DE3780647T2 - Quench-schaltung fuer avalanche-photodioden. - Google Patents

Description

• Die Erfindung bezieht sich auf eine Quench-Schaltung für Avalanche-Photodioden zur Anwendung bei Photonen-Zählmessungen
• Photone-Zählmessungen wurden ursprünglich und werden bis zu einem gewissen Ausmaß auch heute mit Hilfe von Photovervielfacherröhren zur Photonenerfassung durchgeführt. Ein typischer Photovervielfacher ist aber relativ zerbrechlich, sperrig und teuer. Die Suche nach einer zweckmäßigeren Alternative hat zur Anwendung im sogenannten Avalanche-Geiger-Modus betriebener Photodioden geführt Dieser Modus bedeutet die Vorspannung in Rückwärtsrichtung der Photodiode mit einer Vorspannung, die typischerweise ein paar Volt größer ist als die Durchbruchspannung VBR der Photodiode. VBR ist die Spannung, bei der die Absorption eines einzigen Photons den vollständigen elektrischen Durchbruch durch den aktiven Bereich der Photodiode infolge Kaskaden-Stoßionisation hervorruft. Dies ist den in der Gasphase eines Geiger-Müller-Rohres auftretenden Ionisationsvorgängen analog.
• Avalanche-Photodioden sind verhältnismäßig billig und unempfindlich und zeigen eine hohe Quantenausbeute. Sie sind allerdings nicht ohne Nachteile. Insbesondere ist zur Erzielung einer hohen Quantenausbeute notwendig, mit Sperrspannungen zu arbeiten, zumindest an diejenige grenzen, die in der Photodiode den selbständigen Lawineneffekt hervorzurufen vermag. Wenn der Photodioden-Lawinenstrom einen mit Irast bezeichneten Betrag, typischerweise 50 uA erreicht, so ist die Lawine bei abwesenden weiteren Photonen selbständig. Dies kann katastrophale Fehler hervorrufen. Die Photodiode ist während des Lawinenzustandes gegen Photonen im wesentlichen unempfindlich. Weiters erfährt die Temperaturbeanspruchungen, die sich nach Ende der Lawine durch Abschalten der Vorspannung im folgenden Betrieb in einem erhöhten Dunkelstrom zeigen. Dies verringert die Meßgenauigkeit und Empfindlichkeit, da der Dunkelstrom vom Gesamtergebnis einer Messung abgezogen werden muß, wobei beide der Poisson-Verteilung unterliegen. Außerdem neigt ein Irast übersteigender selbständiger Strom durch die Photodiode dazu, die Störstellen bzw. Traps im Halbleitermaterial der Photodiode aufzufüllen. Diese Traps haben im Vergleich zu der kurzen Zeit zwischen den Zählungen bzw. Totzeiten der Photodiode lange Lebensdauer. Eingefangene Ladungsträger werden daher beträchtlich später freigesetzt, jedoch in Korrelation hiezu, als eine Photonenabsorption, die für die jene hervorrufende Lawine verantwortlich ist. Das Freisetzen erzeugt sogenannte Nachimpulse, die von der die Photodiode überwachenden Meßschaltung erfaßt werden. Insbesondere auf dem Gebiet der Photonenkorrelationsspektroskopie stellt dies ein schwerwiegendes Problem dar, weil es bedeutet, daß durch das Detektorsystem ein Ausmaß an Korrelation zwischen den erfaßten Impulsen eingebracht wird, das im ursprünglichen Lichtstrahl fehlt. Die gemessene Autokorrelationsfunktion zeigt daher Störungen, welche die Meßergebnisse beeinträchtigen oder gar ungültig machen.
• Um diese Schwierigkeiten zu umgehen, gab es Versuche auf diesem Fachgebiet, eine Einrichtung zum Löschen der Lawine so bald wie möglich nach der Iniation und Erfassung zu schaffen. Ein besonders einfacher Versuch wird passives Quenchen genannt. Er betrifft die Reihenschaltung der Photodiode mit einem vergleichsweise großen Reihenwiderstand, z. B. von 220 kOhm, und das Anlegen der Vorspannung an die Reihenschaltung. Vor der photonenabsorption, z. B. wenn die Photodiode im Ruhezustand ist, tritt die Vorspannung an der im wesentlichen nichtleitenden Photodiode auf. Nach der Absorption begrenzt der Widerstand den von der Photodiode gezogenen Maximalstrom auf einen Betrag unter Irast, sobald die fallende Spannung an der Photodiode gleich VBR wird. Daher wird die Lawine automatisch beendet. Diese Anordnung reicht für verhältnismäßig geringe Photoerfassungswerte bis zu 250 kHz und Frequenzen der Lichtintensitätschwankungen bis zum selben Betrag aus. Allerdings liegt ihr Nachteil darin, daß die Photodiode bei der Erholung nach einem Erfassungsvorgang vergleichsweise langsam. Die Photodiode muß ihre Kapazität durch den großen Widerstand wieder aufladen, bevor sie in den Ruhebzw. photoempfindlichen Zustand zurückkehrt, und dies führt zu einem Totzeit in der Größenordnung von 1us. Weiters hat die Photodiode während des Wiederaufladens eine variable und zunehmende Empfindlichkeit, so daß die Totzeit schlecht definiert ist.
• Totzeitbeschränkungen machen zwar die passiv gelöschte Avalanche-Photodiode für Photonen-Korrelations-Laser- Anamometrie- und Spektroskopieversuche geeignet, bei denen die Photonen-Korrelations-Abtastzeit oder -Verzögerung größer als ein paar Mikrosekunden ist, bei Photonen- Korrelationsmessungen für Teilchendurchmesser von wenigen zehn Nanometern und auch bei Messungen schallnaher und Überschall-Fluidströmen mittels Laser-Doppler-Anämometrie traten aber regelmäßig Frequenzen der Lichtintensitätsschwankungen auf, die größer als 1 MHZ sind. Eine passiv gelöschte Avalanche-Photodiode kann derartige Frequenzen nicht erfassen.
• In IEEE Transactions on Nuclear Science, Vol NS-29, No 1, Februar 1982 (Quelle 1) beschreiben Cova et al aktive Quench-Schaltungen für Avalanche-Photodioden. Bei dieser Technik wird die Lawine sehr rasch nach dem Einsetzen erfaßt. Durch Anlegen eines Quench-Impulses an die Photodiode spricht eine Rückkopplungsschaltung an, die deren Sperrspannung unter die Durchbruchspannung absenkt und die Lawine löscht. Nach dem Löschen wird an die Photodiode ein Rückstellimpuls angelegt, um ihre Sperrspannung wieder auf den ursprünglichen Betrag über der Durchbruchspannung zu bringen. Demzufolge wird die Photodiode sowohl aktiv gelöscht als auch aktiv rückgestellt. Dies ergibt eine sehr kurze Totzeit in der Größenordnung von wenigen zehn Nanosekunden. Allerdings besitzt diese Technik in der Praxis Nachteile. Die Photodiode hat eine Sperrspannung von etwa 4 V über ihrer Durchbruchspannung VBR, und es ist erforderlich, eine Lawine so bald wie möglich zu erfassen, nachdem diese Spannung zu fallen begonnen hat. Die Quench- Schaltung muß notwendigerweise auf einen Abfall von einigen zehn Millivolt ansprechen. Überdies ist vom Rückstellimpuls zu fordern, daß er die ursprüngliche Sperrspannung ohne neuerliches Triggern der Rückkopplungsschaltung und Erzeugung einer unechten Zählung sehr genau wiederherstellt. In der Praxis ist dies schwierig zu erreichen. Weiters sind die Schaltungen durch eine schlecht definierte Totzeit gekennzeichnet Zwei Photonenabsorptionsereignisse, die zeitlich zu eng nebeneinanderliegen, schaffen eine Situation, in der sich ein Zähler vom ersten Impuls nicht völlig erholt hat, bevor er den zweiten empfängt, so daß der zweite nicht erfaßt wird. Dies ergibt eine Unterdrückung bei der Aufzeichnung zweiter Impulse, was als "Gerade-Ungerade"-Effekt bekannt ist, weil z. B. ein erster oder ungeradzahliger Impuls eher gezählt wird als ein zweiter oder geradzahliger Impuls. Bei einem typischen Photonen-Korrelator führt dies zu gestörten Korrelationseffekten, welche die gemessene Korrelationsfunktion verzerren.
• Ein Ziel der Erfindung ist die Schaffung einer alternativen Ausführungsform einer Quench-Schaltung für Avalanche- Photodioden.
• Die vorliegende Erfindung schafft eine Quench-Schaltung für Avalanche-Photodioden, bestehend aus:
• (1) einer Avalanche-Photodiode,
• (2) einem Komparator mit einer- Eingang zur Erfassung des Einsetzens der Lawine durch Vergleich das Photodiodenpotentials mit einem Bezugspotential,
• (3) einem mit der Photodiode in Reihe geschalteten und zu ihrem wiederaufladen ausgebildeten Vorwiderstand,
• (4) einer mit der Photodiode verbundenen Quench-Schaltungseinrichtung, die zum Absenken des Photodiodenpotentials unter die Durchbruchspannung in Abhängigkeit von der Erfassung der Lawine durch den Komparator und zur Desaktivierung durch Komparatorrückstellung ausgebildet ist,
• (5) einer Rückstellschaltung, die zur Rückstellung des Komparatoreinganges nach einer voreingestellten Verzögerung in Abhängigkeit von der Erfassung der Lawine durch den Komparator und zur Desaktivierung nach der voreingestellten Verzögerung in Abhängigkeit von der Komparatorrückstellung ausgebildet ist, und
• (6) einer Trenneinrichtung, die zur elektrischen Trennung der Photodiode von der Quench-Schaltungseinrichtung während des Ruhezustandes sowie Wiederaufladens und von der Rückstellschaltung sowie dem Komparator während des Löschens und Wiederaufladens ausgebildet ist.
• Die Erfindung bietet eine Anzahl Vorteile gegenüber dem stand der Technik. Zunächst wird die Photodiode aktiv gelöscht, aber passiv durch Wiederaufladen durch den Vorwiderstand rückgestellt bzw. in den Ruhezustand gebracht. Es ist der Komparator, der aktiv rückgestellt wird, nicht die Photodiode. Folglich kann sich die Photodiode durch den Vorwiderstand eigenständig wiederaufladen, während sie von der Quench- und Rückstellschaltung getrennt ist. Folglich besteht kein Bedarf an Photodioden-Rückstellimpulsen und deren Begleitschwierigkeiten wie beim Stand der Technik. Da der Vorwiderstand für das Lawinenlöschen nicht verantwortlich ist, kann er überdies einen Betrag annehmen, der viel geringer als derjenige ist, der bei passiven Quench-Schaltungen angewandt wird, so daß eine viel kürzere Wiederaufladezeit der Photodiode geschaffen wird. Mit einer voreingestellten Verzögerung, die merklich langer als die Anprechzeit des Komparators ist, ist die gesamte Schaltungstotzeit weitgehend die sich aus der wiederholten Verzögerung ergebende und die sich aus der Photonenerfassung ergebende Ausgangsimpulslänge ist fast gleich dieser Verzögerung plus der Ansprechzeit des Komparators. Die erfindungsgemäße Schaltung kann daher eine gut definierte Totzeit mit konstanten Ausgangsimpulsbreiten schaffen, was für die Totzeit-Korrektur und genaue Impulszählung sehr vorteilhaft ist.
• Bei einer bevorzugten Ausführungsform besitzen die Quench- und die Rückstellschaltung schnellschaltende Transistoren, die von Signalen des Komparators aktiviert werden. Die Transistoren sind zum Anschluß zusätzlicher Potentialquellen an die Photodiode bzw. den Komparatoreingang in Abhängigkeit von der Photonenerfassung und zur Abschaltung dieser Quellen in Abhängigkeit von der Komparatorrückstellung ausgebildet. Die voreingestellte Verzögerung kann mit Hilfe eines RC-Netzwerkes und einer Schmitt-Trigger Impulsformerschaltung verwirklicht werden Alternativ kann eine richtig abgeschlossene Verzögerungsleitung angewandt werden. Die Trenneinrichtung kann aus schnellschaltenden, niederkapazitiven Dioden mit vorspannmitteln bestehen, die zur Herstellung des leitenden bzw. nichtleitenden Diodenzustandes, je nach dem, während des Ruhezustandes/Wiederaufladens oder Löschens/Wiederaufladens ausgebildet sind.
• Zum besseren Verständnis der Erfindung ist im folgenden ein Ausführungsbeispiel anhand der beiliegenden Zeichnungen naher erläutert, in denen:
• Fig. 1 eine schematische Zeichnung der erfindungsgemäßen Quench-Schaltung für Avalanche-Photodioden ist,
• Fig. 2 schematisch die Spannungspegeländerungen der Schaltung nach Fig. 1 in Abhangigkeit von der Photonenerfassung darstellt, und
• Fig. 3, 4 und 5 Abwandlungen der Schaltung gemäß Fig. 1 zwecks gesteigerter Unempfindlichkeit gegenüber Schwankungen der Umgebungstemperatur und zwecks Anpassung an eine 50 Ohm-Last darstellen.
• In Fig. 1 ist die erfindungsgemäße Quench-Schaltung für Avalanche-Photodioden als solche mit dem Bezugszeichen 10 bezeichnet. Sie besitzt eine Avalanche-Photodiode (APD) 12, die zwischen einer Anspeisung 14 von minus 227,5 V und einem ersten Schaltungsknoten N&sub1; angeschlossen ist. Die APD ist vom Typ no C30921S, hergestellt von RCA Inc, einer amerikanischen Gesellschaft, und wird im Betrieb durch einen (nicht gezeigten) Peltier-Kühler auf 0ºC gekühlt. Der Knoten N&sub1; ist an zwei schnellschaltende, niederkapazitive, gegenparallelgeschaltete Schottky-Sperrschichtdioden 16 und 18 und über einen Widerstand 20 von 1 kOhm an eine Anspeisung 22 von plus 5 V angeschlossen. Die Diode 16 ist durch eine Kette 24 aus drei Kleinsignal-Siliziumdioden mit Masse, durch einen Widerstand 28 von 1 kOhm mit einer Anspeisung 26 von plus 5 V und direkt mit dem Kollektor eines schnellschaltenden npn-Transistors 30 (Type BFY 90, Industrienormbezeichnung) verbunden. Der Transistor 30 hat einen variablen Emitterwiderstand 32 von maximal 20 Ohm, der an eine Anspeisung 34 von minus 10 V angeschlossen ist.
• Die Diode 18 ist über eine Leitung 36 an den nichtinvertierenden Eingang 38 eines rückkopplungslosen Komparator- Verstärkers 40 angeschlossen, der durch einen sehr hohe Anstiegsgeschwindigkeit gekennzeichnet ist. Die Leitung 36 ist weiters mit dem Kollektor eines schnellschaltenden pnp-Transistors 42 (Type BCY 70) verbunden, der einen variablen Emitterwiderstand 44 von maximal 50 Ohm besitzt, der an eine Anspeisung 46 von plus 5 vV angeschlossen ist. Zwischen einer Anspeisung 50 von -5 V und der Leitung 36 ist ein Widerstand 48 von 2,2 kOhm geschaltet.
• Der Komparator 40 besitzt einen invertierenden Eingang 52, der an eine Bezugsspannung VREF von +1,53 V angeschlossen ist. Er hat einen nichtinvertierenden Ausgang 54, der an den Schaltungsausgang 56 angeschlossen ist. Der Ausgang 56 ist weiters über eine RC-Verzögerung 58, eine invertierende Schmitt-Triggerschaltung 60 und eine Parallelschaltung aus einer Zener-Diode 62 von 5,6 V und einem Kondensator 64 von 2,7 nF mit der Basis des Transistors 42 verbunden. Die Basis des Transistors 42 ist über einen Vorspannungswiderstand 68 von 3,9 kOhm mit einer Anspeisung 66 von plus 15 V verbunden. Der Komparator 40 hat einen invertierenden Ausgang 70, der über eine Parallelschaltung aus einer Zender-Diode von 8,2 V und einen Kondensator 74 von 2,7 nF mit der Basis des Transistors 30 verbunden ist. Der Transistor 30 hat einen Vorspannungswiderstand 76 von 1,8 kOhm, der an eine Anspeisung 78 von minus 15 V angeschlossen ist.
• Für die Zwecke der nachstehend angeführten Schaltungsanalyse sind ferner Schaltungsknoten N&sub2;, N&sub3; und N&sub4; definiert. N&sub2; ist sie Leitung 36, N&sub3; der invertierende Komparatorausgang 70 und N&sub4; der Basisanschluß des Transistors 42.
• In Fig. 2 sind Graphen 90, 92, 94, 96 und 98 der Spannung über der Zeit an den Schaltungsknoten N&sub1; bis N&sub4; bzw. am Komparatorausgang 56 gezeigt. Die Graphen sind nicht maßstabsgerecht, sondern zeigen den Betrieb der Schaltung 10 vor, während und nach einer Photoerfassung an. Aus Gründen der Klarheit sind sie auch gegenseitig vertikal versetzt.
• Von den auf den Graphen 90 bis 98 markierten Zeitpunkten t&sub1; bis t&sub6; stellt t&sub1; die Zeit der Absorption eines Photons durch die APD 12 und t&sub6; die Zeit dar, zu der die Schaltung 10 vollständig rückgestellt ist. Die Zeiten t&sub2; bis t&sub5; entsprechen noch zu beschreibenden Zwischenvorgängen der Schaltung.
• Die Schaltung 10 arbeitet wie folgt. Die Zener-Dioden 62 und 72 stellen passende Vorspannungspegel für die Transistoren 42 und 30 ein und werden bei hohen Frequenzen durch die Kondensatoren 64 und 74 zur Verringerung des Zener- Dioden-Rauschens kurzgeschlossen. Vor t&sub1; befindet sich die Schaltung 10 im Ruhezustand. Die Spannungen an N&sub1; und N&sub2; sind +2,0 V bzw. +1,56 V, weil zwischen der +5 V-Anspeisung 22 und der -5 V-Anspeisung 50 durch den Widerstand 20, die vorwärts vorgespannte Diode 18 (Abfall 0,45 V) und den Widerstand 48 Strom fließt. Die gesamte Sperrspannung VR an der APD 12 ist 229,5 V, 4 V über der Durchbruchspannung VBR von 225,5 V bei der besonderen, hier vorgesehenen APD. Bei diesem Betrag von VR hat die vorgesehene APD 12 eine Quantenausbeute von 9%. Der Kornparator 40 verstärkt die Differenz zwischen N&sub2; und VREF, d. h. 1,56 V-1,53 V. Da diese Differenz positiv ist, sind der nichtinvertierende und der invertierende Ausgang 54 und 70 (oder N&sub3;) positiv bzw. negativ. Beide Schalttransistoren 30 und 42 sind folglich in den nicht leitenden Zustand vorgespannt.
• Infolge der +5 V-Anspeisung 26 und des Widerstandes 28 ist die Diodenkette 24 vorwärts vorgespannt, an der die Spannung um 2,25 V, d. h. dem dreifachen Abfall um 0,75 V an den einzelnen Dioden, abfällt. Die Schottky-Sperrschichtdiode 16 erfährt infolgedessen eine Sperrspannung von 0,25 V, der Differenz zwischen der Spannung an der Diodenkette und derjenigen am Knoten N&sub1; von +2,0 V. Daher befindet sich die Diode 16 im nicht leitenden Zustand.
• Zur Zeit t&sub1; absorbiert die APD 12 ein Photon, was eine Stromlawine einleitet. Die Spannung an N&sub1; beginnt zu fallen, was den durch die Diode 18 und den Widerstand 48 zur -5 V-Anspeisung 50 fließenden Strom verringert und daher auch die Spannung an N&sub2; oder dem Verstärkereingang 38. Wenn die Spannung an N&sub2; bei t&sub2; um 30 mV fällt, wird sie gleich VREF und die Netto-Eingangsspannung am Komparator 40 Null. Wenn N&sub2; unter VREF fällt, spricht der Komparator nach einer kurzen Verzögerung (t&sub3;-t&sub2;) bei t&sub3; unter Änderung der Polarität beider Ausgänge 54 und 70 (N&sub3;) an Der Transistor 30 ist folglich eingeschaltet, was das Kathodenpotential der Schottky-Sperrschichtdiode 16 auf einen Pegel nahe dem der -10 V-Anspeisung 34 bringt. Die Geschwindigkeit, mit der dieser Vorgang ablauft, wird durch das Auftreten einer positiven Rückkopplung verstärkt, wie folgt. Sobald der Transistor 30 zu leiten beginnt, zieht er durch den Widerstand 20 und die Diode 16 Strom, wodurch die Spannung an N&sub2; weiter verringert wird. Die Diode 16 ist nun stark vorwärts vorgespannt und zieht durch den Widerstand 20 Strom, was die Spannung an N&sub1; verringert. Dies bringt die Spannung an der APD 12 unter die Durchbruchspannung VBR und löscht die Stromlawine. Nach der RC-Verzögerung bei 58 und der Impulsformung im Schmitt-Trigger 60 erreicht das Signal am Komparatorausgang 54 die Basis des Transistors 42 bei N&sub4; und schaltet diesen Transistor bei t&sub4; ein. Daher fließt Strom von der +5 V-Anspeisung 46 über den Transistor 42, die Leitung 36 und den Widerstand 48 zur Masse 50. Dies hebt das Potential am Knoten N&sub2; ziemlich über VREF Kurze Zeit später, bei t&sub5;, spricht der Komparator 40 unter Änderung beider Ausgangszustände an. Dann schaltet der Transistor 30 sofort ab, so daß die Diode 16 rückwärts vorgespannt wird. Da bei t&sub5; beide Dioden 16 und 18 nichtleitend sind, ist die Reihenschaltung aus Widerstand 20 und APD 12 abgetrennt und die APD 12 lädt ihr Kapazität durch den Widerstand 20 wieder auf.
• Da der Widerstand 20 1 kOhm beträgt und die Kapazität der APD in der Größenordnung von 2 pF liegt, ist die zeitkonstante des Wiederaufladens etwa 2 ns (bei Vernachlässigung anderer Kapazitätsquellen), mehr als eine Größenordnung unter derjenigen bekannter Quench-Schaltungen und weniger als 5 ns. Ferner lädt sich die APD 12 passiv mit einer Geschwindigkeit auf, die von ihrer eigenen Kapazität und dem Reihenwiderstand 20 bestimmt ist. Sie kann sich daher selbst eigenständig rückstellen. Dies vermeidet die Schwierigkeiten beim aktiven Wiederaufladen nach dem Stand der Technik, wonach ein Rückstellimpuls die APD sehr genau und ohne Gefahr unechter Erfassungssignale rückstellen muß.
• Zur Zeit t&sub6; erreicht das nichtinvertierende Ausgangssignal des Komparators 40 nach der Verzögerung bei 58 N&sub4; und schaltet den Transistor 42 ab. Dies stellt den Strompfad durch den Widerstand 22, die (nun vorwärts vorgespannte) Diode 18 und den Widerstand 48 wieder her. N&sub1; kehrt auf seinen Ruhepegel von +2,0 V zurück, der während des Wiederaufladens der APD geringfügig überschwungen wird, und N&sub2; kehrt auf 1,56 V, 30 mV über VREF zurück. Die den Schaltungsbetrieb kennzeichnenden angenäherten Zeitintervalle sind in Tabelle 1 angeführt. Ein Vergleich der Tabelle I mit Fig. 2 zeigt, daß letztere zwecks klarer Darstellung einen nichtlinearen Zeitmaßstab aufweist. Insbesondere ist in Fig. 2 t&sub2;-t&sub1; vergrößert, um die APD- Lawine deutlich zu neigen. Tabelle I Zeitintervall Bezeichnung Größe (Nanosekunden) Verzögerungszeit beim Löschen Löschzeit Ausgangsimpulsbreite Rückstellzeit Schaltungs-Gesamttotzeit Komparator-Ansprechzeit RC-Verzögerung=APD-Wiederaufladezeit
• Die in Tabelle I angegebenen Zeitintervalle werden je nach Wahl der APD, des Komparators, VREF, der RC-Verzögerung und auch Schaltungs-Streukapazitäten variieren. Die gezeigten Beträge sind daher nur typische.
• Die Schaltung 10 hat die folgenden Eigenschaften (unter Vernachlässigung der Wirkungen von Streukapazitäten) . Die Ausgangsimpulsbreite ist konstant und gleich der Summe der RC-Verzögerungszeit und der Komparator-Ansprechzeit. Infolgedessen gibt es keine Schwierigkeiten mit variierenden Impulsbreiten, die für nachfolgende Zählschaltungen bei hoben werden müßten. Die Schaltungs-Gesamttotzeit beträgt 47 n%, von denen sich 42 ns aus der doppelten Summe der Verzögerungs- und der Komparator-Ansprechzeit ergeben. Die Totzeit hängt daher vorherrschend von Komparator und Verzögerung ab, und Schwankungen der Lösch-Verzögerungszeiten verschiender APDs haben nur geringe Auswirkungen. Folglich ist das minimale Intervall zwischen den Impulsen vorbestimmt und im wesentlichen konstant. Dies verhindert Fehlzahlungen in nachfolgenden Schaltungen, die als Folge unzulanglich gut getrennter Impulse auftreten könnten. Die RC-Verzögerung sollte vorzugsweise zumindest gleich ein Viertel der Gesamttotzeit der Schaltung sein.
• Um die Lösch-Verzögerungszeit zu minimieren, ist es notwendig, VREF möglichst nahe der Spannung an N&sub2; bei im Ruhezustand befindlicher Schaltung 10 einzustellen. Allerdings gibt es an N&sub2; immer ein gewisses Ausmaß an Schaltungsrauschen, welches aber nicht zu unechten Komparator- Ausgangsimpulsen führen sollte. Die Differenz zwischen VREF und der Spannung an N&sub2; sollte genügend groß sein, um gegenüber Rauschen unterscheiden zu können. Bei der vorigen Ausführungsform hat sich eine Differenz von 30 mV als geeignet erwiesen.
• Bevor der Komparator 40 anspricht wird wegen der endlichen Komparator-Ansprechzeit die Lawine nicht gelöscht, bis das APD-Potential um mehr als 30 mV gefallen ist. Dieser Abfall sollte einem Strom von weniger als Irast (50 uA bei dem vorigen Beispiel) entsprechen, damit eine Erwärmung, welche eine unlöschbare Lawine erzeugt, und ein folglicher Anstieg des APD-Dunkerlstromes vermieden wird. Irast sollte daher einem Abfall entsprechen, der größer als der bei t&sub3; erreichte ist. Dem wird Genüge getan, wenn der Widerstand der Kombination der parallelen Widerstände 20 und 48 etwa 680 Ohm beträgt, was der effektive Arbeitswiderstand für die APD 12 ist. Diese Parameter ergeben eine maximale Verminderung um etwa 35 mV der Spannung an N&sub2; zwischen den Zeiten t&sub1; und t&sub3;. Zwecks Maxiinierung der APD-Ansprechgeschwindigkeit sollte der Widerstand 20 möglichst klein sein. Allerdings zeigt die vorstehende Erörterung, daß die Unterscheidung gegenüber Schaltungsrauschen einen Minimalbetrag für den Widerstand 20 vorschreibt. Ferner vermindert eine Verringerung des Betrages des Widerstandes 20 die von einem gegebenen Photodiodenstrom erzeugte Spannung und verlangt nach einem höheren Verstärkungsgrad oder größerer Empfindlichkeit des Komparators. Da der Komparator ein weitgehend konstantes Verstärkungsgrad/Bandbreiten-Produkt hat, würde sich bei einer Verkleinerung des Widerstandes 20 die Arbeitsgeschwindigkeit verschlechtern.
• Die Quench-Schaltung 10 nach Fig. 1 ist bei den Bedingungen einer im wesentlichen konstanten Umgebungstemperatur eine zufriedenstellende praktische Ausführungsform. Allerdings neigen bei Bedingungen schwankender Temperaturen Bauelemente-Parameter wie die Diodenspannungen zum Driften. Um eine verbesserte Temperaturunempfindlichkeit zu erzielen, kann der Aufbau der Schaltung 10 gemäß Fig. 3 und 4 abgewandelt werden. In diesen Zeichnungen sind vorstehend erwähnte Bauteile oder ihre Äquivalente gleich bezeichnet und geänderte Bauelementetypen oder -beträge mit einem hochgestellten Strich am entsprechenden Bezugszeichen kenntlich gemacht.
• Gemäß Fig. 3 ist der Transistor 30 mit einem zweiten, gleichen Transistor 130 zur Bildung eines Differenzverstärkers gepaart. Sie haben einen gemeinsamen variablen Emitterwiderstand 32 von 150 Ohm, der an eine Anspeisung 34' von -15 V angeschlossen ist. Am Widerstand 32 wird der Betrag der Quenchspannung für die APD 12 am Schaltungsknoten N&sub1; eingestellt. Dies stellt den durch den Transistor 30 schaltbaren und durch die Parallelschaltung des Widerstandes 28 mit der Reihenschaltung aus dem Widerstand 20 sowie der Diode 16 fließenden Strom ein. Der Transistor 130 besitzt einen bei 134 mit Masse verbundenen Kollektorwiderstand 132. Er empfängt über eine Parallelschaltung einer 7,5 V-Zener-Diode 136 mit einem 2,7 nF- Kondensator 138 ein Basis-Eingangssignal vom nichtinvertierenden Ausgang 54 des (nicht gezeigten) Komparators 40. In gleicher weise empfängt der Transistor 30 über die Parallelschaltung aus dem Kondensator 74 und einer 7,5 V- Zener-Diode 72' ein Basis-Eingangssignal vom invertierenden Komparatorausgang 70. Der Transistor 130 wird über einen an eine -15 V-Anspeisung 142 angeschlossenen 1,8 kOhm-Widerstand 140 mit einer Basisvorspannung versorgt.
• Der Betrieb der Anordnung nach Fig. 3 ist einfach und wird nur kurz umrissen. Die durch die Anspeisung 34', den Widerstand 32 sowie die Zener-Dioden 72' und 136 eingestellten Betriebsspannungen unterscheiden sich etwas vom Äquivalent in der Schaltung 10, um den Betrieb des Paares 30/130 auf passenden Vorspannungspegeln zu ermöglichen. Das Paar spricht auf die Differenz zwischen den Komparator- Ausgängen 54 und 70 an, die es über gleiche Dioden/Kondensator-Elemente 136/138 bzw. 72'/74 empfängt. Demzufolge erfolgt nun ein Umschalten des Transistors 30 zwecks Vorspannens der Diode 16 in Rückwärtsrichtung und Wiederaufladens der APD 12 (s. Fig. 1) in Abhängigkeit von der Differenz zwischen den Komparatorausgängen 54 und 70. Da die Zener-Dioden 136 und 72' vorn gleichen Betrag sind, haben ihre Spannungen gleiche Temperaturabhängigkeit. Außerdem beeinflußt die Drift der Komparatorausgangsspannung mit der Temperatur beide Ausgänge 54 und 70 in gleicher Weise. Das Paar 30/130 ist infolgedessen gegenüber Temperaturdrift der Komparatorausgangs- und Zener-Diodenspannungen vergleichsweise unempfindlich, weil diese von seinen Subtrahiereigenschaften in einem erheblichen Ausmaß aufgehoben werden.
• In Fig. 4 ist eine Schaltung 150 zur Erzeugung der Vergleichsspannung VREF zum Anlegen an den invertierenden Eingang 52 des (nicht gezeigten) Komparators 40 dargestellt. Die Schaltung 150 besteht aus einer Reihenschaltung eines 1 kOhm-Widerstandes 152, einer Diode 154, eines variablen 100 Ohm-Widerstandes 156 und eines 2,2 kOhm- Widerstandes 158, die zwischen eine +5 V- und eine -5 V- Anspeisung 160 und 162 geschaltet sind. An eine Stelle 166 zwischen den widerstanden 156 und 158 ist eine Ausgangsleitung 164 angeschlossen, durch die VREF an den (nicht gezeigten) Koinparatoreingang 52 gelegt wird. Zwischen der Leitung 164 und Masse ist ein 100 nF-Kondensator 170 angeschlossen. Durch Einstellung des variablen Widerstandes 156 wird VREF auf den Sollwert von +1,53 V eingestellt. Außer diesem Widerstand enthält die Schaltung 150 gleichartige Bauteile und identische Speisespannungen für die Elemente 22/20/18/48/50 (s. Fig. 1) für die APD-Vorspannung und die Signale zum nichtinvertierenden Komparatoreingang 38. Änderungen der Speisespannungen und Bauteilewerte (außer dem Widerstand 156) infolge Temperaturdrift bewirken daher im wesentlichen gleiche Änderungen der Signale an den Komparatoreingängen 38 und 52, wodurch die Differenz zwischen diesen Signalen genauer eingehalten wird Temperaturabhängige Änderungen des Betrages des Widerstandes 156 sind vernachlässigbar, weil dieser Widerstand nur zu einem kleinen Teil rum Spannungsabfall zwischen den Anspeisungen 160 und 162 beiträgt. Die Erfassung von APD-Lawinen durch den Komparator 40 ist daher von den Schwankungen der Speisespannungen und der durch Temperaturdrift hervorgerufenen Bauteilewerte weitgehend unbeeinflußt.
• In Fig. 5 ist eine weitere Abwandlung der Schaltung 10 gezeigt, die zur Abgabe eines Ausgangssignales an eine Last von 50 Ohm ausgebildet ist. Auch hier sind vorstehend genannte Bauteile oder ihre Äquivalente gleich bezeichnet und mit einem hochgestellten strich versehen, wo dies zur Anzeige der Änderung passend ist. Die Schmitt-Trigger- Schaltung 60 wird eine gleichartige Schaltung 60 mit invertierendem und nichtinvertierendem Ausgang 60'a bzw. 60'b. Von diesen ist der Ausgang 60'a wie vorhin mit dem Element 62/64 in Fig. 1 verbunden. Die Ausgänge 60'a und 60'b sind an den betreffenden invertierenden bzw. nichtinvertierenden Eingang 170 bzw. 172 eines symmetrischen Pufferverstärkers 174 angeschlossen. Der Verstärker 174 hat einen mit einer fünfzig Ohm-Last verbundenen Ausgang 176. Es ist ersichtlich, daß der Schmitt-Trigger 60 nur vom Kornparatorausgang 54 Signale empfängt und grundsätzlich gegenüber einer Drift der Komparator-Ausgangsspannung bei Schwankungen der Umgebungstemperatur empfindlich ist. Allerdings ist in der Praxis normalerweise diese Drift viel kleiner als die Spannung, die zur Aktivierung des Schmitt-Triggers 60' erforderlich ist. Unter den meisten Bedingungen ist daher eine diesbezügliche Kompensation unnötig.

Claims (7)

1. Quench-Schaltung (10) für Avalanche-Photodioden, mit einer Avalanche-Photodiode (12), und einem Komparator (40) mit einem Eingang (38) zur Erfassung des Einsetzens der Lawine durch Vergleich des Photodiodenpotentials mit einem Bezugspotential (VREF), dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung (10) weiters aufweist:

(a) einen mit der Photodiode (12) in Reihe geschalteten und zu ihrem wiederaufladen ausgebildeten Vorwiderstand (20)

(b) eine mit der Photodiode (12) verbundene Quench-Schaltungseinrichtung (16, 24 bis 34, 72 bis 78), die zum Absenken des Photodiodenpotentials unter die Durchbruchspannung in Abhängigkeit von der Erfassung der Lawine durch den Komparator (40) und zur Desaktivierung durch Komparatorrückstellung ausgebildet ist,

(c) eine Rückstellschaltung (42, 44, 46, 58 bis 68), die zur Rückstellung des Komparatoreinganges (38) nach einer voreingestellten Verzögerung (58) in Abhangigkeit von der Erfassung der Lawine durch den Komparator (40) und zur Desaktivierung nach der voreingestellten Verzögerung (58) in Abhangigkeit von der Komparatorrückstellung ausgebildet ist, und

(d) einer Trenneinrichtung (16, 18), die zur elektrischen Trennung der Photodiode (12) von der Quench-Schaltungseinrichtung (16, 24 bis 34, 72 bis 78) während des Ruhezustandes sowie Wiederaufladens und von der Rückstellschaltung (42, 44, 46, 58 bis 68) sowie dem Komparator (40) während des Löschens und Wiederaufladens ausgebildet ist.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die voreingestellte Verzögerung (58) zumindest ein Viertel der Schaltungs-Gesamttotzeit beträgt.

3. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Vorwiderstand (20) und die Photodiode (12) eine Wiederauflade-Zeitkonstante von weniger als 5 ns haben.

4. Schaltung nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Quenchschaltungseinrichtung (16, 24 bis 34, 72 bis 78) und die Rückstellschaltung (42, 44, 46, 58 bis 68) schnellschaltende Transistoren (30, 42) aufweisen, die von dem Komparator (40) aktiviert werden und zur Änderung des Photodioden-Vorspannungspotentiales und der Komparator-Eingangsspannung in Abhängigkeit von der Aktivierung ausgebildet sind.

5. Schaltung nach den Ansprüchen 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Trenneinrichtung (16, 18) aus schnellschaltenden, niederkapazitiven Dioden (16, 18) besteht, die zur Herstellung das leitenden bzw. nichtleitenden Diodenzustandes, je nachdem, während des Ruhezustandes und Wiederaufladens oder Löschens und Wiederaufladens ausgebildet sind.

6. Schaltung nach den Ansprüchen 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Komparator (40) einen invertierenden und einen nichtinvertierenden Ausgang (54, 70) besitzt und die Quench-Schaltungseinrichtung (16, 24 bis 34, 72 bis 78) einen Differenzverstärker (30, 32', 34', 130 bis 134, 140, 142) mit zwei Eingängen aufweist, die an die betreffenden Komparatorausgänge (54, 70) angeschlossen sind, und daß der Differenzverstärker (30, 32', 34', 130 bis 134, 140, 142) Eingangs-Vorspannungsmittel (72', 786, 78, 140, 142) aus Bauelementepaaren aufweist.

7. Schaltung nach den Ansprüchen 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß sie eine Schaltung zum Vorspannen der Avalanche-Photodiode aus elektronischen Bauelementen (18, 20, 48) aufweist, die zwischen Spannungsspeisestellen (22, 50) und einer Bezugsspannungs-Generatorschaltung (150) aus zwischen gleichen stellen (160, 162) angeschlossenen gleichen Bauelementen (152, 154, 158) angeschlossen sind.