind, wobei jeder von diesen eine Schaltung enthält, die ein reihengeschaltetes Schaltelement (216) und einen zweiten Widerstand (206, 215) aufweist, und eine Spannung zwischen der genannten niedrigen Spannung und der genannten hohen Spannung zuführt,

wobei die Spannung von einer weiteren oder anderen Spannung von dem genannten zumindest einen oder den mehreren Schaltungskreisen verschieden ist,

wobei die Spannungen von der genannten Energiezufuhreinrichtung (20, 20') definiert sind, so daß eine der genannten Spannungen entsprechend der genannten Drehung ausgegeben wird, und um einen Maximalwert des durch die genannte Stromantriebseinrichtung (8, 8') fließenden genannten Stroms, der durch die genannte Ausgangsspannung bestimmt ist, entsprechend einer Zunahme der genannten Drehung sequentiell zu erhöhen.

9. System nach Anspruch 8, soweit auf Anspruch 6 rückbezogen, bei dem der genannte zweite Widerstand (219) in jeder Reihenschaltung mit dem genannten ersten Widerstand (218) im genannten ersten Schaltungskreis (214) reihengeschaltet werden kann, der mit einer Kathode der genannten Diode (217) verbunden ist, wobei der genannte zweite Widerstand (219), der mit dem genannten ersten Widerstand (218) im genannten ersten Schaltungskreis in Reihe geschaltet ist, dazu bestimmt ist, die genannte entsprechende Ausgangsspannung vorzusehen.

10. System nach Anspruch 3, bei dem jedes der genannten Schaltelemente einen bipolaren Leistungstransistor umfaßt.

11. System nach Anspruch 3, bei dem jedes der genannten Schaltelemente einen Leistungs-MOS-FET umfaßt.