DE3617433A1

DE3617433A1 - Schaltungsanordnung und verfahren zum umsetzen von digitalen signalwerten in ein analoges signal

Info

Publication number: DE3617433A1
Application number: DE19863617433
Authority: DE
Inventors: Hans Ing.(grad.) 7000 Stuttgart Reiber
Original assignee: Standard Elektrik Lorenz AG
Current assignee: Alcatel Lucent Deutschland AG
Priority date: 1985-05-31
Filing date: 1986-05-23
Publication date: 1986-12-04

Description

Beschreibung
Schaltungsanordnun(j und Verfahren zum Umsetzen von digitalen Signalwerten in ein analoges Signal Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung nach dem Oberbegriff von Anspruch 1 und ein Verfahren nach dem Oberbegriff von Anspruch 9. Mit dieser Schaltungsanordnung und nach diesem Verfahren können ursprünglich analoge Signale, z.B. Tonsignale, die zur besseren übertragung in einem Fernmeldenetz - z.B.durch Pulscodemodulation - digitalisiert worden sind, beim Empfänger wieder in die für die Wiedergabe erforderlichen Analogsignale umgesetzt werden.
Es ist vorgesehen, in dem geplanten breitbandigen, integrierten, digitalen B-ISDN-Netz Stereo-Tonsignale hoher Qualität zu übertragen. Für die Digitalisierung solcher Signale muß eine feinstufigere Quantisierung verwendet werden, so daß jeder übertragene Signalabtastwert eine Wortlänge von z.B. 15 Bits aufweist. Um die digitalen Signalwerte vor der Wiedergabe beim Empfänger wieder in analoge Tonsignale umzuformen, werden auch 15 Bit breite Digital-Analog (D/A)-Wandler benötigt, die hohen Linearitätsanforderungen genügen.
Solche D/A-Wandler sind jedoch extrem aufwendig herzustellen.
Bei einem bekannten D/A-Umsetzer (GB-PS 1 444 216) wird deshalb die Abtastfrequenz der ankommenden digitalen Signalwerte erhöht und die Wortbreite der Signalwerte verringert. Es wird eine Pulsdichtemodulation (PDM) erzeugt, aus der das Analogsignal durch ein Tiefpaßfilter rekonstruiert werden kann. Zum Verarbeiten hochwertiger Stereotonsignale ist aber eine hohe Abtastfrequenz von 32 kHz erforderlich, die bei einer Amplitudenquantisierung von 15 Bit bei dem bekannten Umsetzer zu sehr hohen Impulsfrequenzen (8 bis 16 MHz) und damit zu einer ebenso hohen Systemtaktfrequenz führt. Außerdem ist dann vor der analogen Nachfilterung ein Impulsformer sehr hoher Präzision erforderlich, um zu erreichen, daß die Fläche der Impulse unter Berücksichtigung von ansteigenden und abfallenden Flanken konstant ist. Ein solcher Impulsformer ist jedoch technologisch schwer zu beherrschen.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, digitalisierte Signale mit geringem Aufwand so in ein analoges Signal umzusetzen, daß eine hochwertige Wiedergabe möglich ist.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 und durch das Verfahren nach Anspruch 9 gelöst.
Zweckmäßige und vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.
Die Vorteile der Erfindung liegen u.a. darin, daß sie sich gut in integrierter Schaltungstechnik realisieren läßt. Die erforderlichen Taktfrequenzen von etwa 512 kHz bis 2048 MHz lassen sich in MOS-Technik leicht realisieren. Der benötigte D/A-Wandler mit einer Wortbreite von höchstens 8 Bit ist ebenfalls in MOS-Technik realisierbar, da er keine hohen Anforderungen an die Linearität erfüllen muß. Der für die analoge Nachfilterung erforderliche Aufwand ist wegen der überabtastung äußerst gering.
Ausführungsbeispiele der Ertindung werden im folgenden anhand der Zeichnung erläutert. Es zeigen: Fig. 1 eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung, als Blockschaltbild dargestellt, Fig. 2 die relative Leistungsdichte des durch eine Quantisierungsfehlerrückkopplung verringerten Störsignals bei vierfacher überabtastung, Fig. 3 die relative Leistungsdichte des durch die Quantisierungsfehlerrückkopplung verringerten Störsignals bei achtfacher überabtastung, Fig. 4 drei Ausführungen eines in der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 verwendeten Fehlerfilters, Fig. 5 eine erste Ausführungsform von durch die Schaltungsanordnung nach Fig. 1 ausgegebenen Signalimpulsen, Fig. 6 Einzelheiten der Signalimpulse nach Fig. 5, Fig. 7 Diagramme, aus denen die mit der Erfindung erreichte Linearitätsverbesserung ersichtlich ist, Fig. 8 eine zweite Ausführungsform von durch die Schaltungsdanordnung nach Fig. 1 ausgegebenen Signalimpulsen, Fig. 9a eine dritte Ausführungsform von durch die und 9b Schaltungsanordnung nach Fig. 1 ausgegebenen Signalimpulsen und Fig. 10 eine Abwandlung eines Teils der Schaltungsanordnung nach Fig. 1.
über eine übertragungsleitung 1 - die etwa Teil eines B-ISDN-Netzes ist - gelangen PCM-codierte Stereotonsignale zu einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung, in der sie in analoge Signale umgesetzt werden (Fig. 1). Die Schaltungsanordnung ist Bestandteil eines an das Netz angeschlossenen Endgerätes, mit dem die empfangenen Stereotonsignale über Lautsprecher wiedergegeben werden.
Die auf der Leitung 1 seriell ankommenden digitalen Signal- oder Abtastwerte gelangen zu einem Seriell-Parallel-Wandler 2, in dem sie in parallele Form mit einer Wortbreite von q Bits umgesetzt werden. Im Ausführungsbeispiel ist q = 15, dementsprechend weist die übertragungsleitung ib eine Anzahl q paralleler Adern auf. Die Folge der ankommenden Abtastwerte wird in der Zeichnung mit P(N) angedeutet, wobei N der Folgeindex ist.
Die Abtastwerte P(N) treffen mit einer Folgefrequenz f = 32 kHz ein und werden in einem Interpolationsfilter 3 in eine interpolierte Signalwertefolge Q(K) mit derselben Quantisierung q, jedoch mit einer um einen Uberabtastungsfaktor ü erhöhte Folgefrequenz f0 umgesetzt.
Der Ausgang des Interpolationsfilters 3 ist über eine Addierstufe 4 mit dem Eingang einer Quantisierschaltung 6 verbunden. In der Quantisierschaltung 6 werden die von der Addierstufe 4 kommenden - noch zu erläuternden -SignaIwerte S(K), die als Parallelworte mit q = 15 Bits eintreffen, in der Bitzahl reduziert, so daß am Ausgang earallelworte mit r (z.B. r = 11) Bits abgegeben werden.
In einer Differenzschaltung 8 wird eine Quantisierungsfehlerfolge D(K) gebildet, indem von den Eingangssignalen S(K) die Ausgangssignale Y(K) der Quantisierschaltung 6 subtrahiert werden. In dem Ausführungsbeispiel entsprechen die Quantisierungsfehlerwerte den abgetrennten niederwertigen Bits von S(K). In einem Fehlerfilter 10 werden aus den Quantisierungsfehlerwerten D(K) Ruckkopplungswerte F(K) gebildet, die in der Addierstufe 4 zu den Ausgangssignalwerten Q(K) am Ausgang des Interpolationsfilters 2 addiert werden und dabei die Eingangssignalwerte S(K) der Quantisierschaltung 6 ergeben. Die an sich bekannte Quantisierungsfehlerrückkopplung bewirkt bei entsprechendem Zeitverhalten des Fehlerfilters 10, daß der im Hörbereich liegende Anteil des Quantisierungsstörspektrums im Ausgangssignal Y(K) der Quantisierschaltung 6 zu höheren Frequenzen, d.h.
außerhalb des Hörbereichs, verschoben wird.
In erster Näherung kann angenommen werden, daß das Quantisierungsgeräusch eines D/A-Wandlers einem weißen Rauschen entspricht und nicht mit dem Eingangssignal korreliert ist. Die Quantisierung ergibt ein Störsignal YSt das sich am Ausgang des Quantisierers zum Nutzsignal YNutz addiert. Durch die Rückkopplung des Quantisierungsfehlers auf den Eingang der Quantisierschaltung 6 erhält man: =YNutz + [1 - G(Z)]*YStör f = Störfrequenz f0 = U*fC = Ausgabetakt von Y(K) sind.
Die relative Störamplitude ist: Verwendet man als Fehlerfilter ein einfaches Verzögerungsglied (Z 1) so ist Ein Fehlerfilter vom Grad M kann beispielsweise realisiert werden, indem man setzt 1-G(Z) = [1-Z-1]M Es läßt sich zeigen, daß dann für die relative Leistungsdichte D des korrigierten Störsignals gilt: In den Figuren 2 und 3 ist die relative Leistungsdichte D des korrigierten Störsignals über der Frequenz aufgetragen, und zwar mit dem Fi ltergrad M als Parameter.
Fig. 2 gilt für einen überabtastungsgrad ü = 4 und Fig. 3 für einen überabtastungsgrad ü = 8. Der Normierungswert lif der Ordinate entspricht dem Störsignal eines max D/A-Wandlers ohne Quantisierungsfehlerrückführung. In Fig. 3 liegt dieser Wert wesen des vergrößerten Ordinatenmaßstabs außerhalb der Zeichnung.
Aus den Figuren 2 und 3 ist ersichtlich, daß der Flächeninhalt unter den Kurven und damit die Leistungsdichte des Störsignals mit zunehmender überabtastung ü und zunehmendem Filtergrad M stark sinkt.
Für M=4 und ü=4 beträgt der Gewinn des Störabstandes durch die Quantisierungsfehlerbehandlung und die überabtastung 18,6 dB + 6 dB = 24,6 dB. Für M=2 und u=8 ist der Gewinn bereits 23,3 dB . Die Wort länge der Abtastwerte darf pro 6 dß Gewinn um je ein Bit reduziert werden. Im ersten Fall beträgt somit die reduzierte ortlänge statt 15 Bits nur 11 Bits und im zweiten Fall nur 10 Bits.
Nach der in Fig. 2 und 3 dargestellten Kurvenschar des Leistungsdichtespektrums wäre eine noch erheblich größere Wortlängenreduzierung möglich. Bei der Herleitung des Leistungsdichtespektrums ist allerdings angenommen worden, daß das Quantisierungsgeräusch nicht mit dem Nutzsignal korreliert ist. Diese Annahme trifft nur bedingt zu. Insbesondere bei sehr kleinem Signalpegel ist durchaus eine Korrelation gegeben, die der Wortlängenreduzierung Grenzen setzt. Die Kurven nach Fig.
2 und Fig. 3 sowie die daraus ermittelten Angaben des Gewinns an Störabstand können daher nur als grobe Abschätzung aufgefaßt werden. Sie sollen lediglich den Trend verdeutlichen.
Der vorgeschlagene Filtertyp errechnet sich bei M=4 zu 1-G(Z) = E1-Z 174 = 1-42-1+62'2-42'3+Z-4 oder G(Z) = 4Z 1-z~2+4z~3~z-4 Aus Fig. 4 sind drei solcher an sich bekannter Fehlerfilter ersichtlich, und zwar von oben nach unten ein Filter ersten, zweiten und vierten Grades.
Die Abtastwertefolge Y(K) am Ausgang der Quantisierschaltung 6 (Fig. 1) könnte an sich über einen handelsüblichen D/A-Wandler mit entsprechend reduzierter Quantisierung ausgegeben werden. Dieser D/A-Wandler müßte aber eine sehr hohe Linearität aufweisen. Derartige D/A-Wandler sind aber sehr aufwendig in der Herstellung und für MOS- oder CMOS-Integration nicht geeignet.
Die Erfindung ermöglicht es, D/A-Wandler mit geringerer Anforderung an die Linearität und Auflösung zu verwenden.
Der Ausgang der Quantisierungsschaltung 6 ist mit dem Eingang einer Codierschaltung 12 verbunden. In dieser wird aus der Signalwertefolge Y(K) eine um den Faktor 2P erhöhte Wertefolge W(U) gebildet, die nach einer Digital-Analog-Umsetzung und nach einer Tiefpaßfilterung das analoge Ausgangssignal NF bildet.
Die Codierschaltung 12 enthält einen ROM- oder Festwertspeicher 14, in dem eine Umcodierung nach einer noch zu erläuternden Vorschrift durchgeführt wird, und einen Zähler 16, der die Adressen für den ROM-Speicher 14 liefert. Der Zähler 16 weist eine Wortbreite von p Bits auf, d.h. er hat p parallele Ausgänge. Bei dem Ausführungsbeispiel ist p = 3 oder 4. Beträgt die Wortlänge der Signalwerte Y(K) r Bits, so wird sie in der Codierschaltung 12 weiter auf s Bits reduziert, wobei s=r-p ist.
Der Zähler 16 wird mit einer Frequenz 1 = 2 *fO = 2 ü fC getaktet und mit der Frequenz fC jeweils zurückgesetzt.
Die am Ausgang der Codierschaltung 12 abgegebenen Signalwerte gelangen zu einem D/A-Wandler 18. An dessen Ausgang entstehen Impulspakete 22, die aus den Figuren 5 und 6 ersichtlich sind. Diese Impulspakete bilden ein Spektrum, das im Hörbereich weitgehend mit dem Spektrum der hochaufgelösten Eingangs-Abtast- oder Signalwerte P(N) identisch ist.
Die Impulspakete 22 sind aus einzelnen Spannungsimpu.sen 23 der Frequenz kl 1 zusammengesetzt. Jedes Impulspaket ist zu einer vertikalen Mittellinie ML symmetrisch. Der Abstand der Mittellinien beträgt Die Paketfolgefrequenz ist somit gleich der Folgefrequenz der Abtastwerte Y(K) und das Zeitintegral oder die zeitliche Summe der Spannungsimpulse, die sich in der Darstellung der Figuren 5 und 6 als Spannungs-Zeit-Fläche eines Impulspaketes darstellt, entspricht genau dem digitalen Signalwert Y(K).
Die dargestellten Impulspakete 22 entsprechen einem überabtastungsfaktor ü=4. Daher ist die der Eingangs-Folgefrequenz f entsprechende Periode c T = 4*T2 Das dem Ausgang des D/A-Wandlers 18 nachgeschaltete Tiefpaßfilter 20 unterdrückt die Abtastfrequenz Bei der Impulsausgabe des erfindungsgemäßen D/A-Wandlers handelt es sich um einen gemischten Betrieb aus Pulsamptitudenmodulation und Pulsbreitenmodulation, wobei auch die Pulsbreite eine Quantisierung (Zeitraster) aufweist. In Fig. 5 sind Impulspakete 22 mit (von links nach rechts) wachsendem Flächeninhalt dargestellt. Nur die beiden außeren Impulse N1 (K) und N2 (K) eines Imoulspaketes (Fig. 6) sind amplitudenmoduliert, während die Einzelimpulse 23 die Maximalamplitude aufweisen. Die Arzahl der inneren Impulse des Implulspaketes ist 2*P(K).
Der Signalwert Y(K) wird durch die Wertigkeit 0 bis 10 dargestellt.

Y(K) = Y10Y9Y8Y7Y6Y5Y4Y3Y2Y1Y0

P(K) N1(K),

wobei P(K) den drei höchstwertigen Bits Y10 bis Y8 und N1(K) den Bits Y 7 bis Y1 entsprechen.
7 Besteht beispielsweise ein Impuls aus 27 = 128 Teilflächen und ist die maximale Impulszahl eines Paketes 2p= 16, so ist die Geometrie des Impulspaketes auf einfache Weise darstellbar: N = 128 max P(K) = Y 10Y9Y8 (drei höchstwertige Bits) N 1(K) = Y7Y6...Y1 N2 (K) = N1(K), wenn Y0 = O N (K) = N1 (K) + 1, wenn Y0 = 1 2 In dem ROM-Speicher 14 der Codierschaltung 12 sind die en Signalwerten Y(K) entsprechenden Einzelimpulshöhen abgelegt, und zwar in Speicherplätzen 0 bis 15, deren Adressen von dem Zähler 16 gebildet werden. Der Zähler 16 wird, wie bereits erwähnt, mit der Frequenz f1 getaktet und mit der Frequenz c zurückgesetzt. Da die Codetabelle in dem ROM-Speicher 14 bei solch einem einfachen Bildungsgesetz für die einzelnen Signalamplitudenwerte W(U) sehr viel Redundanz aufweist, kann anstelle des Festwertspeichers 14 auch ein PAL Baustein (Programmable Array Logic) verwendet werden, der mit wesentlich weniger Speicherstellen auskommt.
In Fig. 7a ist der - die Form einer durchhängenden Kurve aufweisenden - relative Linearitätsfehlerii # eines herkömmlichen D/A-Wandlers dargestellt. Im Falle der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung wird diese Kurve bei zunehmender NF-Amplitude durch das jeweils erneute Anwachsen des äußeren Balkenpaares der Impulspakete 22 wiederholt durchlaufen. Dadurch entsteht die in Fig. 7b dargestellte wiederholte Abbildung der Kurve von Fig. 7a.
Bezogen auf den Endwert Y verringert sich der max relative. Linearitätsfehler bei dieser Signalausgabeform auf wobei p = Bitzahl des Zählers 16 und 2p-1 = maximale Zahl der Balkenpaare pro Impulspaket ist.
In Fig. 7.c ist eine zusätzliche Nichtlinearität L 2 in Form eines Schrittfehlers dargestellt, der nach dem vorstehend erläuterten Bildungsgesetz dadurch entsteht, daß ein Balken beispielsweise bei einem n-Bit-D/A-Wandler zwar n Höhenschritte, jedoch nur n-1 Teilflächen zwischen den Höhenschritten aufweist.
Die nachfolgende Tabelle 1 zeigt dieses Problem im binären Zahlensystem.

Tabelle 1

Y(K) P(K) N1(K)
Y10Y9Y8 Y7...Y1Y0
257 001 00000001
256 001 00000000
255 000 11111111
254 000 1111111
253 000 11111101
5 000 00000111
4 \| 000 \| 0000010\|0
3 000 00000011
2 \| 000 \| 0000001\|0
1 000 000000 1
0 \| 000 \| 0000000\|0

Tabelle 2

Y(K) P(K) N1(K)
Y10Y9Y8 Y7...Y1Y0
255 001 00000001
254 001 00000000
253 000 11111101
252 000 11111100
5 000 \| 000001 1
4 000 000001 0
3 000 00000011
2 000 00000010
000 \| 0000000 \| 1
o 000 000000 o

Ein Signalwert N1(K) erreicht bei Y(K) = 254 bereits seinen maximalen Zahlenwert und kann bei Y(K) = 255 nicht weiter erhöht werden. Die höherwertige Bitgruppe P(K) erhöht sich bei dem Signalwert Y(K) = 256 von binär 000 auf 001, wodurch nach dem erläuterten Bildungsgesetz nochmals die maximale Balkenhöhe von N1(K) = 127 max eingestellt wird. Die Balkenhöhe ist also bei den drei Signalwerten Y(K) = 254, 255 und 256 gleich 127. Der monotone Funktionsanstieg ist also, wie aus Fig. 7c ersichtlich, über zwei Positionen gestört.

Die zusätzliche Nicht-linearität läßt sich dadurch beseitigen, daß die Wortbreite des D/A-Wandlers 18 durch Hinzufügen eines weiteren Bits vergrößert wird, das d e 128igste Höhenstufe darstellt. Im Geltungsbereich der Bitgruppe P(K) gibt der D/A-Wandler 18 dann den Wert 100000002 aus. Ist der Wert N1(K) = 11111112 und YO = 1, so wird diese höchstwertige Stromquelle auch bei dem rechten Teilimpuls N2(K) ein weiteres Mal aktiviert.
Das zusätzliche Bit bringt wie später noch erläutert den Nacht ei 1 erhöht er "Glitch"-Energie mit sich.
Ein weiterer Nachteil ist hierbei, daß zur Darstellung von nur einer fehlenden Quantisierungsstufe die Genauigkeit des D/A-Wandlers um den Faktor 2 (ein zusätzliches Bit) gesteigert werden muß. Beide Nachteile werden bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung dadurch vermieden, daß die Basis des Zahlensystems von 2s+1 auf 2s+1 -2 geändert wird, wobei s = Wortbreite des D/A-Wandlers ist.
Im vorliegenden Ausführungsbeispiel mit s = 7 wird diz Basis des Zahlensystems von 256 auf 254 verringert. Dies ist in der Tabelle 2 veranschaulicht. Der übertrag von P(K) = 0 auf P(K) = 1 erfolgt bei Y(K) = 254. Es gilt wieder: N2 (K) = N1(K), wenn Y0 = 0 und N2 (K) = N1(K) + 1, wenn Y0 = 1.
Für (K) = 253 ist also N1(K) = 126 und N2(K) 127. Für (K) = 254 ist N1(K) N2(K) = 0, jedoch P(K) = 1, womit ein inneres Balkenpaar auf den Maximalwert 127 eingestellt wird. Für Y(K) = 255 beginnt durch N 1(K) = Qt N2(K) = 1 ein neues äußeres Balkenpaar. Die Fläche des Impulspaketes 22 erhöht sich somit kontinuierlich.
Die gesamte darstellbare Stufenzahl von Y(K) ist max dabei allerdings von 16 x 128 = 2048 auf 16 x 127 = 2032 verringert. Der NF-Aussteuerbereich ist somit um etwa 8°/00 verringert. Dies ist aber praktisch vernachlässigbar. Die Basiswandlung ist in Form einer Zuordnungstabelle ebenfalls in dem ROM-Speicher 14 abgelegt.
Ein weiterer Vorteil der Umsetzung von Signalwerten in Impulspakete liegt darin, daß damit das Auftreten von energiereichen Störimpulsen im D/A-Wandler 18 verhindert wird. Diese entstehen im allgemeinen durch Laufzeitunterschiede in den Stromschaltern des D/A-Wandlers, und zwar besonders dann, wenn diese wechselweise schalten, wie beispielsweise beim übergang des Digitalwertes 1000000 auf 0111111. Es treten dabei Ausqleichsströme auf, die zu sehr energiereichen Störimpulsen - auch als Glitches oder Spikes bekannt -im Analogsignal führen und somit den Störabstand der gesamten Schaltungsanordnung verschlechtern.
Bei Anwendung der Basiswandlung reduziert sich N von max 128 (wie in Bild 6 gezeichnet) auf 127. In dem Punkt A des Impulspaketes 22 (Fig. 6, rechts) wird dann ein Teil der Stromquellen des D/A-Wandlers und in dem Punkt B die restliche Anzahl der Stromquellen eingeschaltet. In dem Punkt C wird wiederum nur ein Teil der Stromquellen ausgeschaltet und in dem Punkt D die restliche Anzahl Stromquellen ausgeschaltet. Ein wechselweises Ein- und Ausschalten kann nur bei sehr großer NF-Ansteuerung auftreten, wenn zwei aufeinanderfotgende Impulspakete lückenlos aneinander anschließen. Dieser Fall tritt jedoch statistisch sehr selten auf. Darüberhinaus wird das so entstehende Störgeräusch dann durch die hohe Lautstärke verdeckt.
Aus der Figur 8 ist eine zweite Impulsausgabeform ersichtlich Im Unterschied zu den Imnulspaketen 22 nach Fig. 6 wächst hier bei den Impulspaketen 22a bei stetig zunehmender NF-Amplitude nur jeweils ein äußerer Balken in der Höhe an, wobei sich dieser amplitudenmodulierte Balken 23a wechselweise an ser rechten oder linken Seite des Impulspaketes anschließt. Trotz dieser Unsymmetrie bleiben die Schwerpunkte der Impulspakete 22a weitgehend äquidistant. Der auftretende Zeitfehler ist zwar größer als bei der Impulsausgabeform nach den Figuren 5 und 6, jedoch immer noch klein gegenüber der Periodenzeit T der NF-Periode. Der maximale Zeitfehler beträgt: wobei 2P die maximale Impulszahl pro Impulspaket ist.
Es gilt: Bei einer Niederfrequenz von fNF = 1/4 * fc = 8 KHz lt Wählt man, entsprechend den in der Figur 8 dargestellten Impulspaketen, einen überabtastungsfaktor ü = 8 und eine Zählerbreite p = 3, so beträgt der auf die NF-Periode bezogene maximale Zeitfehler nur 0,2 0/ovo. Der dabei entstehende Klirrfaktor ist wiederum klein gegenüber diesem Zeitfehler und somit vernachlässigbar. Der Vorteil dieser Impulsausgabeform gegenüber der nach den Figuren 5 und 6 liegt darin, daß sich die Zahl der abgebildeten Teilkurven (vgl. Fig. 7.b) bei gleichem Faktor ü und gleicher Wortbreite p verdoppelt. Der auf die Maximalaussteuerung bezogene Linearitätsfehler ist somit halbiert. Es gilt hier: Andererseits kann bei gleicher Linearitätsanforderung der überabtastungsfaktor ü verdoppelt werden, ohne dabei die Ausaabeimplulsfrequenz f verdoppeln zu müssen. Wie aus den Bildern 2 und 3 abgeleitet werden kann, reduziert sich dadurch die Wortlänge r der Wertefolge Y(K) bei gleichem Filtergrad und die Auflösung s des D/A-Wandlers.
Der Adressenbereich p + r des ROM-Speichers 14 verringert sich dabei ebenfalls.
Um ein zusätzliches Bit in dem D/A-Wandler zur Darstellung der 2s-ten Teilfläche eines Balkens zu vermeiden, kann auch hier die Basis des Zahlensystems durch eine Zuordnungstabelle oder ein PLA-Baustein in dem Speicher 14 gewandelt werden. Da hier einzelne Balken und keine Balkenpaare nacheinander aufgebaut werden, ist die Basis von 25 auf 2S-1 zu reduzieren.
In Fig. 9 ist eine dritte Ausgabeform von Impulspaketen 22b dargestellt. Die Impulse sind symmetrisch zu einer Bezugsspannung von z.B. 1/2*U . Je nach Vorzeichen max der NF-Amplitude sind die Implulse positiv oder negativ, bezogen auf die Bezugsspannung. In Fig. 9a ist der Nulldurchgang einer NF-Schwingung geringer Amplitude dargestellt. Es ist ersichtlich, daß bei kleiner NF-Aussteuerung kein Zeitfehler auftritt. Dieser tritt erst bei großer NF-Amplitude auf, bei der er durch den bekannten Verdeckungseffekt unwirksam wird. Ein Nulldurchgang einer NF-Schwingung großer Amplitude ist in Fig. 9b dargestellt.
Besonders vorteilhaft ist hier, daß bei geringer Aussteuerung der durch die Abtastfrequenz erzeugte Oberwellengehalt ebenfalls gering ist. Das Verhältnis Oberwellen zu NF-Amplitude ist also weitgehend konstant.
Das analoge Tiefpaßfilter 20 kann daher im Vergleich zu den ersten beiden Impulsausgabeformen von geringerem Filtergrad gewählt werden. Die Bildungsvorschrift für die dritte Impulsausgabeform ist ebenfalls in Form einer Zuordnungstabelle in dem ROM-Speicher 14 abgelegt.
Wird beispielsweise ein 7-Bit-D/A-Wandler verwendet, entspricht die Mittellinie 1/2 U beispielsweise dem max Digitalwert 10000002. Nach dem Nulldurchgang der 2 NF-Schwingung ist der Digitalwert geringfügig kleiner, z.B. 0111111. Dieser übergang führt aber, wie schon erwähnt, zu einem energiereichen Störimpuls, da in diesem Fall alle Stromquellen des D/A-Wandlers zum gleichen Zeitpunkt schalten.
Solche Störimpulse lassen sich mit der Anordnung nach Fig. 10 vermeiden. Die Codierschaltung 12 weist hier eine ROM-Spei cher 24 auf, dessen zwei Ausgänge über Leitungen 25 bzw. 26 mit einer Gatterschaltung 27 verbunden sind. Von den Ausgangsdaten des Speichers 24 wird einerseits der Betrag über die Leitung 25 und andererseits das Vorzeichen über die Leitung 26 der Gatterschaltung 27 zugeführt. Deren Ausgänge sind durch eine Leitung 28 mit einem ersten D/A-Wandler 29 und durch eine Leitung 30 mit einem zweiten D/A-Wandler 31 verbunden. Jeder dieser D/A-Wandler 29, 31 weist eine halb so große Auflösung wie der D/A-Wandler 18 von Fig. 1 auf. Die Ausgangssignale der beiden D/A-Wandler 29, 31 werden in einer Sumierschaltung 32 miteinander addiert und dann auf das Tiefpaßfilter 20 gegeben, an dessen Ausgang das NF-Signal zur Verfügung steht.
Die Gatterschaltung 27 schaltet bei positivem Vorzeichen den Betrag der Signalwerte über die Leitung 28 auf den Eingang des ersten D/A-Wandlers 29 und den höchsten Betragswert 1111112 als Festwert über die Leitung 30 2 auf den Eingang des zweiten D/A-Wandlers 31. Bei negativem Vorzeichen wird durch die Gatterschaltung der Betrag bitweise negiert, d.h. es wird das binäre Komplement gebildet und auf den zweiten D/A-Wandler 31 gegeben, während alle über die Leitung 28 auf den ersten D/A-Wandler 29 gegebenen Bits den Wert logisch Null erhalten.
Es ist also jeweils nur ein D/A-Wandler dynamisch aktiv und bestimmt die Impulspaketform, während der andere D!A-Wandler einen sich nicht ändernden Festwert ausgibt und somit dynamisch passiv ist. Der Fall eines gleichzeitigen wechselweisen Schaltens von Stromquellen tritt bei dieser Ausführungsform nicht auf, so daß Störimpulse vermieden werden. Wie bereits erläutert, ist es auch hier zweckmäßig, eine Basiswandlung von 26 = 64 auf 2 -1 = 63 durchzuführen. Dies kann in der bereits beschriebenen Weise durch eine in dem ROM-Speicher 24 enthaltenen Zuordnungstabelle erfolgen.

Claims

Patentansprüche 1. Schaltungsanordnung zum Umsetzen von digitalen Signalwerten in ein analoges Signal, mit einem Digital-Analog-Wandler und einem diesem Wandler nachgeschalteten Tiefpaßfilter, d a d u r c h qekennzei chnet, - daß dem Digital-Analog-Wandler (18) eine Codierschaltung (12) vorgeschaltet ist, in der die digitalen Signalwerte EY(K)3 in Impulspakete (22) umgeformt werden, die aus einer Anzahl lückenlos aufeinanderfolgender Einzelimpulse bestehen, deren Frequenz ein Vielfaches der Folgefrequenz (fO) der Signalwerte beträgt, - daß die Impulspakete (22) eine zu äquidistanten Mittellinien weitgehend symmetrische Form haben, - daß ein Einzelimpuls auf der einen und/oder der anderen Seite der Mittellinie des Impulspaketes (22) eine Amplitude rN1(K),N2(K) aufweist, die kleiner oder gleich einem Maximalwert (N ) ist und alle anderen max Einzelimpulse des Impulspaketes (22) den Maximalwert (N ) aufweisen, und max - daP das zeitliche Integral über ein Impulspaket (22) dem digitalen Signalwert EY(K)] am Eingang der Codierschaltung (12) entspricht.
2. SchaLtungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Cod,erschaltung (12) einen Festwertspeicher (14) und einen den Festwertspeicher (14) adressierenden Zähler (16) aufweist.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß durch die Codierschaltung (12) die Einzelimpulse wechselseitig zu beiden Seiten der Mittellinie (ML) des Impulspaketes (22) aufgebaut werden.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Impulspakete (22) aus Einzelimpulsen (23) in Form paarweise zur Mittellinie angeordneter Balken zusammengesetzt sind.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, die aufweist: - ein Interpolationsfilter (3) in dem aus dem mit einer ersten Folgefrequenz (f ) ankommenden digitalen Signalwerten Signalwerte mit einer erhöhten Folgefrequenz (f0) gebildet werden, - eine Quantisierschaltung (6) in der die Anzahl paralleler Bits, aus der die einzelnen Signalwerte ES(K)] bestehen, verringert wird, - ein Fehlerfilter (10), in dem aus der Differenz der Eingangs- und der Ausgangssignalwerte der Quantisierschaltung (6) Quantisierungsfehlerwerte EF(K) gebildet und auf den Eingang der Quantisierungsschaltung (6) rückgekoppelt werden, - einen Digital-Analog-Wandler (18), in dem die von der Quantisierungsschaltung (6) ausgegebenen Signalwerte in ein analoges Signal umgesetzt werden, und - ein Tiefpaßfilter (20), in dem die Abtastfrequenzanteile in dem analogen Signal unterdrückt werden, dadurch gekennzeichnet, - daß zwischen dem Ausgang der Quantisierschaltung (6) gnd dem Eingang des Digital-Analog-Wandlers (18) eine rodierschaitung liegt, in der aus den Ausgangssignalwerten der Quantisierschaltung (6) Impulspakete (26) mit der erhöhten Folgefrequenz (fig) erzeugt werden, - daß diese Impulspakete (22) symmetrisch bezüglich Zeitpunkten sind, die mit der erhöhten Folgefrequenz (fO) aufeinander folgen, - daß die zeitlich aufsummierten Amplituden der Impulspakete (22) der Amplituden der digitalen Signalwerte Y(K) mit erhöhter Folgefrequenz entsprechen, und - daß die Impulspakete ein Spektrum bilden, das im Hörbereich weitgehend mit dem der hochaufgelösten Eingangs-Signalwerte (P(N) identisch ist.
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Zähler (16) mit einer Frequenz (f1) getaktet wird, die um einen Faktor 2P größer ist als die Folgefrequenz (f ) der Ausgangssignalwerte der 0 Quantisierungsschaltung (6), wobei die Zahl p gleich der Anzahl der Ausgänge des Zählers (16) ist und daß dieser mit der Folgefrequenz (fc) der ankommenden Signalwerte rückgestellt wird.
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Codierschaltung (12) zwei Ausgänge aufweist, die über eine Gatterschaltung (27) mit den Eingängen eines ersten und eines zweiten Digital-Analog-Wandlers (29, 31) verbunden sind, und daß die Ausgänge dieser Digital-Analog-Wandler (29, 31) an eine Summierschaltung (32) angeschlossen sind.
8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß das Vorzeichen der Ausgangssignalwerte EW(U)] der Codierschaltung (12) über eine erste Leitung (25) und deren Betrag über eine zweite Leitung (26) an die Gatterschaltung (27) gelangen, daß bei positivem Vorzeichen der Betrag dem ersten Digital-Analog-Wandler (29) und der höchstmögliche Betragswert (11111112) dem zweiten Digital-Analog-Wandler (31) zugeführt werden, und daß bei negativem Vorzeichen der bitweise negierte Betrag dem zweiten Digital-Analog-Wandler (31) und dem ersten Digital-Analog-Wandler (29) ausschließlich Null-Bits zugeführt werden.
9. Verfahren zum Umsetzen eines digitalen Signales, insbesondere eines Tonsignales, mit folgenden Schritten: - die Folgefrequenz ankommender digitaler Signalwerte wird-durch Interpolation erhöht, - die Wort länge dieser Signalwerte mit erhöhter Folgefrequenz wird verringert, - aus dem Unterschied zwischen den interpolierten Signalwerten mit erhöhter Folgefrequenz und den Signalwerten mit verringerter Wortlänge und derselben erhöhten Folgefrequenz wird ein Fehlersignal gebildet, - das Fehlersignal wird über einen digitalen Filter bandbegrenzt und zu den Signalwerten mit erhöhter Folgefrequenz addiert, - die Signalwerte mit erhöhter Folgefrequenz werden in ein analoges Signal umgewandelt und - die Taktfrequenzanteile werden durch analoge Nachfilterung unterdrückt, dadurch gekennzeichnet, - daß die in der Wort länge reduzierten Signalwerte erhöhter Folgefrequenz in Impulspakete derselben Folgefrequenz umcodiert werden, die symmetrisch bezüglich Zeitpunkten sind, die mit der erhöhten Folgefrequenz aufeinander folgen, und - dan die zeitliche Summe der Amplituden der einzelnen Impulspakete der Amplitude der digitalen Signalwerte Y(K) mit erhöhter Folgefrequenz entspricht.
10. Verfahren nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daQ die Folgefrequenz der digitalen Signalwerte um einen überabtastfaktor ü = 2 bis 8 erhöht wird.