DE3728863A1 - Anordnung zum herstellen von schnittbildern durch magnetische kernresonanz - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Anordnung zum Herstellen von Schnittbildern eines Untersuchungsobjektes durch magnetische Kernresonanz mit einem magnetischen Grundfeld sowie Gradientenfeldern und wenigstens einer magnetischen Hochfrequenzspule, die zur Anregung und zum Erfassen der Kernspins dient und deren Induktivität mit einer zusätzlichen veränderbaren Kapazität einen Resonator bildet.

Es sind Geräte zum Erzeugen von Schnittbildern eines Untersuchungsobjektes, vorzugsweise eines menschlichen Körpers, mit magnetischer Kernresonanz bekannt. Diese sogenannten Kernspintomographen enthalten einen Grundfeld-Magneten, der die Kernspins im menschlichen Körper ausrichtet, und ferner Gradientenspulen, die ein räumlich unterschiedliches Magnetfeld erzeugen, und schließlich Hochfrequenzspulen zur Anregung der Kernspins und zum Empfang der von den angeregten Kernspins emittierten Signale. Beim Einsatz einer derartigen hochfrequenten Anregungs- und Meßspule wird die Induktivität der Spule zusammen mit einer veränderbaren Kapazität als LC-Resonanzkreis geschaltet, wobei dann die Kondensatoranordnung der gewünschten Frequenz entsprechend abgestimmt wird. Die Zuleitung enthält noch eine veränderbare Koppelkapazität zur Ankopplung des Resonators an einen Hochfrequenzgenerator, der vorzugsweise ein Oszillator mit einem nachgeschalteten Sendeverstärker sein kann. Als veränderbare Kapazitäten können Drehkondensatoren verwendet werden, deren Kapazität durch Elektromotoren gesteuert wird (DE-OS 33 36 254).

Es ist ferner bekannt, daß der piezoelektrische Effekt die Umwandlung mechanischer Verformungskraft in elektrische Signale und umgekehrt ermöglicht. Als piezoelektrisches Material wird in solchen Bauelementen im allgemeinen Piezokeramik, vorzugsweise auf der Basis des ferroelektrischen Stoffes Bleizirkonattitanat Pb(Zr _x Ti_1-x )O₃ in polykristalliner Form verwendet. Damit erreicht man hohe Dielektrizitätszahlen, beispielsweise etwa 400 bis 6000, und große Piezomodule. Eine verhältnismäßig große Auslenkung bei geringer Betriebsspannung erhält man mit einem sogenannten Biegewandler. In einer einfachen Ausführungsform wird eine piezokeramische Antriebsschicht in Form einer Scheibe oder Platte mit einer passiven Metallschicht vorzugsweise wesentlich geringerer Dicke zu einem Biegeverbund vereinigt. In einer weiteren Ausführungsform werden zwei dünne piezokeramische Schichten durch Verkleben zu einer Doppelschicht verbunden, und ihre freien Flachseiten werden jeweils mit einer Elektrode versehen. Die beiden, das bilaminare Biegeelement bildenden Keramikstreifen sind entgegengesetzt polarisiert. Wird ein Ende dieses Biegeelements fest eingespannt und an die Elektroden eine Spannung angelegt, so dehnt sich einer der Streifen in seiner Längsrichtung, d. h. senkrecht zum angelegten Feld, während sich der andere Streifen zusammenzieht. Somit erhält man, ähnlich wie bei einem erwärmten Bimetallstreifen, eine Auslenkung. In einer weiteren Ausführungsform kann zwischen den beiden Piezokeramikstreifen noch ein im allgemeinen wesentlich dünnerer Metallstreifen angeordnet werden, der auch aus einer Metallfolie bestehen kann (Valvo, "Piezoxide Wandler", 1968, Seiten 38 bis 50).

Der Erfindung liegt nun die Aufgabe zugrunde, einen Kernspintomographen der eingangs genannten Art mit einem Resonator, vorzugsweise mit hoher Resonanzfrequenz von beispielsweise etwa 100 MHz, zu verbessern, insbesondere soll die Abstimmung der Resonatorkapazität und der Koppelkapazität verbessert und die zur Abstimmung erforderliche Zeit erheblich verkürzt werden.

Die Erfindung beruht auf der Erkenntnis, daß der Reflexionsfaktor des Resonators als Regelabweichung verwendet werden kann, und sie besteht in den Maßnahmen gemäß dem Kennzeichen des Anspruchs 1. Mit dieser Gestaltung der Anordnung zum Herstellen von Schnittbildern kann im Falle einer Laständerung, d. h. einer Lageveränderung oder Bewegung des Patienten, die Generatorankopplung und die Resonanzfrequenz automatisch nachgeregelt werden.

Weitere besonders vorteilhafte Ausgestaltungen der Anordnung nach der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen; insbesondere kann dieser geschlossene Regelkreis verwendet werden zur Steuerung der genannten Kapazitäten durch piezoelektrische Biegewandler. Diese Anordnung hat neben einer kleineren Zeitkonstante den Vorteil einer praktisch leistungslosen Steuerung der Kapazitäten.

Zur weiteren Erläuterung der Erfindung wird auf die Zeichnung Bezug genommen, in deren Fig. 1 ein Ersatzschaltbild des Resonators mit einer Koppelkapazität schematisch veranschaulicht ist. Fig. 2 zeigt die Ortskurven des Reflexionsfaktors über der normierten Frequenz Ω. In Fig. 3 ist ein Ausführungsbeispiel eines Regelkreises für die Resonatorkapazität und die Koppelkapazität schematisch veranschaulicht.

In der Ausführungsform einer Hochfrequenzspule eines Kernspintomographen gemäß Fig. 1 als LC-Parallelresonanzkreis ist die Induktivität der Hochfrequenzspule mit L, eine feste Kapazität des Resonators mit C _p ′ und eine veränderbare Resonatorkapazität mit C _p ′′ bezeichnet. Die Zuleitung enthält eine veränderbare Koppelkapazität C _s . Aus der Summe der Kapazitäten C _p ′ und C _p ′′ ergibt sich die gesamte Resonatorkapazität C _p =C _p ′+C _p ′′. Ein Verlustwiderstand R beinhaltet alle Hochfrequenzverluste, die durch den ohmschen Widerstand der Hochfrequenzspule selbst und durch die Wechselwirkung der magnetischen und elektrischen Hochfrequenz-Spulenfelder mit dem Körpergewebe des Patienten entstehen und in dem auch die Verluste durch Abstrahlung enthalten sind. Die veränderbare Koppelkapazität C _s dient zur Ankopplung an einen in der Figur nicht dargestellten Hochfrequenzgenerator. In einer Ausführungsform einer Hochfrequenzspule eines Kernspintomographen für eine Frequenz von beispielsweise 100 MHz mit einer Induktivität L von beispielsweise etwa 50 nH kann die feste Kapazität C _p ′ beispielsweise 50 pF betragen und die Kapazität C _p ′′ beispielsweise zwischen 0 und 5 pF veränderbar sein. In dieser Ausführungsform kann auch ein Koppelkondensator C _s vorgesehen sein, dessen Kapazität beispielsweise von etwa 0 bis 5 pF veränderbar ist. Sowohl die veränderbare Resonatorkapazität C _p ′′ als auch die Koppelkapazität C _s kann vorzugsweise durch piezoelektrische Biegewandler verstellbar sein.

Mit einer Leitungsimpedanz Z _L der Zuleitung und einer Kennimpedanz Z _K =ω _o L=1/(l _o C ) des Resonators mit einer Resonanzfrequenz ω _o läßt sich mit der normierten Frequenz

und der Eigengüte

sowie der externen Güte

ein Reflexionsfaktor

ableiten.

In Fig. 2 ist dieser Reflexionsfaktor für verschiedene Werte der Ankopplung =Q _o /Q _ext über der Frequenz ω dargestellt. Allgemein gilt für einen Resonator Q _o »Q _ext , d. h. der Widerstand R»Z _K , so daß der Resonanzpunkt ω _o , bei dem der Imaginärteil Im(Z _p )=0 wird, praktisch fast im Leerlaufpunkt liegt, bei dem die Reflexion r=1 wird. Durch Einführung des Koppelelements, insbesondere die Koppelkapazität C _s , läßt sich die Ankopplung des Resonators (10) an den Hochfrequenzgenerator einstellen.

Allgemein liegen die Reflexionsfaktorkreise eines Resonators gemäß Fig. 1 verdreht in der komplexen Reflexionsfaktorebene gemäß Fig. 2, wobei die genaue Lage von der Resonatorlast R sowie von der Lage der Bezugsebene des Reflexionsfaktors abhängt. Durch eine spezielle Wahl der Bezugsebene (z. B. Leitungsstück oder Phasenschieber vor dem Resonator) läßt sich jedoch eine Lage der Reflexionsfaktorkreise nach Fig. 2 erreichen.

Aus den Ortskurven gemäß Fig. 2 läßt sich für jeden Punkt der komplexen Reflexionsfaktor-Ebene entnehmen, in welcher Weise die als Stellelement dienende veränderbare Resonatorkapazität C _p ′′ und die Koppelkapazität C _s zu verändern sind, um in den Resonanzpunkt r=0 zu gelangen. Für die Resonatorkapazität C _p sind die Verhältnisse eindeutig. Bei Phasenlagen im ersten und zweiten Quadranten ist die Resonatorkapazität C _p zu erhöhen, und im dritten und vierten Quadranten ist die Resonatorkapazität C _p zu vermindern, wie es im Diagramm durch entsprechende Pfeile für die Resonatorkapazität C _p angedeutet ist. Für die Koppelkapazität C _s sind die Bereiche festgelegt jeweils durch eine Kreisbegrenzung für Anpassung mit einem Anpassungsfaktor =1 sowie für <1 und <1. Bei einer Belastung des Resonators 10 durch biologisches Gewebe eines Patienten, d. h. durch eine resistiv-kapazitive Belastung, werden bei Laständerungen extreme Bereiche der Anpassung im allgemeinen nicht berührt.

Die Regelvorschrift, die Koppelkapazität zu erhöhen, kann auf den gesamten Bereich links der imaginären Achse +jr ausgedehnt werden, wie es in der Figur durch einen nach oben gerichteten Pfeil für die Koppelkapazität C _s angedeutet ist. Damit ergeben sich folgende Regelvorschriften für die Koppelkapazität C _s und die Resonatorkapazität C _p :

Bei Veränderungen der Bezugsebene, d. h. Verdrehung der Reflexionskreise, in Fig. 2 verändern sich entsprechend diese Regelvorschriften.

Im Blockschaltbild des Regelkreises für den Resonator 10 gemäß Fig. 3 ist ein Hochfrequenzgenerator, der beispielsweise ein Hochfrequenzoszillator sein kann, mit 6, ein Sendeverstärker mit 8 und ein Richtkoppler mit 12 bezeichnet. Der Richtkoppler 12 enthält zwei verkoppelte Leitungen mit vier Toren, die mit 1 bis 4 bezeichnet sind. Aus dem Tor 2 wird das Reflexionssignal S _R des Resonators 10 richtungsabhängig ausgekoppelt. Bei optimaler Leistungsanpassung wird der Reflexionsfaktor r=0, d. h., es wird keine Leistung mehr reflektiert. Die Größe des Reflexionsfaktors r bildet somit die Regelabweichung, und das Reflexionssignal S _R am Tor 2 des Richtkopplers 12 ist als Istwert für die Regelung vorgesehen. Die Resonatorkapazität C _p und die Koppelkapazität C _s werden so lange verstellt, bis der Sollwert S _R =0 erreicht ist und die Regelabweichung verschwindet.

Zu diesem Zweck wird das Reflexionssignal S _R einem Eingang eines als elektronischer Mischer dienenden Multiplizierers 16 direkt und über einen Phasenschieber 14 mit fester 90°-Phasenverschiebung dem ersten Eingang eines weiteren Multiplizierers 17 zugeführt. Das Referenzsignal S _o des Hochfrequenzgenerators 6 wird über einen Phasenschieber 15 sowohl dem zweiten Eingang des Multiplizierers 16 als auch dem zweiten Eingang des Multiplizierers 17 zugeführt. Das Ausgangssignal S _{M 1} des Multiplizierers 16 wird über ein Tiefpaßfilter 18 sowie einen Verstärker 22 der Resonatorkapazität C _p zugeführt. In gleicher Weise wird das Ausgangssignal S _{M 2} des Multiplizierers 17 über ein Tiefpaßfilter 19 sowie einen Verstärker 23 der Koppelkapazität C _s zugeführt. Die Tiefpaßfilter 18 und 19 sind für tiefe Frequenzen durchlässig und sperren hohe Frequenzen. Ihre Ausgangssignale bestehen somit jeweils aus einer Gleichspannung. In der Ausführungsform des Resonators 10 mit Drehkondensatoren zur Steuerung der Kapazitäten C _p und C _s sind einfache Verstärker 22 und 23 geeignet.

In der Ausführungsform des Resonators 10 mit piezoelektrischen Biegewandlern zur Steuerung der Kapazitäten C _p und C _s können als Verstärker 22 und 23 vorzugsweise Integrierverstärker zur Verstärkung der Regelsignale verwendet werden.

In diesem Regelkreis wird der Reflexionsfaktor r laufend nach Betrag und Phasenlage abgefragt und die Resonatorabstimmung bei Laständerung automatisch korrigiert. Das vom Hochfrequenzgenerator 6 gelieferte Signal S wird über den Richtkoppler 12 dem Resonator 10 zugeführt. Mit einem Koppelfaktor K ergibt sich eine Streumatrix

Das am Tor 2 abnehmbare Reflexionssignal S _R ist gegenüber dem ankommenden Reflexionssignal am Tor 3 um 90° phasenverschoben. Geht man zur Vereinfachung von einem Referenzsignal S _o aus mit

S _o (t) = _o · sin ω t,

so liegt am Tor 2 das Reflexionssignal S _R mit

S _R (t) = _r · sin (ω t + ϕ - 90°),

wobei ϕ die Phase des Reflexionsfaktors r ist. Wird das Reflexionssignal S _R mit dem Referenzsignal S _o des Generators 6 multiplikativ gemischt, so erscheint am Ausgang des Multiplizierers 16 das Ausgangssignal

Der Phasenschieber 14 dient zusammen mit den Multiplizierern 16 und 17 zur Auswertung des komplexen Reflexionsfaktors nach Betrag und Phase. Das Ausgangssignal S _{M 1} wird somit gebildet aus einer Differenz, deren erster Faktor den für die Regelung interessierenden Gleichanteil darstellt, der die Information über die Phase des Reflexionsfaktors r liefert. Der zweite Anteil mit der Doppelfrequenz 2l wird durch den nachgeschalteten Tiefpaß 18 abgetrennt. Der Ausdruck cos (ϕ-90°)=sin ρ ist positiv für Phasenlagen im ersten und zweiten Quadranten der Ortskurven gemäß Fig. 2 und negativ im dritten und vierten Quadranten. Mit diesem Signal kann somit die Regelspannung für die Resonatorkapazität C _p erzeugt werden.

Analog hierzu läßt sich auch die Regelspannung für die Koppelkapazität C _s ableiten. Hierzu wird das Reflexionssignal S _R über den 90°-Phasenschieber 14 geleitet und zusammen mit dem Referenzsignal S _o dem Multiplizierer 17 zugeführt. In dessen Ausgangssignal

ist der Gleichanteil -cos ϕ positiv im zweiten und dritten Quadranten und negativ im ersten und vierten Quadranten gemäß Fig. 2. Mit diesem Signal erhält man nach dem Durchgang durch das Tiefpaßfilter 19 und Verstärkung im Verstärker 23 ein Regelsignal für den Koppelkondensator C _s .

In einer besonders vorteilhaften Ausführungsform der Anordnung zum Herstellen von Schnittbildern, in der als Stellelemente für die Resonatorkapazität C _p und die Koppelkapazität C _s piezoelektrische Wandler vorgesehen sind, werden die Regelsignale als Betriebsspannungen für diese Piezowandler, insbesondere Biegewandler, über Regelverstärker 22 und 23 vorgegeben, die insbesondere Integrierverstärker sein können.

Ferner kann in einer besonderen Ausführungsform der Regelanordnung die Ausgangsleitung für das Reflexionssignal S _R noch jeweils ein Dämpfungsglied 28 enthalten, dessen Dämpfung vorzugsweise in Abhängigkeit von der Leistung des Hochfrequenzgenerators 6 steuerbar ist.

Tor 4 des Richtkopplers 12 in Fig. 3 ist durch einen Wellensumpf reflexionsfrei abgeschlossen. Statt dessen könnte auch an diesem Tor 4 das Referenzsignal S _o abgegriffen werden, wobei dann dessen 90°-Phasenverschiebung zu berücksichtigen ist. Ebenso kann an diesem Tor ein Steuersignal zur Einstellung der Dämpfung des Dämpfungsgliedes 28 abgegriffen werden.

In einer Regelanordnung für einen Resonator 10, bei dem eine verhältnismäßig große Verstimmung nicht ausgeschlossen ist, kann in der Ausgangsleitung des Tores 2 für das Reflexionssignal S _R unter Umständen ein Begrenzer 32 für die Begrenzung der Amplitude des Reflexionssignals S _R vorgesehen sein.

Das Ausführungsbeispiel des Regelkreises gemäß dem Blockschaltbild der Fig. 3 ist für sogenannten CW-Betrieb (continuous wave) vorgesehen. In Kernspintomographen kann das Signal S jedoch auch amplitudenmoduliert, d. h. gepulst, sein, wie es in der Anordnung gemäß der DE-OS 33 36 254 vorgesehen ist. Die Pulslängen sind jedoch so groß, daß beispielsweise über ein sogenanntes Time-gate in Verbindung mit Abtast-Halte-Gliedern die für den Regelkreis erforderlichen Signale erfaßt werden können.

Außer der in Fig. 3 veranschaulichten Analogschaltung kann die Regelung auch digital aufgebaut sein oder über einen in der Figur nicht dargestellten Steuerrechner betrieben werden. Dann werden in bekannter Weise die Ausgangssignale S _{M 1} und S _{M 2} der Multiplizierer 16 und 17 digitalisiert und über Software ausgewertet.

Claims (6)

1. Anordnung zum Herstellen von Schnittbildern eines Untersuchungsobjektes durch magnetische Kernresonanz mit einem magnetischen Grundfeld sowie Gradientenfeldern und wenigstens einer magnetischen Hochfrequenzspule, die zur Anregung und zum Erfassen der Kernspins dient und deren Induktivität mit einer zusätzlichen veränderbaren Kapazität einen Resonator bildet, dadurch gekennzeichnet, daß zur Abstimmung der Resonatorkapazität (C _p ) des Resonators (10) und einer Koppelkapazität (C _s ) bei Laständerung ein geschlossener Regelkreis mit der Größe des Reflexionsfaktors des Resonators (6) als Regelabweichung vorgesehen ist.

2. Anordnung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch folgende Merkmale:
dem Resonator (10) ist ein Richtkoppler (12) vorgeschaltet,
der Reflexionsausgang (Tor 2) des Richtkopplers (12) für ein Reflexionssignal (S _R ) ist mit dem ersten Eingang eines ersten Multiplizierers (16) und dem Eingang eines Phasenschiebers (14) verbunden,
der Ausgang dieses Phasenschiebers (14) ist mit dem ersten Eingang eines zweiten Multiplizierers (17) verbunden,
der Referenzausgang des Oszillators (6) für ein Referenzsignal (S _o ) ist über einen zweiten Phasenschieber (15) sowohl mit dem zweiten Eingang des ersten Multiplizierers (16) als auch dem zweiten Eingang des zweiten Multiplizierers (17) verbunden,
den beiden Multiplizierern (16, 17) ist jeweils ein Tiefpaßfilter (18 bzw. 19) und ein Verstärker (22 bzw. 23) nachgeschaltet,
das Ausgangssignal der Verstärker (22, 23) ist jeweils als Stellgröße für die Regelung der Resonatorkapazität (C _p ) bzw. der Koppelkapazität (C _s ) vorgesehen.

3. Anordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß Regelverstärker (22, 23) vorgesehen sind, deren Ausgangssignal jeweils als Betriebsspannung für wenigstens einen piezoelektrischen Biegewandler vorgesehen ist, der zur Einstellung der Resonatorkapazität (C _p ) und der Koppelkapazität (C _s ) dient.

4. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsleitungen der Multiplizierer (16, 17) jeweils ein Dämpfungsglied (28, 29) mit in Abhängigkeit von der Leistung des Hochfrequenzoszillators (6) steuerbarer Dämpfung enthalten.

5. Anordnung nach einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang (4) des Richtkopplers (12) zur Gewinnung des Referenzsignals (S _o ) vorgesehen ist.

6. Anordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang (4) des Richtkopplers (12) zur Gewinnung eines Steuersignals für ein steuerbares Dämpfungsglied (28, 29) vorgesehen ist.