Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Entzerrung linearer
zeitinvarianter oder langsam zeitvarianter Nachrichtenübertragungskanäle
der im Oberbegriff des Patentanspruchs
1 genannten Art.
Bei der Datenübertragung über linear verzerrende, gestörte
Kanäle sind die Parameter, die die Verzerrungen festlegen,
in der Regel unbekannt. Wenn möglichst effektiv Daten über
diese Kanäle übertragen werden sollen, ist die genaue
Kenntnis des jeweils gerade aktuell vorliegenden Übertragungskanals
notwendig. Aus diesem Grund sind adaptive
Entzerrer entwickelt worden, die sich automatisch dem
Übertragunsgkanal anpassen.
Bei zeitvarianten Kanälen, deren verzerrende Eigenschaften
sich innerhalb weniger Symbolintervalle, hat sich
herausgestellt, daß die bei anderen Kanälen üblichen
Entzerrer-Adaptionsverfahren nicht geeignet sind. Dies
trifft insbesondere für den "stochastischen Gradientenalgorithmus"
zu.
In der Offenlegungsschrift DE-32 46 525-A1 ist bereits
eine Einrichtung zur Durchführung eines Verfahrens der im
Oberbegriff des Patentanspruchs 1 genannten Art beschrieben,
bei der mit Hilfe von "Testfolgen", die in die eigentlich
zu übertragende Datenfolge periodisch eingeblendet
und mit übertragen werden, die aktuelle Stoßantwort
der gesamten Übertragungsstrecke ermittelt wird. Diese
resultierende "Kanalstoßantwort" wird anschließend dazu
benutzt, ein Kanalkorrelationsfilter (Kanal-Matched Filter)
und einen adaptiven Entzerrer einzustellen.
Diesem Verfahren sind jedoch dadurch Grenzen gesetzt, daß
die vorgeschriebene Mindestlänge der Testfolge für viele
Anwendungsfälle zu lang ist.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, den Stand der
Technik zu verbessern. Insbesondere soll ein Verfahren der
im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 genannten Art angegeben
werden, mit dem mit einer möglichst hohen Effizienz
die Datenübertragung durchgeführt werden kann, ohne daß
die Genauigkeit der gemessenen Kanalstoßantwort beeintächtigt
wird.
Die Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 genannten Merkmale
gelöst. Es ist nunmehr möglich, bei gleicher Datenrate
die einzelnen Datenblöcke, jeweils bestehend aus
Testfolge und Datenfolge, zu verkürzen. Bei Übertragung
mit "Frequenz-Hopping", bei der jeweils am Beginn einer
Testfolge die Übertragungsfrequenz gewechselt wird, ist
bei gleicher Nutzbitrate nun eine höhere Frequenzwechselrate
zu erzielen.
Die Erfindung wird nun anhand eines Ausführungsbeispiels
näher erläutert.
Fig. 1 zeigt das Prinzip des Empfängers für eine QAM-
Datenübetragung (QAM = Quadraturamplitudenmodulation) mit
Kanalkorrelationsfilter 2, Entzerrer 3 und Entscheidungsstufe
9 in zeitdiskreter Realisierung. Das Empfangssignal
g(t) wird von einem Quadratur-Demodulator 1 demoduliert.
Das Ergbnis der Demodulation ist das komplexe Signal
g T (t) im äquivalenten Tiefpaßbereich. Das demodulierte
Signal wird entsprechend dem Abtasttheorem zu den Zeiten
i·Δ abgetastet und weiterverarbeitet. Dabei werden mit
Hilfe des Kanalkorrelationsfilters 2 und des Entzerrers 3
die gesendeten Symbole x′ (k) zurückgewonnen. Eine Entscheidungsstufe
9 formt hieraus im Idealfall die ursprünglichen
Symbole x(k) zurück. Die tatsächlich zurückgewonnen
Symbole sind in der Fig. 1 mit (k) bezeichnet.
Vor dem Entzerrer 3 ist eine Abtastung, beispielsweise
durch eine Abtasteinrichtung 31 im Symboltakt 1/T s vorteilhaft.
Dieser Schalter schließt jeweils für die Dauer
Δ dann, wenn i ein ganzzahliges Vielfaches des Wertes
T s /Δ ist.
Wenn die Startzeitpunkterkennungseinrichtung 8 das Startsignal
erkennt, schaltet sie das Empfangssignal mit Hilfe
des Schalters 7 zur Meßeinrichtung für die Kanalstoßantwortmessung
durch (Schalterstellung 1), die aus der Korrelationseinrichtung
4 für die zyklische Korrelation und der
Korrektureinrichtung 5 für die Korrektur der in der Korrelationseinrichtung
4 ermittelten Schätzfunktion w 1(i·Δ)
der Kanalstoßantwort besteht. In vorteilhafter Weise wird
die korrigierte Kanalstoßantwort w 2(i·Δ) zur Initialisierung
der Nachadaptionseinrichtung verwendet, die ihrerseits
eine Schätzfunktion h(i·Δ) für die Kanalstoßantwort
zur Einstellung des Kanalkorrelationsfilters 2 und des
Entzerrers 3 liefert. Unmittelbar nach der Kanalstoßantwortmessung
ist die Schätzfunktion h(i·Δ) identisch mit
der korrigierten Kananlstoßantwort w 2(i·Δ). Die korrigierte
Kanalstoßantwort w 2(i·Δ) wird in vorteilhafter Weise
zusätzlich zur Synchronisation der Startzeitpunkterkennungseinrichtung
8 verwendet (Leitung 68).
Nach der Ermittlung der Kanalstoßantwort w 2(i·Δ) wird der
Schalter 7 von der Einrichtung 8 in Ruhestellung 0 gebracht.
Die Nachadaptionseinrichtung 6 paßt nun durch
Vergleich des Empfangssignals g T (i·Δ) mit den zurückgewonnenen
Symbolen x′ (k) die Schätzfunktion h(i·Δ) laufend
den Kanalschwankungen an.
Zur Nachadaption kann in der Einrichtung 6 ein übliches
Verfahren, z. B. die in Magee, F.R.; Proakis, J.G.: Adaptive
Maximum-Likelihood Sequence Estimation for Digital
Signaling in the Presence of Intersymbol Interference,
IEEE-Trans. on IT (1973), Seiten 120 bis 124 beschriebene
Version des stochastischen Gradientenverfahrens verwendet
werden.
Die Arbeitsweise der in Fig. 1 dargestellten Einrichtung
wird nun im äquivalenten Tiefpaßbereich näher beschrieben.
Die Transformation des Empfangssignals g(t) in den äquivalenten
Tiefpaßbereich durch den Quadraturdemodulation 1
ist gegeben durch
g T (t) = (g(t)·exp(-j·2·π·f o ·t)) *h TP (t) (1)
wobei f o die Bandmittenfrequenz und h TP die Stoßantwort
eines näherungsweise idealen Tiefpasses ist.
In Gl. 1 und im folgenden bezeichnet ein Stern (*) die
Faltungsoperation, ein hochgestellter Stern (*) die Bildung
des konjugiert komplexen Signals.
Das Empfangssignal im äquivalenten Tiefpaßbereich g T (t)
läßt sich mit den im allgemeinen komplexen Symbolen x(k)
des Sendesignals beschreiben durch:
wobei T s die Symboldauer und h T (t) die gesuchte (komplexe)
Kanalstoßantwort ist. Im Ausdruck h T (t) ist neben der
Stoßantwort des realen Kanals auch der Einfluß der linearen
Verzerrungen vom HF-Sender und HF-Empfänger und die
Stoßantwort des im Modemsender zur Impulsformung verwendeten
Modulationstiefpasses enthalten.
Für die zu messende Kanalstoßantwort wird eine Zeitbegrenzung
auf ein Intervall der Länge T h = N h ·T s angenommen:
In den eigentlichen Symbolstrom werden sendeseitig Testsymbole
eingefügt:
Dabei bedeutet z. B. y = i mod N , daß zum oder vom Wert i
der Wert N PN so oft zu addieren beziehungsweise zu substrahieren
ist, bis das Ergebnis im bere ist bis das Ergebnis im Bereich 0 y ≦ωτ N PN liegt.
Die Symbole x PN (i) für
i = 1 . . . N PN -1 sind Pseudo-Noise-Folgesymbole, für die mit
N PN N H gilt:
Dabei ist N PN · T s die PN-Folgenlänge. Die Folge x(i) für
i = 1 . . . N h + N PN - 1 wird Testfolge genannt. Sie besteht mindestens
aus N h + N PN - 1 Symbolen. Während nach der Lehre der
OS 32 46 525 mit T h = Dauer der Kanalstoßantwort,
T s = Symboldauer und N h ≈ N PN die Testfolge
Symbole aufweisen muß, genügen hier also bereits
N TF ≈ 2 · N PN
Symbole für die Testfolge. Sie kann daher in vorteilhafter
Weise bis zu 30% kürzer als bisher möglich gewählt werden.
Nach Aussendung der Testfolge wird empfangsseitig ein Ausschnitt
des Empfangssignals mit der Länge T PN = N PN · T s
herausgegriffen und periodisch fortgesetzt. Dies erfolgt
in Fig. 1 mittels des Schalters 7 und der Korrelationseinrichtung
4. Man erhält:
Bei Gültigkeit von Gl. 3 und ohne Störungen ist g T (t)
nur von den in Gleichung 4 eingesetzten Testfolgensymbolen
abhängig.
Das durch Gleichung 6 definierte Teilstück wird nun zyklisch
mit der aufbereiteten PN-Folge korreliert. Hierzu
wird aus der PN-Folge ein Zeitsignal erzeugt, welches für
jedes Folgenglied ein Dirac-Stoß im Abstand der Symboldauer
T s aufweist. Es ergibt sich hiermit am Ausgang der
Korrelationseinrichtung 4 eine periodische Funktion w(t).
Von dieser wird der Ausschnitt:
als erste Schätzung für die Kanalstoßantwort (abgesehen
von einem konstanten Faktor), verwendet.
Eine verbesserte Schätzung w 2(t), die auch eine geeignete
Normierung enthält, ergibt sich durch eine Ermittlung
eines Korrekturterms
und Bildung der Summe:
Dabei bedeutet
w 1(t mod T ),
daß der Ausschnitt der Dauer T s der Funktion w 1(t), der
bei t = 0 beginnt, periodisch wiederholt wird.
Gleichung 8 gilt im Bereich 0 t ≦ωτ N h · T s .Außerhalb dieses
Zeitbereichs wird w 2(t) = 0 gesetzt. Das Signal w 2(t) ist
am Ausgang der Korrelationseinrichtung 5, die den Korrekturterm
und damit w 2(t) ermittelt, abgreifbar.
Die gesuchte Kanalstoßantwort, die zur Einstellung des
Kanalkorrelationsfilters, des Entzerrers und zur Nachführung
verwendet wird, ist damit:
h T (t) ≈ w 2(t) ≈ w 1(t)/ N PN .