DE3725369A1 - Vermeidung von schaltverlusten bei schnellen elektronischen schaltern - Google Patents

Description

Zur Energieeinsparung werden in Reglern und Stellern zunehmend Halbleiterbauelemente im Schaltbetrieb bei hohen Frequenzen einge­ setzt. Typisch für diese Anwendungen ist eine Induktivität im ge­ schalteten Stromkreis. Beim Abschaltvorgang erhöht die "Rückschlag­ spannung" dieser Induktivität die Verlustleistungsbelastung des Halb­ leiterbauelementes. Dieses wird, als nicht idealer Schalter, gleichzeitig mit Strom und Spannung beaufschlagt. Wegen der Betriebssicherheit und auch aus anderen Gründen, z.B. der Vermeidung von Funk­ störungen, ist es oft notwendig den Halbleiterschalter von seinen Schaltverlusten zu entlasten.

Fig. 1 zeigt eine übliche Anordnung. Die Erweiterung der Induktivität L zu einem Transformator mit einer zusätzlichen Wicklung an der die Last angeschlossen ist wurde weggelassen. (Dies gilt auch für alle folgenden Beispiele). Während der Einzeit des Transistors T wird der Entlastungskondensator C 2 über die Strecke Transistor T und Widerstand R entladen. Dies ist die notwendige Vorbereitungsphase für die nachfolgende Ausschaltentlastung. Beim Abschalten des Transistors T ist die Betriebsspannung UB und die Rückschlag­ spannung der Induktivität L spannungserhöhend in Reihe geschaltet. Der Strom IC wird aber nun von dem Entlastungskondensator C 2 übernommen. Dadurch kann sich die Kollektorspannung des Tran­ sistor T nur langsam aufbauen. Die gleichzeitige Belastung des Tran­ sistors durch Strom und Spannung verringert sich.

Fig. 2 zeigt die Strom- und Spannungsverläufe mit und ohne Ent­ lastung. Die aus dem Transistor herausgenommene Verlustleistung PV (das Produkt aus Spannung U und Strom I) wird in der Vorbe­ reitungsphase beim Entladen des Entlastungskondensators C 2 während der Einzeit des Transistors T vorwiegend in dem Widerstand R in Wärme umgesetzt. Aber auch der Transistor T wird beim Einschalten durch den Ladestromverlauf IL nach Fig. 3 belastet.

Wünschenswert sind Entlastungsschaltungen bei denen keine prinzipielle Verlustleistung entsteht bzw. bei denen die Energie des Abschaltvor­ ganges in den Pufferkondensator C 1 der Rohgleichspannung zurück­ gespeist wird. Neben der Energieeinsparung spielt auch die Strombe­ lastung des Transistors T während des Einschaltens eine Rolle. Sie sollte möglichst gering sein. Weiterhin sollten in den stromführenden Leitungen geringe di/dt-Werte auftreten.

Es werden bereits Entlastungsschaltungen ohne prinzipielle Verluste angegeben. (s. Literaturangabe). Diese Beispiele betreffen aber nur bestimmte Anwendungen vorwiegend in Motorsteuerungen. Auch ist ein großer Bauteileaufwand erforderlich.

Im folgenden wird eine Methode gezeigt, bei der die Entlastung ohne prinzipielle Verluste, für alle üblichen Verbindungen von elektronischen Schaltern mit einer Induktivität, auch in DC-DC-Wandlern, vorgenommen werden kann. Der erforderliche Bauteileaufwand ist gering.

Es wird auch hier die Ausschaltentlastung bzw. die du/dt- und die di/dt-Begrenzung beim Abschalten durch die Änderung des Ladezu­ standes eines Entlastungskondensators bewirkt. Neu gelöst ist das während der Einzeit des Schalters erfolgende Entladen bzw. Aufladen des Entlastungskondensators als Vorbereitung für den nächsten Aus­ schaltvorgang. Erfindungsgemäß wird hierzu eine Wicklung herange­ zogen, die mit der Hauptinduktivität des geschalteten Kreises magnetisch gekoppelt ist. Die Begrenzung des Umlade- bzw. des Schalterstromes beim Einschalten erfolgt durch eine zusätzliche Induktivität. Die ge­ speicherte Energie dieser Induktivität wird dem Entlastungskondensator bzw. dem Pufferkondensator der Betriebsspannung zugeführt. Die Ein­ führung obiger Wicklung löst Potentialprobleme und wirkt als zusätz­ licher "Schalter" bei der Realisierung verlustfreier Entlastungen. Es lassen sich so einfache und kostengünstige Entlastungen in viel­ fältiger Weise aufbauen. Hervorzuheben ist die Möglichkeit, die Ausschaltentlastung so vorzunehmen, daß eine di/dt-Begrenzung auch den Betriebsstrom erfaßt. Dies bedeutet eine wesentliche Er­ leichterung für die Funkentstörung. Auch der Aufbau von schnellen Leistungsschaltern wird dadurch erleichtert (Unvermeidliche Leitungs­ induktivitäten).

Mit dem neuen Prinzip sind bei allen Topologien von DC-DC-Wandlern Entlastungen möglich. Dabei können für eine Wandlerart oft mehrere, erfindungsgemäße Entlastungsschaltungen Anwendungen finden.

In Fig. 4 ist ein potentialgetrennter Fluß- oder Sperrwandler mit einer erfindungsgemäßen Ausschaltentlastung angegeben. Entmagnetisierungs- und Sekundärwicklung sind nicht eingezeichnet. Die Lastwicklung w 1 des Transformators TR ist über den gemeinsamen Kern mit der Wick­ lung w 2 magnetisch gekoppelt. Bei einer Windungszahl w 1=w 2 wird während der Einschaltdauer von T in der Wicklung w 2 eine der Be­ triebsspannung gleiche Spannung induziert. Mit der angegebenen Wicklungspolarität bewirkt diese Spannung, daß der Kondensator C 2 auf 0-Ladung gebracht wird. (Am Ende der Ausschaltzeit hat der Kondensator C 2 eine positive Ladung bezogen auf 0-Potential.) Mit der 0-Ladung des Kondensators C 2 ist die Schaltung für den nächsten Ausschaltvorgang des Transistors T vorbereitet.

In Fig. 5 ist der sich bei Fig. 4 ergebende Ladestromverlauf gezeigt. Die Drossel DR und der Kondensator C 2 bilden einen L-C-Serienkreis. Dementsprechend ist der Ladestrom IL sinusförmig. Dieser Ladestrom­ verlauf erbringt gegenüber Fig. 3 keine erhöhte Einschaltbelastung des Transistors T. Durch die Diode D 2 ist nur eine Halbperiode möglich. Die in der Drossel DR für das Umladen des Kondensators C 2 überflüssig gespeicherte Energie, wird über den Strompfad Diode D 2, Diode D 1, Transistor T und Trafowicklung w 2 in den Kondensator C 1 der Betriebsspannung zurückgespeist. Damit ist für den Entlastungs­ vorgang kein ohmscher Widerstand erforderlich. Es entsteht keine prinzipbedingte Verlustleistung.

Die Wirkung der Drossel DR von Fig. 4 kann auch durch eine Streu­ induktivität, dh. durch kleine Kopplung von w 1 mit w 2, ersetzt werden. Die Drossel kann aber auch im Hauptstromkreis in Serie mit der Wick­ lung w 1 liegen. Sie wirkt dann auch strombegrenzend beim Einschalten für den Laststrom. Werden unterschiedliche Stromanstiegszeiten für den Laststrom und den Umladestrom des Kondensators C 2 gewünscht, so können getrennte Drosseln im Lastkreis und im Umladekreis verwendet werden. (Im allgemeinen wird die Drossel im Lastkreis, bei höherer Strombelastbarkeit, eine kleinere Induktivität als die Drossel im Um­ ladekreis haben.)

Vereinfachend kann auch ein gemeinsamer Kern zwei Drosselwick­ lungen aufweisen. Im folgenden wird dafür ein Beispiel gebracht.

In Fig. 6 ist wieder ein potentialgetrennter Flußwandler ohne Se­ kundärwicklung gezeigt. Hier kann die Vielseitigkeit der neuen Ent­ lastung demonstriert werden - die Wicklung w 2 dient der Entmagne­ tisierung des Transformators TR und gleichzeitig der Umladung des Entlastungskondensators C 2.!

Vor dem Einschalten des Transistors T hat der Kondensator C 2 auf der Kollektorseite die positive Spannung vom Ende der Ausschalt­ phase. Diese entspricht, nach der Entmagnetisierung des Trans­ formators TR, der Betriebsspannung UB. Auf der Seite von Diode D 1 hat der Kondensator C 2 die Spannung 0 - dies bewirkt die Richtung des Entmagnetisierungsstromes, der über die Diode D 1 fließt. Während des Einschaltens von Transistor T erhält der Kondensator C 2 auf der Transistorseite die Spannung 0 und auf der Diodenseite die Span­ nung UB. Der Ladestromverlauf entspricht Fig. 3. Dabei wirkt die an die Wicklung n 1 gebundene Induktivität der Drossel DR im wesent­ lichen nur zur Einschaltstrombegrenzung des Laststromes, während die der Wicklung n 2 eigene Induktivität den Ladestrom begrenzt. (Im allgemeinen wird n 1 < n 2 für das Windungszahlverhältnis gelten). Beim Ausschaltvorgang muß der Kondensator C 2 umgeladen werden. Damit wird ein schnelles Ansteigen der Kollektorspannung verhindert, dh. der Transistor T wird von seinen Ausschaltverlusten entlastet! Die verkoppelten Wicklungen der Drossel DR bewirken die Entlastung von den Einschaltverlusten!

Es sind vielseitige, erfindungsgemäße Entlastungen realisierbar für weitere DC-DC-Wandler wie "Tiefsetzsteller", "Hochsetzsteller", "Inverswandler", "Asymmetrische Halbbrücken", "Symmetrische Halb­ brücken", "Vollbrücken", "Gegentaktwandler mit Tastlücke", "Gegen­ taktwandler ohne Tastlücke", u.a. Auch Wechselrichter und Motor­ steuerungen benötigen schnelle Halbleiterschalter bei denen die Anwendung des neuen Entlastungsprinzipes vorteilhaft ist.

Literaturangabe

Barret, J.: Verlustarme Entlastungsnetzwerke. ELEKTRONIK H. 3/1987.
Boehringer, A.; Knöll H.: Transistorschalter im Bereich hoher Leistungen und Frequenzen. ETZ B. 100 (1979).
Patentschrift DE 26 39 589 C2.
Offenlegungsschrift DE 26 44 715 A1.
Offenlegungsschrift DE 27 43 139 A1.
Offenlegungsschrift DE 26 41 183 A1.

Claims (4)

1. Ausschaltentlastungen von schnellen Halbleiterschaltern durch Laden oder Entladen eines Kondensators oder mehrerer Konden­ satoren in der Ausschaltphase, dadurch gekennzeichnet, daß vor­ bereitend für den notwendigen Ladezustand vor der Ausschaltphase für das Umladen eine Spannung verwendet wird, die aus einer mit der Hauptinduktivität des Lastkreises magnetisch verkoppelten Wicklung stammt.

2. Anspruch nach 1. dadurch gekennzeichnet, daß eine strombe­ grenzende Drossel als Streuinduktivität ausgeführt werden kann oder, daß sie sich sowohl im Umladekreis des Kondensators bzw. der Kondensatoren als auch im Hauptstromkreis befinden kann.

3. Anspruch nach 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß eine strombegrenzende Drossel sowohl für die Vorbereitung der Aus­ schaltentlastung als auch für die Einschaltentlastung des Halb­ leiterschalters genutzt wird.

4. Anspruch nach 1, 2 und 3, dadurch gekennzeichnet, daß eine strombegrenzende Drossel eine Wicklung im Hauptstromkreis und eine Wicklung im Umladekreis des Kondensators bzw. der Kondensatoren hat.