DE3625768C3 - Schaltungsanordnung zur Verarbeitung von Videosignalen - Google Patents
Schaltungsanordnung zur Verarbeitung von VideosignalenInfo
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- H04N5/14—Picture signal circuitry for video frequency region
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- Television Signal Processing For Recording (AREA)
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Description
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung mit
den im Oberbegriff des Anspruchs 1 angegebenen
Merkmalen. Insbesondere betrifft die Erfindung eine
Anordnung zur zeitlichen Ausrichtung einander ent
sprechender Signalproben aus aufeinanderfolgenden
Vollbildern nichtnormgemäßer Videosignale in einem
speichergestützten Videosignal-Verarbeitungssystem.
Die Qualität von Videosignalen kann durch den Pro
zeß rekursiver Filterung verbessert werdet. Bei diesem
Prozeß werden ankommende Basisband-Videosignale
proportioniert und mit entsprechenden Signalen ad
diert, die aus vorhergehenden Vollbildern des Videosi
gnals stammen und so proportioniert sind, daß sie die
ankommenden Videosignale supplementär ergänzen.
Videosignale sind in einem hohen Grade redundant
oder kohärent von Vollbild zu Vollbild, und daher addie
ren sich Signalbestandteile, die gleiche Bildpunkte von
Vollbild zu Vollbild repräsentieren, bei Summierung in
linearer Weise. Rauschkomponenten hingegen, die das
Videosignal begleiten, sind im allgemeinen nicht kohä
rent und ergeben bei Summierung die Quadratwurzel
aus der Summe der Quadrate der Rauschkomponenten
der einzelnen Bildpunkte, so daß im Effekt eine Rausch
verminderung bzw. eine Verbesserung des Signal/
Rausch-Verhältnisses (Rauschabstand) erfolgt.
Zur Durchführung einer rekursiven Filterung ist es
notwendig, von Signalen aus aufeinanderfolgenden
Vollbildern jeweils diejenigen Teile miteinander zu
kombinieren, die jeweils denselben Bildpunkten ent
sprechen. Signale aus aufeinanderfolgenden Vollbildern
lassen sich erhalten, indem man das Signal oder die Si
gnalsummen auf ein Verzögerungselement gibt, dessen
Verzögerungszeit exakt gleich einer Vollbildperiode ist.
Die am meisten angewandte Methode zur Ableitung
eines um ein Vollbild verzögerten Signals besteht darin,
die Signale abzufragen und die abgefragten Signalpro
ben in einem Verzögerungsregister zu speichern, das
Daten in Probenform verarbeitet, z. B. ein Ladungs
übertragungselement. Eine andere Möglichkeit besteht
darin, das abgefragte Signal in Digitalform umzuwan
deln und die digitalen Probenwerte z. B. in einem Spei
cher mit direktem oder wahlfreiem Zugriff (Random
speicher oder abgekürzt RAM) zu speichern. Da die
Toleranz der Verzögerungszeit von einer Vollbildperio
de extrem kritisch ist, wählt man für die Abfragefre
quenz (Probenrate) gewöhnlich ein ganzzahliges Vielfa
ches der Vollbildfrequenz. Das um eine Vollbildperiode
verzögerte Signal wird gewonnen, indem man die ein
zelnen Proben aus dem Speicher um das gleiche Vielfa
che von Abfrage- oder Probenperioden später als deren
Einspeicherung ausliest.
Wie aus 1985 JEEE Int. Conf. on Consumer Electro
nic, Seiten 248/249 bekannt ist, können digitale Video-
Verarbeitungseinrichtungen verschiedene Abfragesy
steme benutzen, wobei in einem Fall der Abfragetakt
mit dem Farbhilfsträger und in einem anderen Fall der
Abfragetakt mit den Horizontalsynchronsignalen syn
chronisiert ist. Die nachfolgend zu beschreibende Erfin
dung ist auf ein System der erstgenannten Art anwend
bar und auch auf andere Systeme, welche die Abfrage
technik der zweitgenannten Art nicht benutzen. Die Er
findung kann daher für Videosignale der verschiedenen
Formate wie NTSC, PAL und SECAM verwendet wer
den.
Als Beispiel sei ein Videosignal der NTSC-Norm be
trachtet. Bei einem Abfragetakt, dessen Frequenz ein
geradzahliges Vielfaches der Farbhilfsträgerfrequenz
ist, entfällt auf jede Vollbildperiode eine ganze Zahl von
Taktperioden. Aufgrund dieses Merkmals kann eine
Speichereinrichtung leicht für eine Verzögerung von
genau einer Vollbildperiode ausgelegt werden, indem
man sie einfach so konstruiert, daß sie die erwähnte
ganze Zahl von Speicherplätzen hat, die nacheinander
adressiert werden.
Nicht alle Fernsehsignale, die zur Verarbeitung in
NTSC-Systemen kompatibel sind, entsprechen jedoch
genau dem NTSC-Standardformat. So haben z. B. Si
gnale, die von Videorecordern und/oder Bildplatten er
zeugt werden, eine "zitternde" Zeitbasis wegen Instabili
täten im jeweiligen Transportmechanismus. Das Zittern
führt zu Vollbildperioden schwankender Länge im wie
dergegebenen Signal. Das System, welches dieses Signal
verarbeitet leitet ein Abfragesignal aus dem im zittern
den Signal enthaltenden Farbhilfsträger ab, so daß die
Anzahl von Abfrageperioden pro Vollbild ebenfalls
schwanken kann. In jedem Fall hat die Erfahrung ge
zeigt, daß sich bei Verarbeitung vieler Signale, die nomi
nell NTSC-Signale sind, die Phase des Abfragetaktes
relativ zu den Horizontal- und Vertikalsynchronsigna
len von Vollbild zu Vollbild ändert. Diese Phasenände
rung verschlechtert das Leistungsvermögen eines re
kursiven Filters wegen der verschlechterten Kohärenz
des Videosignals von Vollbild zu Vollbild, weil eine Ver
zögerung von genau einer Vollbildperiode nicht mehr
einer ganzen Zahl von Taktperioden entspricht.
Um die vorteilhaften Möglichkeiten eines rekursiven
Filters voll auszunutzen, müssen entweder die Ein
gangssignale oder die verzögerten Signale zeitlich so
verschoben werden, daß beide Signale Proben haben,
die jeweils denselben Bildpunkten entsprechen. Diese
Zeitverschiebung wird als "Schlupfkorrektur" bezeich
net. Mit dem Wort "Schlupf" sei im vorliegenden Fall die
Phasendifferenz gemeint die zwischen den Abfrage-
oder Taktsignalen einerseits und dem Horizontalsyn
chronsignal (HSYNC) des ankommenden Signals besteht.
Der Schlupf ist der Bruchteil einer Taktperiode, um den
die Phase des Taktsignals gegenüber derjenigen des Si
gnals HSYNC differiert Zweckmäßigerweise kann der
Schlupf an demjenigen Taktimpuls gemessen werden,
der als letztes vor der Mitte des Horizontalsynchronim
pulses HSYNC erscheint, und es sei angenommen, daß
der Schlupf für die Dauer der jeweils nach dem betref
fenden HSYNC-Impuls folgenden Zeile des Videosignals
konstant ist. Jeder Bildpunkt einer gegebenen Horizon
talzeile hat also unter dieser Annahme den gleichen
Schlupf wie der erste Bildpunkt dieser Zeile. Jede Hori
zontalzeile hat im allgemeinen einen anderen Schlupf
wert, ausgenommen der Fall eines normgemäßen Si
gnals. Der Ausdruck "normgemäßes Signal" bezeichnet
also hier ein Signal, in dem jede Horizontalzeile densel
ben Schlupfwert hat (der auch gleich Null sein kann),
und ein "nicht-normgemäßes Signal" ist eines, in dem
sich der Schlupfwert über eine oder mehrere Zeilen
ändert. Ein Signal der PAL-Rundfunknorm ist also im
hier verstandenen Sinne wegen seines 25-Hz-Offsets ein
nicht-normgemäßes Signal.
Aus der GB 2 080 656 A ist eine Schaltung zur Besei
tigung von Schwankungen in den zur Synchronisation
notwendigen Zeitbasissignalen der zu verarbeitenden
Videosignale bekannt, wobei die anliegenden Videosi
gnale, welche in ihrer Phase einen Schlupf aufweisen
können, in Signalproben digitalisiert werden und einer
Schlupfmeßeinrichtung zugeführt werden, welche Steu
ersignale erzeugt, die proportional zur Phasendifferenz
zu einem Bezugssignal sind. Diese Steuersignale werden
zur Regelung eines Oszillators benutzt, der Abtasttakt
signale liefert, mit Hilfe deren Signalspeicher so ausge
lesen werden, daß der Signalschlupf kompensiert wird.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, Maßnah
men zur Schlupfkorrektur anzugeben, um eine genaue
Verarbeitung von Bildinformationen in Form von Ab
tastdaten zu erlauben wenn momentane Abtastdaten
mit um ein oder mehrere Halbbilder zurückliegenden
Abtastdaten zu kombinieren oder zu vergleichen sind,
wie etwa bei einer Signalverarbeitung mit rekursiver
Filterung zur Verringerung von Rauschen, Artefakten
oder bei Bildbewegungen.
Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 angege
benen Merkmale gelöst Weiterbildungen der Erfindung
sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.
Eine Anordnung gemäß der vorliegenden Erfindung
enthält ein Verzögerungselement und eine Videosignal-
Verarbeitungsschaltung zur Verarbeitung eines ankom
menden und eines verzögerten Signals. Bei einer Aus
führungsform der Erfindung ist die Anordnung so ange
schlossen, daß sie den Schlupf des ankommenden Si
gnals fühlt und ändert, so daß das ankommende Signal
und die verzögerten Signale im wesentlichen gleiche
Schlupfwerte von Zeile zu Zeile haben. Bei einer weite
ren Ausführungsform der Erfindung ist eine Anordnung
zur Erfassung und Korrektur des Schlupfes mit dem
Ausgang des Verzögerungselementes gekoppelt, um
den Schlupf des verzögerten Signals an den Schlupf des
ankommenden Signals anzupassen.
Die Erfindung wird nachstehend an Ausführungsbei
spielen anhand von Zeichnungen näher erläutert.
Fig. 1 ist ein Zeitdiagramm zur Beschreibung des
Schlupfes und der gewünschten Schlupfkorrektur;
Fig. 2A ist ein Blockschaltbild einer Signalinterpola
tionsschaltung zur Durchführung der Schlupfkorrektur;
Fig. 2B ist eine Tabelle, die verschiedene Steuerwerte
für die Schaltung nach Fig. 2A und die jeweils entspre
chende, von der Schaltung bewirkte effektive Zeitver
schiebung des Signals angibt;
Fig. 3A ist ein Blockschaltbild einer Schlupfmeßschal
tung, und Fig. 3B zeigt Diagramme zur Beschreibung
der Funktion der Schaltung nach Fig. 3A;
Fig. 4 und 5 sind Blockschaltbilder alternativer Aus
führungsformen von rekursiven Videosignalfiltern mit
Schlupfkorrektur.
Die Erfindung wird nachstehend anhand von Digital
schaltungen erläutert, sie kann jedoch auch, bei passen
der Änderung der Schaltungen, zur Verarbeitung von
Analogsignalen eingesetzt werden. Es sei angenommen,
daß das zu verarbeitende Signal aus Abfrageproben je
weils in Form paralleler Bits besteht und daß die Proben
mit einer Folgefrequenz (Probenrate) erscheinen, die
das Vierfache der Farbhilfsträgerfrequenz ist. Ferner sei
angenommen, daß eine Umwandlung der Proben aus
der Analogform in die Digitalform unter Steuerung
durch ein Taktsignal Φs stattgefunden hat, das mit dem
Farbhilfsträger phasensynchronisiert ist. In den Zeich
nungen bedeuten die breiten gepfeilten Verbindungs
wege zwischen einzelnen Schaltungsteilen jeweils
Schienen zur Übertragung paralleler Bits. Dünne ge
pfeilte Linien stellen Verbindungen aus jeweils einem
einzigen Leiter dar.
In der Fig. 1 stellt die Wellenform A einen den Hori
zontalsynchronimpuls enthaltenden Teil einer Horizon
talzeile z. B. eines Leuchtdichtesignals dar (es sei darauf
hingewiesen, daß die Diagramme der Fig. 1 nicht maß
stabsgetreu gezeichnet sind). Die Wellenformen B und
C stellen Abfragetaktsignale (Systemtakt) dar. Es sei
angenommen, daß die Impulse der Wellenform B zu
Zeitpunkten erscheinen, in denen ein mit dem Hilfsträ
ger eines normgemäßen Signals synchronisiertes Takt
signal erscheinen würde. Das heißt, wenn die Wellen
form A der Zeile N eines stillstehenden Bildes ent
spricht dann stellt die Wellenform B den gewünschten
Abfrage- oder Systemtakt für jedes der aufeinanderfol
genden Vollbilder dar, wenn kein Schlupf herrscht. Al
ternativ kann auch ein Taktsignal mit konstantem
Schlupf verwendet werden. In jedem dieser Fälle er
scheint ein Abfragetaktimpuls r immer zum selben Zeit
punkt gegenüber dem Horizontalsynchronimpuls
HSYNC. Dieser Zeitpunkt entspricht einer Signalprobe
S2 der Wellenform A. Die Wellenform C stellt einen mit
dem Hilfsträger synchronisierten Takt dar, der einen
gewissen Schlupf hat. Die Anzahl der in der Wellenform
C enthaltenen Impulse pro Vollbildperiode kann sich
von Vollbild zu Vollbild unterscheiden. Im allgemeinen
kann die Differenz in der Anzahl ganzer Taktimpulse in
einer Vollbildperiode in den Austastintervallen "aufge
sogen" werden. Der Abfragephasenfehler (Schlupf) je
doch, der ein Bruchteil einer Taktperiode ist, läßt sich
nur dadurch korrigieren, daß man auf die Proben selbst
oder auf das Abfragetaktsignal einwirkt.
Eine Methode zur Korrektur besteht darin, die Pro
benwerte von Zeile zu Zeile so zu justieren, daß sie den
Werten derjenigen Proben entsprechen, die mit einem
Takt entnommen würden, der keinen Schlupf oder ir
gendeinen konstanten Schlupf hat. So können z. B. die
mit dem Taktsignal der Wellenform C erzeugten Pro
benwerte so justiert werden, daß sie gleich oder annä
hernd gleich entsprechenden Probenwerten sind die mit
dem Taktsignal der Wellenform B erzeugt würden. Für
die Fig. 1 sei angenommen, daß der Taktimpuls r' der
Wellenform C dem Taktimpuls r der Wellenform B ent
spreche. Der Taktimpuls r' ist gegenüber dem Taktim
puls r um die Hälfte einer Taktperiode Ts zeitlich vor
verschoben. Der Taktimpuls r' liefert einen Probenwert
S1. Wünschenswert wäre aber, wenn der Taktimpuls r'
gleichzeitig mit dem Taktimpuls. r erschiene und den
Probenwert S2 brächte.
Ersetzt man die Probe, die gleichzeitig mit dem Takt
impuls r' entnommen wird, durch eine Probe mit einem
Wert, der ungefähr gleich S2 ist dann wird dadurch die
zeitliche Lage des mit dem Taktsignal C abgefragten
Signals effektiv vorverschoben, so daß das neue Signal
so aussieht, als wäre es unter Verwendung des ohne
Schlupf erscheinenden Taktsignals B abgefragt worden.
Die Werte der als Ersatz zu nehmenden Proben kön
nen dadurch ermittelt werden, daß man die Werte auf
einanderfolgender Proben, die mit den Taktimpulsen
der Wellenform C entnommen sind, in einer vom
Schlupfwert abhängigen Weise interpoliert. Einfach ge
sagt rechnet ein Interpolator eine Ersatzprobe dadurch
aus, daß er eine gegebene Probe mit einer Bruchzahl
1-K gewichtet (wenn der Schlupf gleich dem Bruchteil K
einer Abfragetaktperiode Ts ist) und die nächstfolgende
Probe mit einem Wert K gewichtet und dann die beiden
gewichteten Proben miteinander addiert. Die durch die
sen einfachen Interpolator gebildeten Ersatzproben ha
ben Werte, die den Werten von Proben angenähert sind,
welche mit einem um K.Ts verzögerten Abfragetakt
genommen wären. Wenn man in Signalwege, die paral
lel zum Interpolator liegen, kompensierende Verzöge
rungen von Ts einfügt, dann ist das interpolierte Signal
effektiv um K.Ts gegenüber diesen parallelen Signalen
vorverschoben.
Ein derart einfacher Interpolator ist jedoch nur dann
zufriedenstellend, wenn das Taktsignal eine Frequenz
hat die um eine Größenordnung höher liegt als die
höchste Frequenz in den verarbeiteten Signalen. Für
konventionelle Videosignale mit Probenraten gleich
dem Vierfachen der Farbhilfsträgerfrequenz (4Fsc) sind
die von einem solchen Interpolator gelieferten Nähe
rungen im allgemeinen aber ungenügend.
Die Fig. 2A zeigt eine Schaltung, welche Ersatzpro
benwerte berechnet, um effektive Signalverzögerungen
abhängig vom Schlupfwert des Abfragetaktes herbeizu
führen. Diese Schaltung ist eine Ausführungsform des
schlupfkorrigierenden Teils der erfindungsgemäßen
Anordnung, wie sie in den Fig. 4 und 5 dargestellt ist.
Der Schlupfwert ist eine Meßgröße (ausgedrückt z. B. in
Bruchteilen einer Takt- oder Abfrageperiode) der Diffe
renz zwischen dem Zeitpunkt des letzten Taktimpulses
oder dem Auftreten der letzten Signalprobe unmittel
bar vor der Mitte des Horizontalsynchronimpulses und
dem Zeitpunkt der Mitte des Horizontalsynchronimpul
ses. Zum Zwecke der Erläuterung wird das Maß des
Schlupfes in Achteln einer Taktperiode angegeben.
Die in der Fig. 2A innerhalb des gestrichelten Rah
mens 12 dargestellte Schaltung führt eine vom Schlupf
abhängige Interpolation durch, hat jedoch eine Ampli
tudendämpfung bei höheren Frequenzen. Das Schal
tungselement 30 entwickelt ein frequenzabhängiges Si
gnal, das den von der Schaltung 12 erzeugten Proben
werten hinzuaddiert wird, um die Dämpfung hoher Fre
quenzen zu kompensieren. Das vom Schaltungselement
30 entwickelte kompensierende Signal wird mit einem
Faktor Q gewichtet, der abhängig ist von der Eigenver
stärkung des Elementes 30 und von der eingeführten
Schlupfkorrektur.
Videosignalproben, die Horizontalsynchronkompo
nenten enthalten, werden dem Eingangsanschluß 10 zu
geführt und von dort auf einen Schlupfdetektor 27 ge
koppelt. Der Abfrage- oder Systemtakt Φs wird eben
falls an den Schlupfdetektor 27 gelegt, der den Schlupf
entsprechend einer Horizontalzeile des Videosignals
mißt. Der Detektor 27 liefert einen Schlupfwert, der
eine Binärzahl sein kann, die dem Nenner des Bruchs
entspricht, der den schlupfbedingten Offset definiert.
Die vom Detektor 27 erzeugten Schlupfwerte werden
an den Adresseneingang 26 eines Festwertspeichers
(ROM) 28 gelegt. Der Festwertspeicher 28 liefert auf
grund der angelegten Schlupfwerte Gewichts- oder Be
messungsfaktoren K, 1-K und Q, deren erster an eine
Bemessungsschaltung 14, deren zweiter an eine Bemes
sungsschaltung 18 und deren dritter an einen Kompen
sationssignalgenerator 30 gelegt wird. Die einzelnen Be
messungsfaktoren sind für verschiedene mögliche
Schlupfwerte in der Tabelle der Fig. 2B aufgelistet. Die
laufende oder ankommende Videosignalprobe am Ein
gangsanschluß 10 wird auch auf die Bemessungsschal
tung 14 gegeben, worin sie mit dem betreffenden Faktor
(K) gewichtet wird. Die vorangegangene Probe, die in
einem Verzögerungselement 16 verzögert worden ist,
deren Eingang mit dem Eingangsanschluß 10 verbunden
ist, wird auf die Bemessungsschaltung 18 gegeben, worin
diese Probe mit dem Wert (1-K) gewichtet wird. Die
gewichtete laufende Probe und die gewichtete vorheri
ge Probe werden in einem Addierer 20 summiert, um
eine Ausgangsprobe S0 zu liefern, die der nachstehen
den Gleichung folgt
S0 = Sr+1(K) + Sr(1-K) (1)
wobei Sr+1 und Sr die Probenwerte sind die an den
Abfragepunkten r + 1' und r' erscheinen. Wenn der
Schlupf gleich 0 ist, d. h. wenn in der Darstellung der
Fig. 1 die Impulse der Wellenform C koinzident mit den
Impulsen der Wellenform B sind, so daß der Impuls r'
koinzident mit dem Impuls r ist, dann ist K gleich Null
und S0 = Sr, wie gewünscht Allgemein gilt, wenn der
Schlupf ein ganzzahliges Vielfaches (X mit 0 ≦ X ≦ 7)
von Achteln der Abfrageperiode ist, die Gleichung
S0 = X/8Sr+1 + (8-X)/8Sr (2)
Die effektiven Signalverzögerungen ED am Ausgang
des Addierers 20 für X gleich 0, 1, 2 . . . 7 sind in der Spalte
"Verzögerung ED" in Fig. 2B aufgelistet. Man erkennt,
daß mit zunehmendem Wert von K die effektive Signal
verzögerung des Signals abnimmt.
Der Ausgang des Addierers 20 ist über ein Verzöge
rungselement 22, dessen Verzögerungszeit eine Abfra
geperiode beträgt, mit einem Eingang eines Addierers
24 verbunden. Der andere Eingang des Addierers 24 ist
an den Ausgang des Kompensationssignalgenerators 30
angeschlossen. Die Gesamt-Signalverzögerungen am
Ausgang des Addierers 24 für verschiedene Schlupfwer
te sind in der letzten Spalte der Tabelle in Fig. 2B aufge
listet.
Bei dem Kompensationssignalgenerator 30 der durch
die Übertragungsfunktion Q.(-1 + Z-1 - Z-2 - Z3) in
herkömmlicher Schreibweise für Z-Transformierte defi
niert ist, handelt es sich um ein Filter für Daten in Abfra
ge- oder Probenform, das einen kosinusförmigen Fre
quenzgang hat. Der Frequenzgang hat Nullstellen bei
null Hertz und bei Vielfachen der halben Abfragefre
quenz. Das erste Maximum des Frequenzgangs liegt
z. B. bei ungefähr 4,77 MHz, wenn eine Taktfrequenz
von 14,3 MHz verwendet wird. Die Gruppenlaufzeit des
Filters ist gleich 3 Ts/2. Das Verzögerungselement 22
zwischen dem Interpolator 12 und dem Addierer 24
sorgt dafür, daß die Gesamtverzögerung des den Inter
polator 12 enthaltenden Schaltungszweiges gleich ist
der Gruppenlaufzeit des Filters 30, wenn der Interpola
tor 12 so konditioniert ist, daß er eine Signalverzöge
rung von Ts/2 bewirkt.
Die Anordnung ist allgemein so ausgelegt, daß der
Frequenzgang der Amplitude des Kompensationssi
gnalgenerators 30 in demjenigen Frequenzbereich an
steigt, wo der Frequenzgang der Amplitude des Inter
polators 12 abfällt (d. h. dämpft). Die Addition eines
Teils des Kompensationssignals, bei welchem die Am
plitude mit der Frequenz ansteigt (ansteigender Fre
quenzgang), mit dem Ausgangssignal des Interpolators
12, bei dem der Frequenzgang der Amplitude abfällt,
führt zu einem Signal mit relativ flachem Frequenzgang.
Die Dämpfung des Interpolators 12 ändert sich mit dem
Wert der Bemessungsfaktoren K. Wenn sich also die
Dämpfung ändert, muß der zur Kompensation der
Dämpfung erforderliche Betrag des Signals geändert
werden. Theoretisch wurde ermittelt, daß für die ange
gebene Übertragungsfunktion des Kompensationssi
gnalgenerators 30 die in der Tabelle 2B aufgelisteten
Faktoren Q in Verbindung mit den jeweiligen Bemes
sungsfaktoren K dem Signal am Ausgang des Addierers
24 einen Frequenzgang geben, der relativ flach über das
von den Videosignalen belegte Frequenzband ist, und
zwar für wählbare Verzögerungen von einer bis nahezu
zwei Abfrageperioden.
Die Fig. 3A zeigt eine beispielgebende Schlupfdetek
torschaltung, die zur Steuerung der Schlupfkorrekturschaltung
nach Fig. 2A benutzt werden kann. Eine inte
grierte Schaltung, die einen funktionell ähnlichen
Schlupfdetektor enthält, ist der Baustein DPU 2532 (De
flection Prozessor Unit), der beschrieben ist auf den
Seiten 47 bis 72 des Datenbuchs "Digit 2000 NTSC Dou
ble-Scan VLSI Digital TV System" (Ausgabe 1985/5) der
ITT Intermetall, Freiburg, BRD.
Gemäß der Fig. 3A wird das Videoeingangssignal an
die Synchronsignal-Abtrennstufe 300 gelegt, welche die
Horizontalsynchronkomponente H aus dem Signal ab
trennt und sie auf ein Tiefpaßfilter 318 gibt. Das Tief
paßfilter 318 vermindert das Rauschen im Synchronsi
gnal und erzeugt das Signal FH, das an einen Akkumula
tor 314 gelegt wird. Die Periode des Signals FH wird wie
folgt bestimmt. Der Schlupfdetektor 27' enthält einen
Zähler 310, der durch den Abfragetakt Φs taktgesteuert
wird (angenommenerweise mit dem Vierfachen der
Farbhilfsträgerfrequenz, also mit 4fsc) und der durch ei
nen Vergleicher 312 zurückgestellt wird, wenn der Zähl
stand gleich der Periode T der Horizontalsynchronkom
ponente FH ist. Der Akkumulator 314 mißt die Zeitdif
ferenz zwischen der Mitte des Impulses FH und dem
Auftreten eines Hauptsynchronimpulses MS, der von
einem mit dem Ausgang des Zählers 310 gekoppelten
Decoder 320 geliefert wird, wenn der Zählstand des
Zählers 310 einen vorbestimmten Wert erreicht. Dieses
Zeitdifferenz- oder Fehlersignal ist in einem solchen
Maßstab bemessen, daß es den Fehler in Form einer
Anzahl von Perioden (und Bruchteilen davon) des Ab
fragetaktes angibt. Der Maßstabsfaktor ist proportional
dem Kehrwert der doppelten Amplitude des Signals FH
zum Zeitpunkt des Auftretens des Signals MS. Das be
messene Fehlersignal wird in einem Filter 319 tiefpaß
gefiltert und in einem Addierer 316 mit der Zahl "910"
addiert, die gleich ist der Anzahl von Perioden des 4Fsc-
Abfragetaktes in einer Zeile eines NTSC-Normsignals.
Der Addierer 316 entwickelt das Periodenanzeigesignal
T, das die Schwelle des Vergleichers 312 steuert und
dadurch den Zähler 310 mit der Horizontalsynchron
komponente des Videoeingangssignals synchronisiert.
Wenn nicht-normgemäße Signale empfangen wer
den, dann ist die Periode des Zählers um ein Maß fehler
haft, das gleich dem Schlupf des Abfragetaktsignals ist.
Dies ist deswegen so, weil der Zähler 310 nur ganze
Perioden des Abfragetaktsignals zählt, während die Pe
riode der Synchronimpulse FH auch noch einen Bruch
teil einer Taktperiode umfassen kann. Da der Hauptsyn
chronimpuls MS durch Decodierung des Zählwertes des
Zählers 310 erzeugt wird, erscheint auch er nur in einer
ganzen Zahl von Perioden des Abfragetaktes und hat
deswegen ebenfalls einen Fehler in Höhe des Schlupfes
des Abfragetaktes. Das bemessene Ausgangssignal des
Akkumulators 314 enthält ebenfalls den Schlupffehler,
weil es durch den Impuls MS synchronisiert wird.
Die Schlupffehler werden durch eine Halte- oder
Latch-Schaltung (Zwischenspeicher) 322 und einen Ad
dierer 324 gefühlt. Es sei daran erinnert, daß der Schlupf
die in Bruchteilen einer Taktperiode ausgedrückte Zeit
differenz zwischen Taktsignal und Synchronsignal ist,
wie es die Fig. 1 veranschaulicht. Wenn angenommen
wird, daß der Wert des Periodenanzeigesignals T kor
rekt ist, und wenn der Bruchbestandteil des Signals T
nicht gleich Null ist, dann wird sich der Schlupf von Zeile
zu Zeile ändern. Wenn beispielsweise die Periode des
Signals FH genau 910,1 Taktperioden lang ist, dann prä
zediert der Abfragetakt Φs gegenüber dem Synchronsi
gnal FH mit einer Geschwindigkeit von genau 0,1 Takt
perioden pro Zeile. Ist also der Schlupf am Beginn der
Zeile Nr. 1 gleich Null, dann ist er am Beginn der Zeile
Nr. 2 gleich 0,1, am Beginn der Zeile Nr. 3 gleich 0,2, usw.
Die Schlupfdaten werden mittels des Addierers 324 er
zeugt, der den Schlupf der vorherigen Zeile (in der
Latch-Schaltung 322 gespeichert) mit dem Periodenan
zeigesignal T addiert. Der Bruchbestandteil der Summe
wird dann in der Latch-Schaltung 322 gespeichert, die
als Akkumulator zur Erzeugung der Schlupfdaten funk
tioniert. Der in der Latch-Schaltung 322 enthaltene
Bruchbestandteil der Summe ist die den Schlupfwert
angebende Ausgangsgröße, die zur Steuerung der
Schlupfkorrekturschaltung verwendet wird. Der ganz
zahlige Teil des vom Addierer 324 gelieferten Signals
wird an den Vergleicher 312 gelegt, um die Periode des
Zählers 310 zu justieren.
Die Schlupferfassung beruht auf der Annahme, daß
das Periodenanzeigesignal T die Periode des Videoein
gangssignals korrekt darstellt. Aus der vorangegange
nen Beschreibung ist jedoch ersichtlich, daß das bemes
sene Ausgangssignal des Akkumulators 314 den
Schlupffehler enthält, weil es durch den Impuls MS zeit
gesteuert ist, der nur auf eine ganze Anzahl von Taktpe
rioden hin erscheinen kann. Dieser Fehler wird aus dem
Signal T mit Hilfe der Subtrahierschaltung 326 entfernt,
die den erfaßten und von der Latch-Schaltung 322 gelie
ferten Schlupfwert von der Ausgangsgröße des Akku
mulators 314 subtrahiert.
Der Akkumulator 314 führt Phasenmessungen mit ei
ner Genauigkeit durch, die feiner ist als die Auflösung
des Systemtaktes Φs. Der Akkumulator kann so aufge
baut sein, wie es z. B. in der US-Patentschrift 4 471 299
beschrieben ist. Die Fig. 3B zeigt vereinfacht, wie die
Messungen erfolgen. Die Wellenform A in dieser Figur
zeigt den Impuls FH als Funktion der Zeit. Der Akku
mulator 314 mißt im wesentlichen die beiden Teilflächen
des Impulses FH, die dem in der Wellenform B einge
zeichneten Impuls MS vorangehen (Fläche 1) bzw. fol
gen (Fläche 2). Dies kann dadurch geschehen, daß der
Akkumulatorwert anfänglich beim vorderen Übergang
des Impulses FH auf Null gestellt wird und daß dann der
Zählwert im Akkumulator bei jeder der Taktperioden
(vertikale Taktstriche), die dem Impuls MS vorangehen,
jeweils um ein Maß vermindert wird, das proportional
dem Betrag des Impulses FH zum betreffenden Zeit
punkt ist. Anschließend wird bei jeder Taktperiode nach
dem Impuls MS der Zählwert im Akkumulator um ein
Maß erhöht, das proportional zur jeweiligen Amplitude
des Impulses FH ist. Die Rückflanke des Impulses FH
hält den Betrieb des Akkumulators an. Wenn der Impuls
MS genau mit der Mitte des Impulses FH ausgerichtet
ist (wie in den Wellenformen A und B gezeigt), dann sind
die Flächen 1 und 2 einander gleich, und die Ausgangs
größe des Akkumulators ist gleich Null, was einen
Schlupf von Null anzeigt. Erscheint der Impuls MS vor
der Mitte des Impulses FH, dann unterscheiden sich die
beiden Flächen (wie in den Wellenformen C und D ge
zeigt), und die Ausgangsgröße des Akkumulators ist
proportional dem Doppelten der kreuzschraffierten
Fläche. Diese Fläche stellt also die Zeitdifferenz zwi
schen dem Impuls MS und der wahren Mitte des Hori
zontalsynchronimpulses FH dar. Man kann dann die
Ausgangsgröße des Akkumulators so bemessen, daß
das Ergebnis als Anzahl von Abfragetaktperioden (und
Bruchteilen davon) ausgedrückt wird.
Die Fig. 4 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel eines
rekursiven Filters für Videosignale mit Schlupfkorrek
tur zur Verarbeitung nicht-normgemäßer Signale ge
mäß der Erfindung. Die innerhalb der gestrichelten Umrahmung
42 dargestellten Schaltungselemente bilden
ein rekursives Filter zur Verwendung mit normgemä
ßen Videosignalen. Die Schaltung 42 empfängt Videosi
gnale an einem Eingang einer Subtrahierschaltung 44,
deren zweiter Eingang von einem Verzögerungsele
ment 50 Signale empfängt, die um eine Bildperiode ver
zögert sind. Die Differenzwerte von der Subtrahier
schaltung 44 werden auf eine Bemessungsschaltung 46
gegeben, worin sie mit einem Faktor α bemessen wer
den, der typischerweise kleiner ist als 1. Die Bemes
sungsschaltung 46 kann adaptiv dahingehend sein, daß
sich die Faktoren α als Funktion der Bildbewegung und/
oder als Funktion des Rauschanteils im Signal verän
dern lassen. Die bemessenen Differenzwerte werden auf
einen Eingang eines Addierers 48 gegeben, dessen zwei
ter Eingang das verzögerte Signal vom Verzögerungs
element 50 empfängt. Der Addierer 48 erzeugt ein
rauschvermindertes Signal, das zum Eingang des Verzö
gerungselementes 50 gegeben wird. Das Ausgangssi
gnal SA des Addierers 48 ist durch folgende Gleichung
gegeben:
SA = αSI + (1 - α)SD (3)
wobei SI und SD die Amplituden des ankommenden
bzw. des verzögerten Signals darstellen. Das verzögerte
Signal SD entspricht dem Wert des Signals SA aus der
vorangegangenen Bildperiode. Wenn die Signale SI und
SD beides Basisband-Videosignale sind (z. B. Leucht
dichtesignale, Farbdifferenzsignale oder Primärfarbsi
gnale) und keine Bildbewegung vorhanden ist, dann ist
die Signalkomponente von SD gleich der Signalkompo
nente von SA uns SI.
Wenn diese Bedingung erfüllt ist, dann kann die Glei
chung (3) erweitert werden, indem man das Signal SA für
das Signal SD einsetzt Tut man dies und faßt gleicharti
ge Terme zusammen, dann erhält man als Ergebnis, daß
die Signalkomponente von SA gleich der Signalkompo
nente von SI ist. Der Effektivwert der Rauschkompo
nente des Ausgangssignals konvergiert auf den Effektiv
wert der ankommenden Rauschkomponente, bemessen
mit dem Faktor √α/(2 - α), wobei typischerweise α = 1.
Um die Schaltung 42 zu nutzen, müssen die ankom
menden Signale einen Schlupfwert haben, der von Bild
periode zu Bildperiode konstant (oder gleich Null) ist.
Ein Schlupfkorrektor 38 wie z. B. die Schaltung nach
Fig. 2a ist in Serie in den Eingangsweg zur Subtrahier
schaltung 44 geschaltet. Der Schlupfkorrektor 38 nimmt
Eingangssignalproben an der Schiene 36 auf und kondi
tioniert diese Proben so, daß sie einen konstanten
Schlupfwert bezogen auf eine gemeinsame Größe ha
ben, wie es in Verbindung mit Fig. 2A beschrieben wur
de.
Die Eingangssignalproben auf der Schiene 36 werden
auch zu einem Schlupfdetektor 40 gegeben. Das Sy
stem- oder Abfragetaktsignal Φs wird ebenfalls auf den
Schlupfdetektor 40 gekoppelt. Der Schlupfdetektor 40
mißt den Schlupf des Abfragetaktes Φs relativ zu dem
im Eingangssignal enthaltenen Horizontalsynchronim
puls und legt die Schlupfwerte an den Schlupfkorrektor
38. Der Schlupfwert wird für jede Horizontalzeile ge
messen und für das betreffende Zeilenintervall konstant
gehalten. (In einer alternativen Ausführungsform kön
nen anstelle des Eingangssignals 36 Horizontalsyn
chronimpulse HSYNC z. B. aus einer Synchronsignal-Ab
trennstufe direkt an den Schlupfdetektor 40 gelegt wer
den, so daß dieser Detektor die zur Extrahierung der
Synchronimpulse aus dem Eingangssignal erforderli
chen Schaltungen nicht zu enthalten braucht.)
In konventionellen Fernsehempfängern werden die
verarbeiteten Signale unter Verwendung eines Ablenk
systems wiedergegeben, das mit den Horizontalsyn
chronkomponenten des Eingangssignals phasensyn
chronisiert ist. Die Schlupfkorrektur, die an den zum
rekursiven Filter gegebenen Signalen durchgeführt
wird, kann zu einer Fehlausrichtung der Bilddaten ge
genüber den eingangsseitigen Synchronimpulsen und
dem Systemtakt führen. Daher ist ein zweiter Schlupf
korrektor erforderlich, um die verarbeiteten (rauschver
minderten) Signale wieder so auszurichten, daß sie mit
tels eines Ablenksystems wiedergegeben werden kön
nen, das mit den Horizontalsynchronkomponenten der
ankommenden Signale phasensynchronisiert ist. Ein sol
cher zweiter Schlupfkorrektor 52 ist mit dem Ausgang
des Addierers 48 gekoppelt und empfängt die Schlupf
daten vom Schlupfdetektor 40. Das Ausgangssignal vom
Schlupfkorrektor 52 hat den gleichen Schlupf wie das
ankommende Signal auf der Schiene 36.
Der zweite Schlupfkorrektor 52 kann ähnlich wie die
erste Schlupfkorrektor 38 sein, er muß jedoch so ausge
legt werden, daß seine Signalverzögerung komplemen
tär zu derjenigen des Schlupfkorrektors 38 ist. Eine
"komplementäre" Signalverzögerung bedeutet, daß
wenn der Schlupfkorrektor 38 das Signal effektiv um ein
X-tel einer Abfrageperiode verzögert, der Schlupfkor
rektor 52 eine effektive Verzögerung gleich einem
(1-X)-tel einer Abfrageperiode zu bringen hat. Wenn
also die Schlupfkorrektoren 38 und 52 die Form der in
Fig. 2A gezeigten Schaltung haben, dann sind die Be
messungsfaktoren K und (1-K) im Schlupfkorrektor 52
gegenüber den Bemessungsfaktoren K und (1-K) im
Schlupfkorrektor 38 zu vertauschen. Alternativ kann
der Schlupfkorrektor 52 auch genauso wie der Schlupf
korrektor 38 ausgebildet sein, falls man dafür sorgt, daß
die Schlupfsignale, die dem Schlupfkorrektor 52 vom
Schlupfdetektor 40 angelegt werden, Komplemente
derjenigen Schlupfsignale sind, die dem Schlupfkorrek
tor 38 angelegt werden.
Die Kombination der beiden Schlupfkorrektoren 38
und 52 hat auf das verarbeitete Signal eine solche Wir
kung, daß das verzögerte Bild um eine volle Abfragepe
riode verzögert wird. Diese Verzögerung um eine Ab
frage- oder Probenperiode kann in der Ablenkschaltung
kompensiert werden. Die Bildverschiebung von einer
Abfrageperiode kann aber auch in der Überabtastung
der Bildröhre aufgenommen werden und ist dann über
haupt nicht zu sehen.
Die Fig. 5 zeigt eine zweite Ausführungsform eines
rekursiven Videosignalfilters zur Verarbeitung nicht-
normgemäßer Signale, worin nur ein einziger Schlupf
korrektor benötigt wird. In der Anordnung nach Fig. 5
erfolgt die Schlupfkorrektur am verzögerten Signal, das
vom Verzögerungselement kommt. Der Schlupf im ver
zögerten Signal wird so geändert, daß dieses Signal den
gleichen Schlupf wie das ankommende Signal bekommt.
Der Schlupf des rauschverminderten Signals wird daher
gleich dem Schlupf des ankommenden Signals gemacht
und erfordert keine Änderung zum Zwecke der Wieder
gabe.
Das auf einer Schiene 60 ankommende Videosignal
wird an einen ersten Eingang einer Subtrahierschaltung
62 gelegt. Das verzögerte und schlupfkorrigierte Signal
vom Schlupfkorrektor 74 wird an einen zweiten Ein
gang der Subtrahierschaltung 62 gelegt. Die Gesamt
verzögerung des verzögerten und schlupfkorrigierten
Signals wird so bemessen, daß die beiden an die Subtrahierschaltung
62 gelegten Signale jeweils gleiche Bild
punkte in aufeinanderfolgenden Vollbildern (im Falle
eines auf Vollbildbasis arbeitenden rekursiven Filters)
oder einander entsprechende Bildpunkte aus aufeinan
derfolgenden Teilbildern darstellen (im Falle eines auf
Teilbildbasis arbeitenden rekursiven Filters). Somit ist
die vom Verzögerungselement 40 eingeführte Verzöge
rungszeit um ein Bildintervall kürzer als die eigenen
Verarbeitungslaufzeiten der dazwischenliegenden, in
Reihe mit dem Verzögerungselement angeordneten
Schaltungselemente.
Die von der Subtrahierschaltung 62 gelieferten Diffe
renzwert- werden auf eine Bemessungsschaltung 64 ge
geben, worin sie mit dem Faktor α bemessen werden.
Die bemessenen Differenzwerte werden an einen Ad
dierer 66 gelegt, worin sie mit den verzögerten und
schlupfkorrigierten Signalen aus dem Schlupfkorrektor
74 kombiniert werden, um rauschverminderte Videosi
gnale abzuleiten. Die vom Addierer 66 gelieferten Si
gnale werden auf den Eingang des Verzögerungsele
mentes 70 gekoppelt dessen Ausgang zum Schlupfkor
rektor 74 führt.
Um den Schlupf des verzögerten Signals so zu än
dern, daß er gleich dem Schlupf des Eingangssignals
wird, ist es notwendig, ein Naß für den Schlupf sowohl
des ankommenden Signals als auch des verzögerten Si
gnals zu haben. Diese Schlupfinformation wird von ei
nem einzigen Schlupfdetektor 78 geliefert, der mit der
Eingangsschiene 60 (oder einer den Horizontalsyn
chronimpuls HSYNC liefernden Leitung) verbunden ist.
Der Schlupfwert wird am Beginn jeder Horizontalzeile
des ankommenden Videosignals bestimmt und gilt für
das folgende Zeilenintervall. Der erfaßte Schlupfwert
wird über einen Multiplexer 68 an das Verzögerungsele
ment 70 gelegt und mit den Signalproben derjenigen
Horizontalzeile gespeichert, für die der gemessene
Schlupfwert gilt. Dies kann dadurch geschehen, daß der
Schlupfwert an einer Abfrageposition vor der ersten
Abfrageprobe des aktiven Videosignals eingefügt wird.
Es sei darauf hingewiesen, daß jede Horizontalzeile ein
Intervall hat, welches den Horizontalsynchronimpuls,
den Farbburst, usw. enthält, und diese Information
braucht für die rekursive Filterung nicht gespeichert
oder verzögert zu werden. Außerdem ist es auf dem
Gebiet speichergestützter Videosignalverarbeitungssy
steme allgemein bekannt den Speicher in einem Start-
Stop-Betrieb arbeiten zu lassen, um eine Speicherung
oder Verzögerung des Signals in den besagten Interval
len zu verhindern und dadurch die Größe des Speichers
oder des Verzögerungselementes reduzieren zu können.
Man hat also einen gewissen Spielraum im Aufbau des
Verzögerungssystems, so daß sich die Schlupfdaten für
jede Zeile leicht mit im Verzögerungselement aufneh
men lassen.
Der Multiplexer 68 wird durch die Steuereinheit des
Speichers so gesteuert, daß er während der Intervalle
aktiver Videoinformation einer jeden Horizontalzeile
das rauschverminderte Signal vom Addierer 66 zum
Verzögerungselement 70 koppelt und während eines
nicht-aktiven Intervalls je der Zeile den Schlupfwert
vom Detektor 78 zum Verzögerungselement 70 koppelt.
In ähnlicher Weise koppelt ein Demultiplexer 72 wäh
rend der Intervalle aktiver Videoinformation das verzö
gerte Signal vom Verzögerungselement 70 zum
Schlupfkorrektor 74, und während des nicht-aktiven In
tervalls jeder verzögerten Zeile koppelt er die verzö
gerten Schlupfdaten zu einem Schlupfrechner 76. Die
Zeitsteuerung und Einstellung des Verzögerungsele
mentes 70, des Multiplexers 68 und des Demultiplexers
72 braucht hier nicht im einzelnen beschrieben zu wer
den, da sie von einem Durchschnittsfachmann, der auf
dem Gebiet der Verarbeitung abgefragter Daten be
wundert ist, leicht realisiert werden kann.
Die laufenden Schlupfdaten vom Schlupfdetektor 78
werden auch zum Schlupfrechner 76 gegeben. Der
Schlupfrechner 76 ermittelt die Differenz SSD zwischen
dem Schlupf SSI des ankommenden Signals und dem
Schlupf SSM des verzögerten Signals. Die Schlupfdiffe
renz (SSD = SSI - SSM) liegt, wenn die gemessenen
Schlupfwerte jeweils als ganze Anzahl bestimmter
Bruchteile einer Abfrageperiode gemessen sind, eben
falls als ganze Anzahl dieser Bruchteile einer Abfrage
periode vor. Die Schlupfdifferenzwerte SSD werden als
Steuergröße auf den Schlupfkorrektor 74 gegeben, der
ähnlich wie der Interpolator nach Fig. 2A aufgebaut
sein kann. In der Praxis werden Schlupfsteuerwerte von
1 + SSD benutzt, so daß negative Signalverzögerungen
vermieden werden. Die hierfür zusätzliche Signalverzö
gerung kann im Verzögerungselement 70 wieder kom
pensiert werden.
Bei den vorstehend beschriebenen Ausführungsfor
men wird ein Schlupfwert für jede Horizontalzeile ab
geleitet, und der gemessene Schlupfwert wird dazu be
nutzt, alle Signalproben in der betreffenden Horizontal
zeile zu korrigieren. Die Schlupfmeßwerte können von
Zeile zu Zeile verglichen werden, um die Änderungsge
schwindigkeit des Schlupfes zu ermitteln. Abhängig von
dieser Änderungsgeschwindigkeit können die Schlupf
werte innerhalb eines Zeilenintervalls geändert werden.
Claims (6)
1. Schaltungsanordnung zur Verarbeitung von Videosignalen,
die in Form abgefragter Signalproben vorliegen, deren Erschei
nungszeitpunkte in ihrer Phase einen Schlupf veränderlicher
Größe gegenüber den zugeordneten Horizontalsynchronsignalen
haben können, mit einer Eingangsschaltung (36; 60) zum Anlegen
eines Videosignals und zugehöriger Horizontalsynchronsignale,
gekennzeichnet durch
eine mit der Eingangsschaltung gekoppelte Schlupfmeßeinrich tung (40; 78), die auf das Horizontalsynchronsignal anspricht, um Steuersignalwerte zu erzeugen, welche einer Zeitdifferenz zwischen dem Auftreten einer vorbestimmten Probe des Videosi gnals und einem vorbestimmten Punkt des zugehörigen Horizon talsynchronsignals entsprechen, und
eine mit der Eingangsschaltung gekoppelte Verarbeitungsschal tung, die eine Kaskadenschaltung
mit einem Signalspeicher (50; 70) zur Speicherung von im wesentlichen einer ganzen Anzahl von Teilbildern des Video signals
und mit einer Schlupfkorrekturschaltung (38; 74), die einen mit der Schlupfmeßeinrichtung gekoppelten Steuereingang hat und auf die Steuersignalwerte anspricht, um eine zeitliche Verschiebung des durch die abgefragten Proben dargestellten Signals zu bewirken,
enthält.
eine mit der Eingangsschaltung gekoppelte Schlupfmeßeinrich tung (40; 78), die auf das Horizontalsynchronsignal anspricht, um Steuersignalwerte zu erzeugen, welche einer Zeitdifferenz zwischen dem Auftreten einer vorbestimmten Probe des Videosi gnals und einem vorbestimmten Punkt des zugehörigen Horizon talsynchronsignals entsprechen, und
eine mit der Eingangsschaltung gekoppelte Verarbeitungsschal tung, die eine Kaskadenschaltung
mit einem Signalspeicher (50; 70) zur Speicherung von im wesentlichen einer ganzen Anzahl von Teilbildern des Video signals
und mit einer Schlupfkorrekturschaltung (38; 74), die einen mit der Schlupfmeßeinrichtung gekoppelten Steuereingang hat und auf die Steuersignalwerte anspricht, um eine zeitliche Verschiebung des durch die abgefragten Proben dargestellten Signals zu bewirken,
enthält.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß die Schlupfkorrektureinrich
tung (38) zwischen die Eingangseinrichtung (36)
und den Signalspeicher (50) geschaltet ist und daß
die Kaskadenschaltung außerdem eine Proportio
nierungs- und Vereinigungseinrichtung (46, 48) ent
hält, die zwischen die Schlupfkorrektureinrichtung
und den Signalspeicher geschaltet ist, um Signale
aus der Schlupfkorrektureinrichtung und ein Signal
von einem Ausgang des Signalspeichers zu propor
tionieren und miteinander zu kombinieren und
kombinierte Signale an einen Eingang des Signal
speichers zu legen.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2,
dadurch gekennzeichnet, daß die Verarbeitungs
einrichtung eine weitere Schlupfkorrektureinrich
tung (52) enthält, die einen mit dem Ausgang der
Verarbeitungseinrichtung gekoppelten Eingang
hat, um das Ausgangssignal der Verarbeitungsein
richtung so zu beeinflussen, daß es gleichen Schlupf
wie die eingangsseitigen Videosignale zeigt, und die
auf die Steuersignalwerte anspricht und eine Si
gnalverzögerung bewirkt, welche komplementär
zu der von der erstgenannten Schlupfkorrekturein
richtung bewirkten Signalverzögerung ist.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß die Verarbeitungseinrichtung
ein rekursives Filter ist, das eine Einrichtung zur
Proportionierung und Kombination des Eingangs
signals und des verzögerten Signals sowie eine Si
gnalspeichereinrichtung enthält, die einen mit der
proportionierenden und kombinierenden Einrich
tung gekoppelten Eingang und einen Ausgang zur
Lieferung der verzögerten Signale hat.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 4,
dadurch gekennzeichnet, daß die Signalspeicher
einrichtung auch mit der Schlupfmeßeinrichtung
gekoppelt ist und so eingestellt ist, daß sie für jede
Horizontalzeile des Videosignals einen Schlupf
meßwert verzögert, und daß die Schlupfkorrektur
einrichtung auf einen von der Schlupfmeßeinrich
tung gelieferten Schlupfmeßwert und auf einen von
der Signalspeichereinrichtung gelieferten verzö
gerten Schlupfmeßwert anspricht, um den relativen
Schlupf der verzögerten Signalproben gleich dem
Schlupf der entsprechenden Proben des ankom
menden Videosignals zu machen.
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch
gekennzeichnet, daß die Schlupfkorrektureinrich
tung eine Subtrahiereinrichtung enthält, die den
verzögerten Schlupfmeßwert vom ankommenden
Schlupfmeßwert subtrahiert, um einen Schlupf
meßwert zu erzeugen, mit dem der Schlupf des
verzögerten Signals korrigiert werden kann.
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8127 | New person/name/address of the applicant |
Owner name: RCA LICENSING CORP., PRINCETON, N.J., US |
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