DE3609375A1 - Schaltunganordnung fuer ein elektronisches schaltelement mit einer spannungsanstiegsbegrenzung - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung gemäß dem Oberbegriff von Anspruch 1.

Eine derartige Schaltungsanordnung ist z. B. einem Teil der Fig. 1 zu entnehmen, in der als elektronisches Schaltelement ein abschaltbarer Thyristor Th₁ verwendet wird. Bei eingeschaltetem Thyristor Th₁ fließt der von der Spannungsquelle U _D gelieferte Strom I _L durch eine Drossel L₁, den Thyristor Th₁ und die Verbraucher L und R zu dem geerdeten Pol der Spannungsquelle zurück. Beim Abschalten von großen Strömen I _L mittels des Thyristors Th₁ wird der zeitliche Anstieg der Sperrspannung mit Hilfe eines parallel geschalteten Kondensators C _E und einer Diode D _E begrenzt. Hierbei muß der Spannungsanstieg dU _AK /dt trotz treibender definierter oder parasitärer Induktivitäten auf die von den Herstellern des Bauelementes zugelassenen Grenzwerte limitiert werden. Dies erreicht man bekannterweise über die Einkopplung des Kondensators C _E über die Diode D _E .

Nach dem Abschalten des Laststromes I _L wird der Strom zunächst von dem Entlastungszweig C _E , D _E übernommen, bis der Kondensator C _E geladen ist. Danach kommutiert der Laststrom I _L in die mit D _F bezeichnete Freilaufdiode. Der Entlastungskondensator C _E wird dabei mindestens bis zur Speisespannung U _D geladen. Wenn die eine Einschaltentlastung darstellende Drossel L₁ vorgesehen ist, wird der Kondensator C _E auf eine deutlich größere Spannung aufgeladen. Um den abschaltbaren Thyristor Th₁ auf eine erneute Abschaltung vorzubereiten, muß der Entlastungskondensator C _E vorher entladen werden. Eine bei geringen Frequenzen übliche Entladungsmethode verwendet einen nicht dargestellten Widerstand, der der Entlastungsdiode D _E parallel geschaltet ist. Beim Einschalten des Thyristors Th₁ wird der Kondensator C _E über diesen Widerstand entladen, die gespeicherte Energie wird in thermische Verlustleistung umgesetzt. Diese Art der Abschaltentlastung wird gebräuchlicher Weise auch R-C-D-Entlastungsschaltung genannt. Es ist nachteilig, daß hohe Verlustenergie abgeführt werden muß; der Wirkungsgrad der Gesamtschaltung sinkt. Außerdem fließt der größte Entladestrom zu einem Zeitpunkt, in dem der Thyristor Th₁ noch nicht völlig durchgeschaltet hat. Die noch nicht abgebaute Ventilpassung U _AK führt zu zusätzlichen Einschaltverlusten.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art mit verbessertem Wirkungsgrad zu schaffen, bei der die Abfuhr einer hohen thermischen Verlustleistung weitestgehend vermieden wird.

Die Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die kennzeichnenden Merkmale von Anspruch 1 gelöst.

Vorteilhafterweise führt die Streuinduktivität des verwendeten Stromwandlertransformators Th₁ zu einer verzögerten Entladung des Entlastungskondensators C _E . Der Entladestrom I _E fließt erst, wenn der Thyristor Th₁ seine Sperrspannung U _AK abgebaut hat. Damit sind die zusätzlichen Verluste an dem elektronischen Schaltelement, die durch die Entladung des Entlastungskondensators C _E entstehen, äußerst gering.

Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen 2 bis 7 beschrieben.

Beispielsweise wird bei einer Ausgestaltung die Entladungsenergie über den Stromwandlertransformator T₁ in die Spannungsquelle U _D zurückgespeist. Damit die Energieübertragung nur von der Primärwicklung auf die Sekundärwicklung erfolgt, wird die Stromrichtung durch eine Entkopplungsdiode D₁ vorgegeben. Durch die Streuinduktivität des Stromwandlertransformators T₁ wird die Entladezeit und der Scheitelwert des Entladestromes I _E vorgegeben. Abschaltbare Thyristoren haben eine Überstromfähigkeit, solange keine erneute Ventilabschaltung erfolgt. Darum kann eine geringe Streuinduktivität des Stromwandlertransformators T₁, welche auch einen hohen Scheitelwert des Entladestromes bedingt, gewählt werden, ohne die Schaltleistung des Thyristors Th₁ einzuschränken. Die Verluste in dem Thyristor Th₁ aufgrund des Entladestromes sind aus den oben erwähnten Gründen ohnehin gering.

Die Streuinduktivität führt dazu, daß eine Restenergie als magnetische Energie nach dem Entladeimpuls erhalten bleibt, und ein geringer Kreisstrom über die Primärwicklung des Stromtransformators T₁ und die Diode D _E verbleibt. Bei hohen Frequenzen (im kHz-Bereich) kann diese damit verbundene Vormagnetisierung des Stromwandlertransformators T₁ störend sein. Gemäß einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung kann dieser Kreisstrom durch zusätzliche Dioden D _D gedämpft werden (vgl. Fig. 2).

Der Stromabriß in der Entkopplungsdiode D₁ am Ende des Rückspeiseimpulses kann erfindungsgemäß zur Minderung des Recoverystromes der Entkopplungsdiode durch eine Schaltungsmodifikation gedämpft werden. Durch einen parallel zur Diode geschalteten Kondensator C₁ oder durch die Widerstands-Kondensator Kombination R₁, C₁ wird der zeitliche Anstieg und Abfall des Diodenstromes begrenzt.

Bei einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung kann die Rückspeisung der Ladung des Entlastungskondensators auch auf jede andere Spannungsquelle als auf die Speisespannung U _D erfolgen. Die Rückspeisungsquelle wird vorteilhafterweise dem Anwendungsfall angepaßt. Besondere Randbedingung ist bei der Wahl der Rückspeisungsquelle die Wirkungsgradoptimierung. Wenn eine Spannungsquelle von geringerem Spannungsniveau als die Speisespannung U _D zur Verfügung steht oder geschaffen wird, kann damit der Wirkungsgrad der Rückspeisung verbessert werden.

In der Zeichnung ist ein Ausführungsbeispiel nach der Erfindung dargestellt und zwar zeigt

Fig. 1 eine Rückspeiseschaltungsanordnung für den Anwendungsfall eines Gleichstromstellers,

Fig. 2 eine erweiterte Schaltungsanordnung der in Fig. 1 dargestellten Anordnung, und

Fig. 3 eine graphische Darstellung des Verlaufes der Sperrspannung U _AK über dem Thyristor Th₁.

Gemäß Fig. 1 liegt die Primärwicklung des Stromwandlertransformators T₁ parallel zu der Ladediode D _E , während seine Sekundärwicklung parallel zur Spannungsquelle U _D angeordnet ist. Im Ruhezustand liegt die Speisespannung über dem Thyristor Th₁. Der Entlastungskondensator C _E ist auf Speisespannungspotential aufgeladen. Ein Zünden des Thyristors Th₁ führt zum Anstieg des Laststromes I _L über dem Thyristor Th₁ und den Verbrauchern L, R und zum Entladestrompuls I _E über der Primärwicklung des Stromwandlertransformators T₁, über den Thyristor Th₁ und über den Entlastungskondensator C _E . Über die Sekundärwicklung und die Entkopplungsdiode D₁ wird die Energie in die Speisespannungsquelle U _D rückgespeist. Wenn der Thyristor Th₁ gelöscht wird, übernimmt die Freilaufdiode D _F den Strom. Die Spannung am Entlastungskondensator C _E steigt erheblich über das Potential der Speisespannungsquelle U _D an. Ein erster Energierückfluß über die Freilaufdiode D _F , den Entlastungskondensator C _E , die Primärwicklung und die Induktivität L₁ bedingt eine Energierückspeisung über die Sekundärwicklung und die Entkopplungsdiode D₁.

Die in Fig. 2 dargestellte Schaltungsanordnung weist zusätzlich zu derjenigen aus Fig. 1 die oben erwähnten Dämpfungsdioden D _D in Reihe zu der Primärwicklung des Stromwandlertransformators T₁ und Widerstands-Kondensator- Kombination R₁, C₁, die parallel zur Rückspeisediode D₁ angeordnet ist, auf. Weiterhin ist zu dieser Schaltungsanordnung eine weitere gleiche Schaltungsanordnung, für die dieselben Bezugszeichen verwendet werden, parallel geschaltet. Praktisch sind zwei Brückenzweige vorgesehen, durch die ein Vierpuls-Wechselrichter aufgebaut ist. Drei derartige Brückenzweige ergeben eine Wechselrichterbrücke für dreiphasige Verbraucher. Ein Energiefluß ist in beiden Richtungen möglich. Als zusätzliche Bedämpfungsmaßnahmen sind hier für Magnetisierungsströme bei hohen Frequenzen die Dioden D _D eingesetzt. Zur Dämpfung des Recoverystromes an den Rückspeisedioden D₁ sind die R-C-Kombination R₁ und C₁ parallel zur Diode D₁ geschaltet.

Fig. 3 veranschaulicht den Verlauf der Sperrspannung U _AK über dem Thyristor Th₁ und den Verlauf des Entladestromes während des Aus- und Einschaltens des elektronischen Schaltelementes. Man erkennt die zwei Rückspeiseimpulse nach dem Einschalten und Ausschalten des Thyristors Th₁. Wichtig ist die Verzögerung des Entladestromes. Dieser beginnt erst nach dem Einschalten des Thyristors Th₁ zu fließen, und zwar nachdem die Sperrspannung U _AK abgebaut ist.

Claims (7)

1. Schaltungsanordnung für ein elektronisches Schaltelement (Th₁), insbesondere für abschaltbare Thyristoren hoher Schaltleistung, mit einer Spannungsanstiegsbegrenzung durch eine Diode (D _E ) und einem Kondensator (C _E ) als Energiezwischenspeicher bei abgeschaltetem Schaltelement (Th₁), die zu dem Schaltelement (Th₁) parallelgeschaltet sind, dadurch gekennzeichnet, daß die Kondensatorentladung nach dem Einschalten des elektronischen Schaltelementes (Th₁) über das Schaltelement (Th₁) und über die Primärwicklung eines Stromwandlertransformators (T₁) geführt wird, und daß die Sekundärwicklung des Stromwandlertransformators (T₁) über eine Entkopplungsdiode (D₁) die freiwerdende Entladungsenergie in eine Spannungsquelle rückspeist.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Rückspeisung über die Entkopplungsdiode (D₁) in die den Laststrom (I) treibende Spannungsquelle (U _D ) erfolgt.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Rückspeisung zur Minimierung des Stromes im Freilaufkreis der Primärwicklung des Stromwandlertransformators (T₁) bei hohen Frequenzen auf eine Spannungsquelle mit geringer Gegenspannung erfolgt.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, 2 oder 3 unter Verwendung einer zusätzlichen Stromanstiegsbegrenzungsinduktivität (L₁) zur Reduzierung der Einschaltverlustleistung des elektronischen Schaltelementes (Th₁) oder einer sättigbaren Induktivität oder parasitärer Induktivitäten, wodurch nach dem Abschalten des elektronischen Schaltelementes (Th₁) die zusätzliche Induktivität (L₁) zu einer Überhöhung der Spannung am Entlastungskondensator (C _E ) gegenüber der speisenden Spannung (U _D ) führt, dadurch gekennzeichnet, daß die Teilentladung des Entlastungskondensators (C _E ) auf das Spannungsniveau der Speisespannung (U _D ) nach dem Abschalten über die Primärwicklung des Stromwandlertransformators (T₁) geführt wird, und daß über die Sekundärwicklung des Stromwandlertransformators (T₁) und die Entkopplungsdiode (D₁) auch die Energie dieser Teilentladung in die Spannungsquelle rückgespeist wird.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, 2, 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß in Reihe zu der Primärwicklung des Stromwandlertransformators (T₁) eine oder mehrere Dioden (D _D ) liegen, welche einen bei hohen Schaltfrequenzen auftretenden Freilaufstrom über die Ladediode (D _E ) der Primärwicklung des Stromwandlertransformators (T₁) und die Dioden (D _D ) derart bedämpft, daß bei erneutem Schaltvorgang des elektronischen Schaltelementes (Th₁) eine genügende Entmagnetisierung des Stromwandlertransformators (T₁) gewährleistet ist.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, 2, 3, 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß parallel zur Entkopplungsdiode (D₁) zur Hinderung des Recoveryeffektes mit einem Kondensator (C₁) der Rückspeisestrom bedämpft wird.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß ein Widerstand (R₁) zur Bildung einer Widerstands-Kondensatorreihenschaltung (R₁, C₁) zwecks Bedämpfung des Rückspeisestromes vorgesehen ist.