DE3540716A1 - Verfahren zur entzerrung linearer zeitinvarianter oder langsam zeitvarianter nachrichtenuebertragungskanaele - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Entzerrung linearer zeitinvarianter oder langsam zeitvarianter Nachrichtenübertragungskanäle der im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 genannten Art.

Bei der Datenübertragung über linear verzerrende, gestörte Kanäle sind die Parameter, die die Verzerrungen festlegen, in der Regel unbekannt. Wenn möglichst effektiv Daten über diese Kanäle übertragen werden sollen, ist die genaue Kenntnis des jeweils gerade aktuell vorliegenden Übertragungskanals notwendig. Aus diesem Grund sind adaptive Entzerrer entwickelt worden, die sich automatisch dem Übertragunsgkanal anpassen.

Bei zeitvarianten Kanälen, deren verzerrende Eigenschaften sich innerhalb weniger Symbolintervalle, hat sich herausgestellt, daß die bei anderen Kanälen üblichen Entzerrer-Adaptionsverfahren nicht geeignet sind. Dies trifft insbesondere für den "stochastischen Gradientenalgorithmus" zu.

In der Offenlegungsschrift DE-32 46 525-A1 ist bereits eine Einrichtung zur Durchführung eines Verfahrens der im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 genannten Art beschrieben, bei der mit Hilfe von "Testfolgen", die in die eigentlich zu übertragende Datenfolge periodisch eingeblendet und mit übertragen werden, die aktuelle Stoßantwort der gesamten Übertragungsstrecke ermittelt wird. Diese resultierende "Kanalstoßantwort" wird anschließend dazu benutzt, ein Kanalkorrelationsfilter (Kanal-Matched Filter) und einen adaptiven Entzerrer einzustellen.

Diesem Verfahren sind jedoch dadurch Grenzen gesetzt, daß die vorgeschriebene Mindestlänge der Testfolge für viele Anwendungsfälle zu lang ist.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, den Stand der Technik zu verbessern. Insbesondere soll ein Verfahren der im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 genannten Art angegeben werden, mit dem mit einer möglichst hohen Effizienz die Datenübertragung durchgeführt werden kann, ohne daß die Genauigkeit der gemessenen Kanalstoßantwort beeintächtigt wird.

Die Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 genannten Merkmale gelöst. Es ist nunmehr möglich, bei gleicher Datenrate die einzelnen Datenblöcke, jeweils bestehend aus Testfolge und Datenfolge, zu verkürzen. Bei Übertragung mit "Frequenz-Hopping", bei der jeweils am Beginn einer Testfolge die Übertragungsfrequenz gewechselt wird, ist bei gleicher Nutzbitrate nun eine höhere Frequenzwechselrate zu erzielen.

Die Erfindung wird nun anhand eines Ausführungsbeispiels näher erläutert.

Fig. 1 zeigt das Prinzip des Empfängers für eine QAM- Datenübetragung (QAM = Quadraturamplitudenmodulation) mit Kanalkorrelationsfilter 2, Entzerrer 3 und Entscheidungsstufe 9 in zeitdiskreter Realisierung. Das Empfangssignal g(t) wird von einem Quadratur-Demodulator 1 demoduliert. Das Ergbnis der Demodulation ist das komplexe Signal g _T (t) im äquivalenten Tiefpaßbereich. Das demodulierte Signal wird entsprechend dem Abtasttheorem zu den Zeiten i·Δ abgetastet und weiterverarbeitet. Dabei werden mit Hilfe des Kanalkorrelationsfilters 2 und des Entzerrers 3 die gesendeten Symbole x′ (k) zurückgewonnen. Eine Entscheidungsstufe 9 formt hieraus im Idealfall die ursprünglichen Symbole x(k) zurück. Die tatsächlich zurückgewonnen Symbole sind in der Fig. 1 mit (k) bezeichnet.

Vor dem Entzerrer 3 ist eine Abtastung, beispielsweise durch eine Abtasteinrichtung 31 im Symboltakt 1/T _s vorteilhaft. Dieser Schalter schließt jeweils für die Dauer Δ dann, wenn i ein ganzzahliges Vielfaches des Wertes T _s /Δ ist.

Wenn die Startzeitpunkterkennungseinrichtung 8 das Startsignal erkennt, schaltet sie das Empfangssignal mit Hilfe des Schalters 7 zur Meßeinrichtung für die Kanalstoßantwortmessung durch (Schalterstellung 1), die aus der Korrelationseinrichtung 4 für die zyklische Korrelation und der Korrektureinrichtung 5 für die Korrektur der in der Korrelationseinrichtung 4 ermittelten Schätzfunktion w 1(i·Δ) der Kanalstoßantwort besteht. In vorteilhafter Weise wird die korrigierte Kanalstoßantwort w 2(i·Δ) zur Initialisierung der Nachadaptionseinrichtung verwendet, die ihrerseits eine Schätzfunktion h(i·Δ) für die Kanalstoßantwort zur Einstellung des Kanalkorrelationsfilters 2 und des Entzerrers 3 liefert. Unmittelbar nach der Kanalstoßantwortmessung ist die Schätzfunktion h(i·Δ) identisch mit der korrigierten Kananlstoßantwort w 2(i·Δ). Die korrigierte Kanalstoßantwort w 2(i·Δ) wird in vorteilhafter Weise zusätzlich zur Synchronisation der Startzeitpunkterkennungseinrichtung 8 verwendet (Leitung 68).

Nach der Ermittlung der Kanalstoßantwort w 2(i·Δ) wird der Schalter 7 von der Einrichtung 8 in Ruhestellung 0 gebracht. Die Nachadaptionseinrichtung 6 paßt nun durch Vergleich des Empfangssignals g _T (i·Δ) mit den zurückgewonnenen Symbolen x′ (k) die Schätzfunktion h(i·Δ) laufend den Kanalschwankungen an.

Zur Nachadaption kann in der Einrichtung 6 ein übliches Verfahren, z. B. die in Magee, F.R.; Proakis, J.G.: Adaptive Maximum-Likelihood Sequence Estimation for Digital Signaling in the Presence of Intersymbol Interference, IEEE-Trans. on IT (1973), Seiten 120 bis 124 beschriebene Version des stochastischen Gradientenverfahrens verwendet werden.

Die Arbeitsweise der in Fig. 1 dargestellten Einrichtung wird nun im äquivalenten Tiefpaßbereich näher beschrieben. Die Transformation des Empfangssignals g(t) in den äquivalenten Tiefpaßbereich durch den Quadraturdemodulation 1 ist gegeben durch

g _T (t) = (g(t)·exp(-j·2·π·f _o ·t)) *h _TP (t) (1)

wobei f _o die Bandmittenfrequenz und h _TP die Stoßantwort eines näherungsweise idealen Tiefpasses ist.

In Gl. 1 und im folgenden bezeichnet ein Stern (*) die Faltungsoperation, ein hochgestellter Stern (^*) die Bildung des konjugiert komplexen Signals.

Das Empfangssignal im äquivalenten Tiefpaßbereich g _T (t) läßt sich mit den im allgemeinen komplexen Symbolen x(k) des Sendesignals beschreiben durch: wobei T _s die Symboldauer und h _T (t) die gesuchte (komplexe) Kanalstoßantwort ist. Im Ausdruck h _T (t) ist neben der Stoßantwort des realen Kanals auch der Einfluß der linearen Verzerrungen vom HF-Sender und HF-Empfänger und die Stoßantwort des im Modemsender zur Impulsformung verwendeten Modulationstiefpasses enthalten.

Für die zu messende Kanalstoßantwort wird eine Zeitbegrenzung auf ein Intervall der Länge T _h = N _h ·T _s angenommen:

In den eigentlichen Symbolstrom werden sendeseitig Testsymbole eingefügt:

Dabei bedeutet z. B. y = i _{mod N} , daß zum oder vom Wert i der Wert N _PN so oft zu addieren beziehungsweise zu substrahieren ist, bis das Ergebnis im bere ist bis das Ergebnis im Bereich 0 y ≦ωτ N _PN liegt.

Die Symbole x _PN (i) für i = 1 . . . N _PN -1 sind Pseudo-Noise-Folgesymbole, für die mit N _PN N _H gilt:

Dabei ist N _PN · T _s die PN-Folgenlänge. Die Folge x(i) für i = 1 . . . N _h + N _PN - 1 wird Testfolge genannt. Sie besteht mindestens aus N _h + N _PN - 1 Symbolen. Während nach der Lehre der OS 32 46 525 mit T _h = Dauer der Kanalstoßantwort, T _s = Symboldauer und N _h ≈ N _PN die Testfolge Symbole aufweisen muß, genügen hier also bereits

N _TF ≈ 2 · N _PN

Symbole für die Testfolge. Sie kann daher in vorteilhafter Weise bis zu 30% kürzer als bisher möglich gewählt werden.

Nach Aussendung der Testfolge wird empfangsseitig ein Ausschnitt des Empfangssignals mit der Länge T _PN = N _PN · T _s herausgegriffen und periodisch fortgesetzt. Dies erfolgt in Fig. 1 mittels des Schalters 7 und der Korrelationseinrichtung 4. Man erhält:

Bei Gültigkeit von Gl. 3 und ohne Störungen ist g _T (t) nur von den in Gleichung 4 eingesetzten Testfolgensymbolen abhängig.

Das durch Gleichung 6 definierte Teilstück wird nun zyklisch mit der aufbereiteten PN-Folge korreliert. Hierzu wird aus der PN-Folge ein Zeitsignal erzeugt, welches für jedes Folgenglied ein Dirac-Stoß im Abstand der Symboldauer T _s aufweist. Es ergibt sich hiermit am Ausgang der Korrelationseinrichtung 4 eine periodische Funktion w(t). Von dieser wird der Ausschnitt: als erste Schätzung für die Kanalstoßantwort (abgesehen von einem konstanten Faktor), verwendet.

Eine verbesserte Schätzung w 2(t), die auch eine geeignete Normierung enthält, ergibt sich durch eine Ermittlung eines Korrekturterms und Bildung der Summe:

Dabei bedeutet

w 1(t _{mod T} ),

daß der Ausschnitt der Dauer T _s der Funktion w 1(t), der bei t = 0 beginnt, periodisch wiederholt wird.

Gleichung 8 gilt im Bereich 0 t ≦ωτ N _h · T _s .Außerhalb dieses Zeitbereichs wird w 2(t) = 0 gesetzt. Das Signal w 2(t) ist am Ausgang der Korrelationseinrichtung 5, die den Korrekturterm und damit w 2(t) ermittelt, abgreifbar.

Die gesuchte Kanalstoßantwort, die zur Einstellung des Kanalkorrelationsfilters, des Entzerrers und zur Nachführung verwendet wird, ist damit:

h _T (t) ≈ w 2(t) ≈ w 1(t)/ N _PN .

Claims (7)

1. Verfahren zur Entzerrung linearer zeitinvarianter oder langsam zeitvarianter Nachrichtenübertragungskanäle über die Nachrichten im Einseitenband-, Restseitenband- oder Zweiseitenband-Verfahren ohne Träger übertragen werden, wobei die Nachrichten vorzugsweise mittels eines digitalen Modulationsverfahrens in Form vom Datenblöcken übertragen werden und vor jedem Datenblock jeweils eine Testzeichenfolge ausgesendet wird um empfangsseitig ein Quadratur- Demodulator und eine Entscheidungsstufe verwendet wird, zwischen Demodulator und Entscheidungsstufe ein einstellbares Kanalkorrelationsfilter und ein einstellbarer Entzerrer geschaltet sind, aus jeder Testzeichenfolge empfangsseitig eine Schätzfunktion für die Stoßantwort der Übertragungsstrecke ermittelt wird, mit Hilfe der Schätzfunktion (= gemessene Kanalstoßantwort) die Einstellung des Kanalkorrelationsfilters und des Entzerrers vorgenommen bzw. korrigiert wird und sendeseitig als Testzeichenfolge ein Ausschnitt aus einer periodisch wiederholten Pseudo-Noise-(PN)-Folge in vorbestimmetr Weise in den Datenstrom eingefügt wird, dadurch gekennzeichnet,
daß empfangsseitig von einem vorbestimmten Startzeitpunkt aus ein Teilstück des Ausgangssignals (g _T (t)) des Demodulators (1) der Dauer T _PN = N _PN ·T _s , die von der PN-Folgenlänge N _PN und der Symboldauer T _s abhängt, abgegriffen (Schalter 7) wird,
daß dieses Teilstück (T _PN ) zyklisch mit der aufbereiteten PN-Folge gemäß der Gleichung: korreliert wird, wobei eine periodische Funktion w(t) entsteht,
daß eine Periode der Funktion w(t) oder ein Ausschnitt w 1(t) aus der Funktion w(t) entweder direkt oder nach einer Korrektur (w 2(t)) als Schätzfunktion für die Stoßantwort der Übertragungsstrecke verwendet wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die periodische Funktion w(t) auf ein Intervall der Dauer T _h = N _h ·T _s zeitbeschränkt wird, wobei die zeitbegrenzte Funktion w 1(t) entsteht, und daß als gemessene Kanalstoßantwort die korrigierte Funktion w 2(t) verwendet wird, wobei sich w 2(t) ergibt aus der Vorschrift: und a und b Korrekturfaktoren sind, die von der Länge N _PN der PN-Folge, der Länge der Kanalstoßantwort N _h und von der Symboldauer T _s abhängen.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß durch eine Nachadationseinrichtung (6) die gemessene Kanalstoßantwort zwischen zwei Messungen in an sich bekannter Weise den Kanaländerungen nachgeführt wird.

4. Verfahren nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß als digitale Modulationsverfahren Quadraturamplitudenmodulation (QAM) verwendet wird und ein Entzerrer (3) mit Entscheidungsrückführung (Decision Feedback Equalizer) verwendet wird.

5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die zyklische Korrelation des Demodulator-Ausgangssignals (g _T (t)) mit der aufbereiteten PN-Folge und die Korrektur der Korrelation digital mit Abtastwerten (im Abstand Δ) durchgeführt wird.

6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Signalaufbereitung zur Bestimmung der Stoßantwort mit Hilfe eines programmierbaren digitalen Prozessors vorgenommen wird.

7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Realisierung sämtlicher zum Empfang notwendiger Signalverarbeitungsschritte mit Hilfe eines programmierbaren digitalen Prozessors vorgenommen wird.