DE3619744A1

DE3619744A1 - Verfahren zum gewinnen eines phasendifferenzsignals

Info

Publication number: DE3619744A1
Application number: DE19863619744
Authority: DE
Inventors: Michael Dr Rer Nat Hoffmann
Original assignee: ANT Nachrichtentechnik GmbH
Current assignee: Bosch Telecom GmbH
Priority date: 1986-06-12
Filing date: 1986-06-12
Publication date: 1987-12-17
Also published as: EP0249045A2; US4811363A; DE3766419D1; EP0249045B1; CA1268222A; EP0249045A3

Description

Verfahren zum Gewinnen eines Signals, das die Phasendifferenz zwischen einem lokalen Trägersignal und dem Träger eines amplituden- und/oder phasenumgetasteten Empfangssignals wiedergibt, nach dem das Empfangssignal in zwei von der Phasendifferenz abhängige, in Quadratur zueinander stehende, kartesisch orientierte Signalkomponenten zerlegt wird, wobei die beiden Signalkomponenten zusammen mehrere verschiedene Signalzustände darstellen.

Ein derartiges Verfahren ist z. B. aus einem Aufsatz von A. Leclert and P. Vandamme "Universal Carrier Recovery Loop for QASK and PSK Signal Sets" in IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS, Vol. COM-31, No. 1, Jan. 1983, S. 130-136 bekannt, um ein Steuersignal für einen spannungsgesteuerten Oszillator zu gewinnen, der zur Trägerrückgewinnung in einer Demodulatorschaltung für amplituden und/oder phasenumgetastete (QASK) Signale eingesetzt ist. Ein nach dem bekannten Verfahren erzeugtes Steuersignal, welches die Phasendifferenz zwischen zwei Trägersignalen wiedergibt, stellt fälschlicherweise manche Phasendifferenzen zu 0° dar, die tatsächlich aber weit von 0° abweichen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren der eingangs genannten Art anzugeben, womit ein Signal gewonnen werden kann, das eindeutig darüber informiert, wann die Phasendifferenz zwischen einem lokalen Trägersignal und einem QASK-Signal-Träger genau 0° oder einer dazu äquivalenten Phase (z. B. bei 64 QAM 0°+n90°, n ganzzahlig) beträgt.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die im Anspruch 1 oder im Anspruch 2 angegebenen kennzeichnenden Merkmale gelöst.

Zweckmäßige Ausführungen der Erfindung gehen aus den Unteransprüchen hervor.

Die Verfahren der Erfindung haben den Vorteil, daß sie mit wenig aufwendigen Schaltungen realisiert werden können, selbst wenn sie für höherstufige amplituden- und/oder phasenumgetastete Signale angewendet werden.

An Hand von in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispielen wird anschließend die Erfindung näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines QASK-Empfängers,

Fig. 2 ein Entscheidungsdiagramm für ein 16 QAM-System,

Fig. 3 eine Phasendetektorcharakteristik für ein 64-QAM- System,

Fig. 4 ein Blockschaltbild zur Ermittlung eines Phasendifferenzsignals,

Fig. 5 ein Entscheidungsdiagramm für ein 64-QAM-System,

Fig. 6 eine Phasendetektorcharakteristik für ein 64-QAM- System,

Fig. 7 ein zu Fig. 4 alternatives Blockschaltbild zur Ermittlung eines Phasendifferenzsignals und

Fig. 8 ein Blockschaltbild zur Bildung einer mittleren Phasendetektorcharakteristik.

Nachrichtentechnische Verfahren zur Informationsübertragung mittels amplituden- und/oder phasenumgetasteter Signale, abgekürzt auch QASK-Signale genannt, haben in den letzten Jahren zunehmend an Bedeutung gewonnen. QASK-Signale können bekanntlich folgendermaßen beschrieben werden:

Hierbei sind cos (ω t + Φ) die Normal- und sin (ω t + Φ-) die Quadraturkomponente des Signalträgers, und g(t) ist eine Funktion, welche folgende Bedingung erfüllt:

Die Wertepaare (a _K, b _K) beinhalten die zeit- und wertediskrete zu übertragende Information zu den Zeitpunkten t=kT (T: Taktdauer). Bei vorgegebenem m-stufigem Übertragungsverfahren dürfen die Wertepaare nur m verschiedene Wertkombinationen annehmen. Von besonderer Bedeutung sind die m-stufigen Quadratur-Amplitudenmodulationsverfahren (QAM- Verfahren).

Aus der Literatur sind noch weitere QASK-Modulationsverfahren bekannt, zum Beispiel Kombinationen aus n-PSK / k-ASK (n+k=m) oder Kombinationen aus n-PSK / k-ASK (n+k m). Die weiteren Ausführungen treffen für alle QASK-Verfahren zu, werden aber vorwiegend anhand von QAM-Verfahren erläutert.

Das in Fig. 1 gezeigte Blockschaltbild gibt das bekannte Schaltungsprinzip eines Quadraturempfängers wieder, welcher zur Demodulation von QASK-Signalen geeignet ist. Ein spannungsgesteuerter Oszillator (VCO) 10 hat die Aufgabe, ein zum Träger des Eingangssignals u ₁(t) in phasenstarrer Relation stehendes Signal:

u ₁₀(t) = û ₁₀ · cos (ω t + Φ + ψ) (3)

zu erzeugen.

Die Phase ψ ist von dem aus einem Regelfilter 50 stammenden VCO-Steuersignal abhängig. Ein Phasenschieber 15 bildet aus dem Signal u ₁₀(t) das dazu um 90° verschobene Signal

u ₁₅(t) = û ₁₀ · sin(ω t + Φ + c) (4)

Die Abwärtsmischer 20 bzw. 25 erzeugen aus dem Eingangssignal u ₁(t) und den Signalen u ₁₀(t) bzw. u ₁₅(t) die Signale

und

Die in u ₂₀(t) und u ₂₅(t) enthaltene Information über die Taktfrequenz 1 / T und ihre Phasenlage kann in einem Taktregenerator 30 ausgenutzt werden, um ein Taktsignal phasenrichtig zu regenerieren. Eine Ausführung eines Taktregenerators geht z. B. aus einem Aufsatz von Le-Ngoc, Tho; Feher, Kamilo: A Digital Approach to Symbol Timing Revovery Systems in IEEE Trans. Com., vol. COM-28, no. 12, Dec. 1980, pp. 1993- 1999 hervor.

Das regenerierte Taktsignal benutzt man, um die Signale u ₂₀(t) und u ₂₅(t) in den Zeitpunkten t=kT abzutasten. Diese Aufgabe wird neben anderen in einem Basisbandprozessor 40 ausgeführt. Es gilt für die beiden in Quadratur zueinander stehenden Basisbandsignalkomponenten:

x: = u ₂₀(kT) = A · (a _K cosc - b _K sinψ) (7)

y: = u ₂₅(kT) = A · (a _K sinψ + b _K cosψ) (8)

Für ψ =0 geben die beiden Signalkomponenten x und y die demodulierte Information a _K, b _K wieder. Eine wesentliche Aufgabe der Demodulatorschaltung ist somit die Regelung der Phase ψ auf 0. Da bei ψ =0 das lokal erzeugte Signal u ₁₀(t) bis auf einen Amplitudenfaktor mit der einen Trägerkomponente des Eingangssignals u ₁(t) identisch ist, ist u ₁₀(t) das lokal regenerierte Trägersignal.

Das Ausgangssignal u ₄₁(t) des unten detailliert beschriebenen Basisbandprozessors 40, welches eine Funktion der Phasendifferenz zwischen dem Träger des empfangenen Eingangssignals u ₁(t) und dem im spannungsgesteuerten Oszillator 10 erzeugten lokalen Trägersignal u ₁₀(t) ist, wird in der Schaltung gemäß Fig. 1 in einem Regelfilter 50 gefiltert. Dessen Ausgangssignal u ₅₀(t) ist das Steuersignal für den spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 10.

Die Abwärtsmischer 20, 25, der Basisbandprozessor 40, das Regelfilter 50, der VCO 10 und der Phasenschieber 15 gemäß Fig. 1 bilden die Regelschleife zur lokalen Regeneration des Trägers des Eingangssignals u ₁(t). Gleichzeitig bilden die Blöcke 20, 25, 10 und 15 den Quadraturempfänger.

Für eine korrekte Demodulation ist es wesentlich, daß die lokal regenerierten Trägerkomponenten u ₁₀(t) und u ₁₅(t) um 90° gegeneinander phasenverschoben sind. In der Praxis können jedoch kleine Abweichungen von der 90°-Phasendifferenz vorhanden sein. Dann gilt statt der Gln. (3), (4):

u ₁₀(t) = û ₁₀ cos(ω t+Φ+ψ) (9)

u ₁₅(t) = û ₁₀ sin(ω t+Φ+ψ+δ) (10)

Damit ändern sich die Gln. (7), (8) in

x = A · {a _K cosψ-b _K sinψ} (11)

y = A · {a _K sin(ψ+δ) + b _K cos(ψ-+δ)} (12)

Aus diesen Gleichungen folgt sofort, daß für eine optimale Demodulation ψ=δ=0° anzustreben ist. Neben der Trägerregenerationsschleife, welche die Phasendifferenz ψ minimiert, bietet sich daher auch eine zweite Regelschleife zur Minimierung von δ an.

Zu diesem Zweck kann der Phasenschieber 15 in der Schaltung gemäß Fig. 1 so aufgebaut werden, daß ein Feinabgleich der Phasenverschiebung über ein Steuersignal möglich wird. Die Gewinnung der zusätzlichen Regelinformation u ₄₂(t), die hierfür benötigt wird, kann ebenfalls im Basisbandprozessor 40 gewonnen werden.

In dem Blockschaltbild der Fig. 1 wird das Regelsignal u ₄₂(t), das eine Funktion der Phasendifferenz δ zwischen den Trägersignalkomponenten u ₁₀(t) und u ₁₅(t) ist und in ähnlicher Weise ermittelt wird wie das Signal u ₄₁(t), auf ein Regelfilter 55 geschaltet, dessen Ausgangssignal u ₅₅(t) auf den Steuereingang des Phasenschiebers 15 geführt wird.

Die Abwärtsmischer 20, 25, der Basisbandprozessor 40, das Regelfilter 55, der Lokaloszillator 10 und der Phasenschieber 15 bilden den Regelkreis zur Nachführung der Phasendifferenz δ auf den Wert 0°.

Im folgenden soll nun ein neues vom Basisbandprozessor durchzuführendes Verfahren beschrieben werden, mit dem ein von der Phasendifferenz zwischen dem lokalen Trägersignal und dem Träger des Empfangssignals abhängiges Signal gebildet werden kann, das eindeutig nur dann zu Null wird, wenn auch tatsächlich die Phasendifferenz 0° oder einer dazu äquivalenten Phase beträgt.

Im Quadratempfänger der Fig. 1 werden die Normal- und die Quadraturkomponente x und y der komplexen Hüllkurve des empfangenen Signals u ₁(t) gebildet. Der Quadraturempfänger erzeugt somit zwei kartesisch orientierte Signalkomponenten x, y.

In einem ersten Verfahrensschritt gemäß der Erfindung werden nun die kartesisch orientierten Signalkomponenten x und y in zwei polar orientierte Signalkomponenten

R =√ (13)

transformiert, wobei die polare Signalkomponente R die Amplitude eines durch die beiden kartesisch orientierten Signalkomponenten x und y gebildeten Signalzustandsverktors und die andere polare Signalkomponente α den Phasenwinkel zu diesem Signalzustandsvektor darstellt. Mit den Gleichungen (7) und (8) folgt für die polaren Signalkomponenten R und α

R = √ + b (14)

Mit Hilfe eines Schwellwertentscheiders kann man auch dann noch die korrekte Amplitude des gesendeten Signalzustands (a _K, b _K) aus R bestimmten, wenn die Signalkomponenten x und y durch Rauschen oder durch Verschiebung des Abtastzeitpunktes gegenüber kT leicht verfälscht sind.

Zur Bestimmung der Entscheiderausgangssignalwerte, einer für die Dimensionierung des Schwellwertentscheiders wesentlichen Grundlage, geht man wie folgt vor. Man bestimmt zu allen erlaubten Sendesignalzuständen (a _K, b _K) die Amplitudenwerte R = √ + b und ordnet sie der Größe nach. Man erhält so r verschiedene Werte R _i, die "Nominalamplituden", mit

0R ₁≦ωτ . . . ≦ωτR _i≦ωτ . . . ≦ωτR _r.

Der Schwelwertentscheider für die Amplitude muß dann genau diese r Ausgangswerte erzeugen können. Die Entscheidungsschwellen R _i werden wie folgt festgelegt:

0= ₀ R ₁≦ωτ ₁≦ωτR ₂≦ωτ ₂≦ωτ. . .≦ωτ _r-1≦ωτR _r≦ωτ_r.

Innerhalb dieser Anordnung ist die Wahl der Schwellwerte _i noch weitgehend flexibel. Einem zu quantisierenden Wert R wird dann der entschiedene Wert =R _i zugeordnet, wenn gilt: _i-1≦ωτR≦ωτR _i.

Eine empfehlenswerte Lage der Schwellen wird dadurch bestimmt, daß man die Wahrscheinlichkeiten, R im Intervall ( _i, _i+1) aufzufinden, wenn alle möglichen Signalzustände mit Amplitudenwert R _i gesendet werden, für alle i gleichsetzt. Eine andere, einfachere Möglichkeit zur Schwellendefinition ist beispielsweise durch _i=(R _i+R _i+1)/2 für i = 1,. . .,r-1 gegeben.

Nachdem der Amplitudenwert R des empfangenen Signals durch den Schwellwertentscheider zu entschieden wurde, verbleibt das Problem, aus dem aus den kartesisch orientierten Signalkomponenten x, y bestimmten Phasenwinkel α den wahrscheinlichsten gesendeten Phasenwinkel zu bestimmen.

Die Problematik soll anhand eines Beispiels mit 16QAM-Signalen näher erläutert werden. Tab. 1 gibt den Zusammenhang zwischen der kartesischen Darstellung (a _K, b _K) und der Polarkoordinatendarstellung (R, α) der erlaubten Sendesignalzustände wieder.

Tabelle 1

Angenommen, der Signalzustand (a _K, b _K) = (3,3) werde gesendet. Der Träger des Lokaloszillators sei gegenüber dem Empfangssignalträger um ψ = 25° phasenverschoben. Infolgedessen entstehen gemäß Gln. (7), (8) und mit A=1 folgende Signale:

x = 3 (cos 25° - sin 25°) = 1,45

y = 3 (sin 25° + cos 25°) = 3.99,

daher sind

R =√ und α = 70°.

Der Schwellwertentscheider für den Amplitudenwert R wird dann korrekt den entschiedenen Wert R=√ liefern. Aus Tabelle 1 entnimmt man, daß der am nächsten zu α = 70° gelegene Winkel, der von einem der Sendezustände eingenommen werden kann, 71.6° ist. Eine von R unabhängige Entscheidung von α würde also α=71.6° erbringen. Tatsächlich gibt es aber bei (R, α) = (√, 71.6°) keinen Signalzustand.

Die Entscheidung auf den Phasenwinkel darf somit nicht unabhängig von R vorgenommen werden.

Bei R=√ liegen nach Tabelle 1 Signalzustände mit den Winkeln -45°, 45°, 135° und 225° vor. Unter der Annahme, daß der korrekte Amplitudenwert ist, sollte der Schwellwertentscheider für den Phasenwinkel α daher auf den Wert α=45° entscheiden, da dieser Wert von den vier bei =√ möglichen der zu α nächstliegende ist.

Die Entscheidung für die polaren Signalkomponenten ( , α) = (√, 45°), das entspricht den kartesischen Signalkomponenten (x, y) = (3,3), erweist sich unter den genannten Randbedingungen als korrekt.

Für die Bestimmung der Signalausgangswerte des Phasenwinkelentscheiders ist daher wie folgt vorzugehen: Zu allen erlaubten Sendesignalzuständen (a _K, b _K) mit Amplitudenwert R _i bestimmt man die Phasenwinkel und ordnet sie der Größe nach. Man erhält so q _i verschiedene Phasenwinkelwerte mit

-π/2α _i,1≦ωτ. . .≦ωτα _i,j≦ωτ. . .≦ωτ-α _{i,q i}.

Der Phasenwinkelentscheider muß dann bei =R _i genau diese q _i Ausgangswerte erzeugen können. Die Entscheidungsschwellen α _i,j werden wie folgt festgelegt:

_i,0≦ωτα _i,1≦ωτ _i,1≦ωτα _i-,2≦ωτ. . .≦ωτ _{i,q i-1}≦ωτα _{i,q -i}≦ωτ _i,0+2 π= _{i,q i}.

Innerhalb dieser Anordnung ist die Wahl der Schwellwerte _i,j noch weitgehend flexibel. Einem zu entscheidenden Wert α wird dann der entschiedene Wert =α _i,j zugeordnet, wenn gilt: _i-1≦ωτR≦ωτ _i und _i,j-1≦ωτα≦ωτ _i,j.

Eine empfehlenswerte Lage der Schwellen _i,j wird dadurch errechnet, daß man die Wahrscheinlichkeiten, α im Intervall ( _i,j, _i,j-1) aufzufinden, wenn der Signalzustand mit R=R _i und a=α _i,j gesendet wurde, bei festem i für alle j gleichsetzt. Eine andere Möglichkeit zur Schwellendefinition ist beispielsweise durch

_i,j = (α _i,j + α _k,j+1)/2 für j=1,. . .,q _i-1; _i,qi= (α _{i,q i} +α _i,1+2π)/2 gegeben.

Wie das vorangegangene Beispiel bei 16 QAM zeigte, wird durch einen solchen Phasenwinkelentscheider bei hinreichend kleiner Phasenverschiebung zwischen dem Eingangssignal-Träger und dem Trägersignal des Lokaloszillators der entschiedene Wert

entschieden. Aus Gleichung (15) folgt dann mit Gleichung (16)

-a = ψ. (17)

Die Differenz gemäß Gleichung (17) zwischen dem Winkelα eines empfangenen Signalzustandes und dem durch Schwellwertentscheidung entschiedenen Winkel α des am wahrscheinlichsten gesendeten Signalzustandes gibt Auskunft über die Phasendifferenz ψ zwischen dem Träger des Empfangssignals und dem Lokaloszillatorträger. Dieses die Phasendifferenz wiedergebende Differenzsignal, im folgenden als Phasendetektorfunktion

ε ₁ (ψ, ) = α- (18)

bezeichnet, kann direkt für die Nachregelung der Lokaloszillatorphase verwendet werden. Die Funktion ε ₁ ist neben ψ auch vom entschiedenen Amplitudenwert abhängig, da der entschiedene Winkel von R abhängt.

Die Fig. 2 zeigt ein Entscheidungsdiagramm für ein 16QAM moduliertes Signal, wobei die Punkte die möglichen Signalzustände bei ideal regeneriertem Träger kennzeichnen, die konzentrischen Kreise die Schwellen für die Amplitudenwertentscheidung und die durch den Nullpunkt des Koordinatensystems verlaufenden Geraden die Schwellen für die Winkelentscheidung darstellen. Die Entscheidungsschwellen sind durch arithmetische Mittlung benachbarter entschiedener Werte und gebildet worden.

Zu jedem durch die Kreise abgegrenzten Entscheidungsgebiet läßt sich eine Einzelphasendetektorfunktion ε ₁(ψ, R _i) = ε ₁ (ψ, )_{= R i}, die innerhalb des Gebiets nicht mehr von der Amplitude R des Empfangssignals abhängt.

Die gleichen Entscheidungsgebiete wie bei der Phasendetektorfunktion ε ₁(ψ, ) = α- findet man auch für die folgenden abgewandelten Einzelphasendetektorfunktionen:

ε ₂ (ψ, ) : =sgn(α-) (19)

ε ₃ (c, ) : =w( , α)·(α-) (20)

ε ₄ (ψ, ) : =w( , α)·sgn(α-)-(21)

Dabei ist w( , a) eine nichtnegative Funktion des entschiedenen Amplitudenwertes und des Phasenwinkels α. w( , α) wird im folgenden Wichtungsfunktion genannt. Durch w( , α) ist es möglich, einige Einzelphasendetektorfunktionen gegenüber anderen hervorzuheben. Das Zustandsdiagramm in Fig. 2 läßt erkennen, daß es einige Amplitudenbereiche gibt, bei denen eine Winkelfehlentscheidung weniger wahrscheinlich ist, als in anderen. Das sind die Amplitudenbereiche R _i, in denen nur wenige Signalzustände liegen. Ist dann w(R _i, α) für diese Amplitudenbereiche im Mittel über die Winkel α _i,j größer als bei den restlichen Amplitudenbereichen, so wird eine über alle m Einzelphasendetektorfunktionen (m = Zahl der möglichen Signalzustände) bezüglich R gemittelte Phasendetektorcharakteristik g(ψ) = ⟨ε(ψ, )⟩ stärker von den durch w ( , α) hervorgehobenen Einzelphasendetektorfunktion beeinflußt.

Als Beispiel sei die Anwendung der Gleichung (21) ε ₄(ψ, ) auf 64QAM-Signale betrachtet. Hier sind bei den Amplituden R ₁ =√, R ₃ =√ und R ₉ =√ jeweils nur 4 verschiedene Winkelwerte α _{i,q i} vorhanden, auf die entschieden werden kann. Wählt man beispielsweise w( , α)=4 für =R ₁, R ₃ oder R ₉ und w( , α)=1 sonst, so erhält man eine mittlere Phasendetektorcharakteristik g(ψ) = ⟨e ₄(ψ, )⟩ wie sie in Fig. 3 dargestellt ist. In diesem Beispiel wurden als Entscheiderschwellen jeweils die arithmetischen Mittel benachbarter Amplitudenwerte R _i bzw. Winkelwerte α _i,j gewählt. Die Phasendetektorcharakteristik ist auf Maximalamplitude 1 normiert worden.

Eine Synchronisation des spannungsgesteuerten Oszillators VCO auf den Träger des Empfangssignals erfolgt für Phasendifferenzen ψ=ψ _s, für die gilt g(ψ _s) = 0 und dg/d ψ≦λτ0. Wie oben ausgeführt, sollte eine Synchronisation nur für die Phasendifferenz c=ψ _s = 0° erfolgen. Wird g(ψ _s) = 0 innerhalb eines Intervalls (-45°, +45°) auch für ψ = ψ _s ≠ 0°, so kommt es zu Fehlsynchronisationen. Fehlsynchronisationen verursacht aber ein Steuersignal, das gemäß einem aus der eingangs erwähnten IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS, Vo. COM-31, No. 1, Jan. 1983, S. 130-136 bekannten Verfahren gebildet wird, denn hier weist die Phasendetektorcharakteristik mehrere Phasendifferenzen ψ _s auf, für die g(ψ _s) = 0 ist. Solche Fehlsynchronisationspunkte gibt es bei der Phasendetektorcharakteristik des Anmeldungsgegenstandes nicht, wie der Fig. 3 zu entnehmen ist. Hier ist ausschließlich im interessierenden Bereich -45°≦ωτψ≦ωτ45° nur bei ψ=0° g(ψ) = 0.

In Fig. 4 ist ein Blockschaltbild zur Durchführung des vorangehend beschriebenen Verfahrens angegeben.

Von einem Koordinatenumsetzer 411, wie er z. B. aus Analog Devices, Data Sheet and Application Notes AD639, AD637, AD630, Norwood, Mass., USA, 6. 1985 bekannt ist, werden die kartesischen Signalkomponenten x und y in die polaren Signalkomponenten R und α transformiert. Das zur Amplitude R proportionale Ausgangssignal des Koordinatenumsetzers 411 wird auf einen ersten Schwellwertentscheider 412 zur Bildung des Signals gegeben. Das zum Phasenwinkel α proportionale Ausgangssignal des Koordinatenumsetzer 411 wird über einen Verzögerungsblock 415 einem zweiten Schwellwertentscheider 413 zugeführt, der das Signal ausgibt. Wie die entschiedenen Werte und gebildet werden, ist oben beschrieben worden. Ein zweiter Eingang des zweiten Schwellwertentscheiders 413 ist mit dem Ausgang des ersten Schwellwertentscheiders 412 beschaltet, um den Entscheidungsvorgang im Block 413 von dem bereits entschiedenen Amplitudenwert R abhängig machen zu können. Das Ausgangssignal des Koordinatenumsetzers 411 wird außerdem noch über einen Verzögerungsblock 416 auf ein Summierglied 414 geschaltet. Der zweite vorzeicheninvertierende Eingang des Summierers 414 ist mit dem Ausgang des zweiten Schwellwertentscheiders 413 verbunden. Am Ausgang des Summierers 414 steht dann ein zu der Phasenwinkeldifferenz α- proportionales Signal zur Verfügung.

Sofern eine der Funktionen e ₂(ψ, ) nach Gleichung (19) oder ε ₄(ψ, ) nach Gleichung (21) realisiert werden soll, wird der Ausgang des Summierers 414 auf einen harten Begrenzer 423 zur Bildung der Signumsfunktion sgn(α-) geschaltet. In den Fällen, in denen die Funktion e ₃(ψ, ) nach Gleichung (20) oder ε ₁(ψ, ) nach Gleichung (18) gebildet werden soll, wird der Schaltblock 423 durch einen Kurzschluß ersetzt.

Zur Bildung der Funktion ε ₃(ψ, R) = w( , α)·(a-) oder ε ₄(ψ, ) = w( , α) · sgn(α-) wird das Ausgangssignal R des Koordinatenumsetzers 411 über einen Verzögerungsblock 417 auf einen ersten Eingang eines die Wichtungsfunktion w( , α) generierenden Blocks 419 gegeben. Wenn w( , α) explizit von α abhängt, wird auf einen zweiten Eingang des Schaltblocks 419 das Ausgangssignal α des Koordinatenumsetzers 411 geschaltet. Das Ausgangssignal des Schaltblocks 419 und das über einen Verzögerungsblock 418 geführte Signal α- oder sgn(α-) werden dann in einem Multiplexer 420 multipliziert. Am Ausgang des Multiplexers 420 steht dann ein Signal an, welches der Funktion e ₃(ψ, ) = w( , α) · (α-) oder der Funktion e ₄(ψ, ) = w( , α) · sgn (α-) proportional ist.

Die Verzögerungsglieder 415 bis 418 können entfallen, wenn die Verarbeitungsgeschwindigkeit in den Blöcken 412, 413, 414, 423 und 419 im Vergleich zur Taktschrittdauer T hinreichend groß ist.

Im folgenden wird eine Abwandlung des zuvor beschriebenen Verfahrens angegeben. Hier wird eine Approximierung der kartesischen Signalkomponenten x und y durch quantisierte Signalkomponenten und vorgenommen. Aus den quantisierten kartesischen Signalkomponenten und entsteht die quantisierte polare Signalkomponente:

Damit erhält man als Näherungen für die Einzelphasendetektorfunktionen ε ₂(ψ, ) bzw. e ₄(ψ, ):

ε ₅(ψ, ) : = sgn(-) (23)

bzw.

ε ₆(ψ, ) : = w( , ) · sgn(-) (24)

Die Bestimmung von und aus , erfolgt im Prinzip genau wie oben beschrieben, nur daß zur - und -Entscheidung nun das Signalpaar ( , ) statt (x, y) ansteht.

Es existiert nur eine bestimmte Anzahl von Paaren (, ), welche von der Anzahl der Quantisierungsstufen für x und y abhängt. Für die Bildung von und ist daher keine Quantisierung oder Entscheidung mehr nötig, sondern nur noch eine Verknüpfung, welche jedem Signalpaar (, ) ein bestimmtes Ausgangssignalpaar ( , α) zuordnet. Daraus kann dann in einfacher Weise ein Entscheidungsdiagramm gebildet werden.

Ein aus der Einzelphasendetektorfunktion ε ₆(ψ, ) = w( ,)sgn(-)abgeleitetes Entscheidungsdiagramm für ein 64QAM-Signal ist in der Fig. 5 dargestellt.

Die Signalkomponenten x und y werden in diesem Beispiel auf je 32 Stufen entschieden. Die Wichtungsfunktion w( ,) wurde für dieses Beispiel so gewählt, daß bei =R ₁ =√, =R ₃=√ und =R ₉ =√ w( , )=4 und sonst w( , α)=1 gilt. Wegen der Rotationssymmetrie des Entscheidungsdiagramms ist in Fig. 5 nur der 1. Quadrant ist in Fig. 5 nur der 1. Quadrant dargestellt worden.

In Fig. 6 ist die für dieses Beispiel geltende mittlere Phasendetektorcharakteristik g(ψ)=⟨ε ₆(ψ, )⟩ dargestellt, wenn vorausgesetzt wird, daß alle Signalzustände mit gleicher Häufigkeit auftreten. Man erkennt, daß innerhalb des Intervalls (-45°, +45°) keine Fehlsynchronisationspunkte existieren, denn eindeutig nur für ψ= 0° ist g(ψ) = 0.

Die Einzelphasendetektorfunktion ε ₅(ψ, ) und ε ₆(ψ, -R), im folgenden kurz als ε(ψ, ) bezeichnet, lassen sich nach einem besonders einfachen Verfahren bestimmen.

Ein Blockschaltbild zur Durchführung des Verfahrens zeigt Fig. 7. Die kartesisch orientierten Signalkomponenten x und y werden mittels zweier Analog-Digital-Umsetzer 430 und 431 quantisiert und codiert, so daß an den Ausgängen 432 und 433 der Analog-Digital-Umsetzer 430 und 431 n-bit-Worte und vorliegen. Die beiden n-bit-Ausgänge 432 bzw. 433 der Analog- Digital-Umsetzer werden auf eine logische Auswahlschaltung 434 geschaltet. Diese bildet die Zuordnung der verschiedenen Funktionswerte ε(ψ, ) zu den Eingangsdaten (x, y) und gibt die Funktionswerte in einer k-bit-codierten Form auf einer k-bit-Leitung 436 aus. Aus der k-bit-Darstellung formt ein Digital-Analog-Umsetzer 435 das zu ε(ψ, ) proportionale Signal.

Von besonderem Vorteil bei dieser Realisierung ist, daß nach erfolgter Synchronisation l der n bit auf den Leitungen 432 bzw. 433 bereits die l-bit-codierte Form des demodulierten Signals bzw. darstellen. Eine mögliche Realisierungsform der logischen Auswahlschaltung 434 ist ein Speicher (z. B. RAM, ROM, PROM), welcher zu der aus und gebildeten 2n-bit-Adresse k verschiedene Funktionsbits bildet, welche in ihrer Gesamtheit dem zu jeder Adresse gehörenden Funktionswert von ε(ψ, ) entsprechen.

Ein weiterer Vorteil der Schaltung nach Fig. 7 in Kombination mit der Ausführungsform der Auswahlschaltung 434 als Speicher ist, daß die Phasendetektorcharakteristik, die ja durch den Speicherinhalt festgelegt ist, leicht durch Austausch des Speichers oder seines Inhalts abgeändert werden kann.

In der vorhergehenden Beschreibung sind mittlere Phasendetektorcharakteristiken (s. Fig. 3, 6) vorgestellt worden, die frei von Fehlsynchronisationspunkten sind. Solche Charakteristiken können vorteilhaft durch Signumsbildung geformt werden:

g(ψ): = sgn(⟨ε(ψ, )⟩). (25)

Eine so geformte Phasendetektorcharakteristik bringt ein besseres Acquisitionsverhalten während des Synchronisationsvorgangs mit sich. Die Bildung der Phasendetektorcharakteristik nach Gleichung (25) wird von einem in Fig. 8 dargestellten Blockschaltbild durchgeführt. In einem Schaltblock 440 werden nach den beschriebenen Verfahren die Einzelphasendetektorfunktionen ε(ψ, R) ermittelt. Das Ausgangssignal des Schaltblocks 440 wird auf einen Schaltblock 441 zur Mittelwertbildung gegeben. Der Block 441 kann beispielsweise als einfacher Tiefpaß ausgeführt sein. Schließlich wird das Ausgangssignal von Block 441 auf den Eingang eines Begrenzers 442 geschaltet, der die Signums-Funktion nachbildet. Dessen Ausgangssignal g(ψ) = sgn(⟨ε(ψ, )⟩) kann als Eingangssignal für ein Regelfilter 50 entsprechend Fig. 1 verwendet werden.

Claims

1. Verfahren zum Gewinnen eines Signals, das die Phasendifferenz zwischen einem lokalen Trägersignal und dem Träger eines amplituden- und/oder phasenumgetasteten Empfangssignals wiedergibt, nach dem das Empfangssignal in zwei von der Phasendifferenz abhängige, in Quadratur zueinander stehende, kartesisch orientierte Signalkomponenten zerlegt wird, wobei die beiden Signalkomponenten zusammen mehrere verschiedene Signalzustände darstellen, dadurch gekennzeichnet, daß jedes Paar kartesisch orientierte Signalkomponenten, welches jeweils einen der möglichen Signalzustände darstellt, in zwei polar orientierte Signalkomponenten umgewandelt wird, von denen die eine polare Signalkomponente die Amplitude eines durch die beiden kartesisch orientierten Signalkomponenten gebildeten Signalzustandsvektors und die andere polare Signalkomponente den Phasenwinkel zu diesem Signalzustandsvektor darstellt,
daß dann mittels eines ersten Schwellwertentscheiders (412) bestimmt wird, welchem Wert eines in dem Schwellwertentscheider vorhandenen Wertevorrats, der die von allen erlaubten, unverfälschten Signalzuständen abgeleiteten Amplitudenwerte enthält, die vorher aus dem Empfangssignal ermittelte Amplitude am nächsten kommt,
daß darauf in einem zweiten Schwellwertentscheider (413), der den Wertevorrat der von allen erlaubten, unverfälschten Signalzuständen abgeleiteten Phasenwinkel enthält, derjenige Phasenwinkel ermittelt wird, der von den zu allen Signalzustandsvektoren mit der zuvor entschiedenen Amplitude gehörenden Phasenwinkel dem aus dem Eingangssignal abgeleiteten Phasenwinkel am nächsten kommt und
daß schließlich zwischen diesem durch Schwellwertentscheidung bestimmten Phasenwinkel und dem aus dem Empfangssignal abgeleiteten Phasenwinkel die Differenz ermittelt wird, welche Differenz proportional der Phasendifferenz zwischen dem lokalen Trägersignal und dem Träger des amplituden und/oder phasenumgetasteten Empfangssignals ist.

2. Verfahren zum Gewinnen eines Signals, das die Phasendifferenz zwischen einem lokalen Trägersignal und dem Träger eines amplituden- und/oder phasenumgetasteten Empfangssignals wiedergibt, nach dem das Empfangssignal in zwei von der Phasendifferenz abhängige, in Quadratur zueinander stehende, kartesisch orientierte Signalkomponenten zerlegt wird, wobei die beiden Signalkomponenten zusammen mehrere verschiedene Signalzustände darstellen, dadurch gekennzeichnet,
daß die in Quadratur zueinander stehenden, kartesisch orientierten Signalkomponenten quantisiert werden, wobei die Anzahl der Quantisierungsstufen für jede Signalkomponente größer ist als die Zahl der für jede Signalkomponente vorgesehenen verschiedenen Werte,
daß jedem Paar kartesisch orientierter quantisierter Signalkomponenten des Empfangssignals in einer Entscheidungsschaltung ein Ausgangssignal aus einem ersten darin implementierten Wertevorrat zugeordnet wird,
daß die einzelnen Ausgangssignale dieses Wertevorrats dadurch gebildet werden,
daß jedes Paar kartesisch orientierter quantisierter Signalkomponenten, welches jeweils einen der möglichen quantisierten Signalzustände darstellt, in zwei polar orientierte Signalkomponenten umgewandelt wird, von denen die eine polare Signalkomponente die Amplitude eines durch die beiden kartesisch orientierten quantisierten Signalkomponenten gebildeten Signalzustandsvektors und die andere polare Signalkomponente den Phasenwinkel zu diesem Signalzustandsvektor darstellt,
daß dann bestimmt wird, welchem Wert eines zweiten Wertevorrats, der die von allen erlaubten, unverfälschten Signalzuständen abgeleiteten Amplitudenwerte enthält, die vorher aus dem Paar quantisierter Signalkomponenten ermittelte Amplitude am nächsten kommt,
daß darauf durch Vergleich mit den Werten eines dritten Wertevorrats, der die von allen erlaubten, unverfälschten Signalzuständen abgeleiteten Phasenwinkel enthält, derjenige Phasenwinkel ermittelt wird, der von den allen Signalzustandsvektoren mit der zuvor bestimmten Amplitude gehörenden Phasenwinkeln dem aus dem Paar quantisierter Signalzustände abgeleiteten Phasenwinkel am nächsten kommt und
daß schließlich zwischen diesem ermittelten Phasenwinkel und dem aus dem Paar quantisierter Signalkomponenten des Eingangssignals abgeleiteten Phasenwinkel die Differenz ermittelt wird, welche das dem Paar quantisierter Signalkomponenten zugeordnete Ausgangssignal ist.

3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die in Quadratur zueinander stehenden, kartesisch orientierten Signalkomponenten parallel in Analog-Digital- Umsetzern (430, 431) quantisiert und codiert werden, daß jeweils aus den zwei zu einem jeden quantisierten Signalzustand gehörenden codierten Signalkomponenten zusammen ein Codewort gebildet wird, das die Adresse in einem Speicher (434) angibt, wo das für den jeweiligen quantisierten Signalzustand der beiden Signalkomponenten ermittelte Differenzsignal codiert abgespeichert ist, und
daß das der Adresse zugeordnete codierte Differenzsignal aus dem Speicher (434) herausgelesen und einem Digital- Analog-Umsetzer (435) zugeführt wird.

4. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß aus der Phasenwinkeldifferenz mit Hilfe einer Begrenzerschaltung (423) eine Signumsfunktion gebildet wird.

5. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenwinkeldifferenz mit einer Wichtungsfunktion multipliziert wird, die einen um so größeren Wert annimmt, je weniger Signalzustände mit der gleichen Amplitude vorkommen wie der Signalzustand hat, für den die Phasenwinkeldifferenz ermittelt worden ist.

6. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Signumsfunktion der Phasenwinkeldifferenz mit einer Wichtungsfunktion multipliziert wird, die einen um so größeren Wert annimmt, je weniger Signalzustände mit der gleichen Amplitude vorkommen wie der Signalzustand hat, für den die Phasenwinkeldifferenz ermittelt worden ist.

7. Verfahren nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Wichtungsfunktion keine negativen Werte annimmt.

8. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch die Anwendung des die Phasendifferenz wiedergebenden Signals als Steuersignal für einen spannungsgesteuerten Oszillator (10) in einer Demodulatorschaltung mit Trägerrückgewinnung von amplituden- und/ oder phasenumgetasteten Empfangssignalen.