DE3519413C2 - - Google Patents
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
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- H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
- H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
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Description
Die Erfindung betrifft eine
Halbleiterschaltungsvorrichtung nach dem Oberbegriff des
Patentanspruchs 1. Sie umfaßt eine erste Menge von Dioden
und eine Menge von Transistoren, wobei jeder der
Transistoren einen ersten Anschluß, einen zweiten Anschluß
und einen dritten Anschluß aufweist und über seinen ersten
und zweiten Anschluß leitet, wobei sein dritter Anschluß
eine Basiselektrode enthält, an die ein Potential angelegt
wird, um den Transistor leitend zu machen.
Fig. 1 zeigt eine konventionelle LSTTL Ausgangsschaltung.
In Fig. 1 wird ein Eingangssignal an die Kathode einer
SBD-Schottky-Sperrschicht-Diode 1 angelegt. Die Anode
der SBD ist über einen Widerstand 2 mit einer Hochpoten
tialquelle 3 verbunden. Ein erster Transistor 4 umfaßt
einen SBD npn Transistor (Schottky-geklammerter npn Tran
sistor). Die Basis des ersten Transistors ist mit der
Anode der SBD verbunden, während der Kollektor des
ersten Transistors über einen Widerstand 5 mit der Hoch
potentialquelle 3 verbunden ist. Ein zweiter Transistor
6 umfaßt einen SBD npn Transistor, der zwischen einem
Ausgangsanschluß 7 und einer Niedrigpotentialquelle 8
angeschlossen bzw. verbunden ist, die geerdet ist. Die
Basis des zweiten Transistors ist mit dem Emitter des
ersten Transistors verbunden. Ein dritter Transistor 9
umfaßt ebenso einen SBD npn Transistor. Der Kollektor des
dritten Transistors ist über einen Widerstand 10 mit
der Hochpotentialquelle 3 verbunden, wobei der Emitter
über einen Widerstand 11 mit der Niedrigpotentialquelle
8 verbunden ist. Seine Basis ist mit dem Kollektor des
ersten Transistors verbunden. Ein vierter Transistor 12
umfaßt einen npn Transistor, der zwischen dem Kollektor
des dritten Transistors 9 und dem Ausgangsanschluß 7
angeordnet ist. Die Basis des vierten Transistors ist
mit dem Emitter des dritten Transistors verbunden.
Eine Darlington-Schaltung umfaßt den dritten und vier
ten Transistor 9 und 12 und legt einen Strom von der
Hochpotentialquelle 3 an den Ausgangsanschluß 7 an, wenn
das Potential am Ausgangsanschluß 7 hoch ist. Der Wider
stand 11 leitet den Strom an der Basis des vierten Tran
sistors ab.
Ein fünfter Transistor 13 umfaßt einen SBD npn Transi
stor. Die Basis des fünften Transistors 15 ist über
einen Widerstand 14 mit dem Emitter des ersten Transi
stors 4 verbunden, dessen Kollektor über einen Wider
stand 15 mit der Basis des zweiten Transistors 6 verbun
den ist. Sein Emitter ist mit der Niedrigpotentialquelle
8 verbunden. Der fünfte Transistor 15 entlädt die Ladung
an der Basis des zweiten Transistors 6.
Im Betrieb wird ein Niedrigpegeleingangssignal an die
Kathode des SBD angelegt. In diesem Zeitpunkt fließt
Strom von der Hochpotentialquelle 3 zum Widerstand 2 und
die SBD 1, so daß das Potential an der Basis des ersten
Transistors 4 geringer ist als die Summe der Basisemi
terspannung V BE 4 des ersten Transistors 4 und der Basis
emitterspannung V BE 6 des zweiten Transistors 6. Folg
lich sind der erste und zweite Transistor nicht lei
tend. Andererseits ist der dritte Transistor 9 leitend
und der Strom I H 11, der durch den Widerstand 11 fließt,
wird durch die folgende Formel (A) ausgedrückt:
I H 11 = (V CC -V BE 9)/R₁₁ . . . (A),
wobei V CC die Spannung der Hochpotentialquelle, V BE 9 die
Basisemitterspannung des dritten Transistors 9 und R₁₁
der Widerstandswert des Widerstandes 11 ist. Wenn der
dritte Transistor 9 leitend ist, wird das Potential an
der Basis des vierten Transistors 12 ausreichend sein,
um den vierten Transistor in den leitenden Zustand zu
überführen. Ist der zweite Transistor 6 nichtleitend
und der vierte Transistor 12 leitend, entsteht ein Hochpegelpotential
am Ausgangsanschluß 7.
Wenn ein Hochpegeleingangssignal an die Kathode der SBD 1
angelegt wird, wird das Potential an der Basis des
ersten Transistors 4 größer als die Summe der Basisemitterspannung
V BE 4 des ersten Transistors 4 und der Basisemitterspannung
V BE 6 des zweiten Transistors 6, so daß
erste und zweite Transistor 4 und 6 leitend wird. Der
dritte Transistor 9 wird ebenfalls leitend und der Strom
I L 11 fließt durch den Widerstand 11 und wird durch die
folgende Formel oder Gleichung (B) ausgedrückt:
I L 11 = (V sat 4 + V BE 6 - V BE 9)/R 11. . . (B),
wobei V sat 4 die Kollektor-Basissättigungsspannung am
ersten Transistor 4 und V BE 6 die Basisemitterspannung am
zweiten Transistor 6 ist.
Der vierte Transistor 12 ist nichtleitend, weil der
Strom I L 11, der durch den Widerstand 11 fließt, sehr ge
ring ist. Als Ergebnis wird der zweite Transistor 6 lei
tend und der vierte Transistor 12 wird nichtleitend, so
daß die Spannung am Ausgangsanschluß 7 gering ist.
Im allgemeinen beträgt die Durchbruchsspannung BV ECR
eines npn Transistors ungefähr 6 V und die Durchbruchsspannung
BV CEO eines SBD npn Transistors ungefähr 10 V,
so daß in der Schaltung nach dem Stand der Technik die
Durchbruchspannung der Ausgangsschaltung bestimmt ist
durch die Durchbruchsspannung BV ECR des vierten Transi
stors 12, wenn das Ausgangssignal am Ausgangsanschluß 7
hoch ist. Außerdem hängt die Durchbruchsspannung BV ECR
des vierten Transistors 12 ab vom Wert des Widerstandes
und ist größer, wenn der Wert des Widerstandes klein
oder gering ist (die Durchbruchsspannung BV ECR wird be
rechnet, wenn der Emitter eines Transistors eine an ihn
angelegte Spannung aufweist, wobei am Kollektor eine
Standardspannung anliegt und wobei der Widerstand 11
zwischen der Basis und der Standardspannung angeschlos
sen ist).
Wenn andererseits die Spannung am Ausgangsanschluß hoch
ist, fließt ein Teil des Verbraucherstromes I H 11 von der
Hochpotentialquelle 3 über den Widerstand 5, die Basis
emitterstrecke des dritten Transistors 9 und den Wider
stand 11 zur Niedrigpotentialquelle 8. Daher hängt der
Stromverbrauch ab vom Wert des Widerstandes 11 und nimmt
bei einem kleineren Wert des Widerstandes zu, wie dies
sich aus der Formel (A) ergibt.
Als Ergebnis ist festzustellen, daß die Vorrichtung nach
diesem Stand der Technik die folgenden Nachteile aufweist.
Wenn die Ausgangsanschlußspannung hoch ist, nimmt der
Stromverbrauch I H 11 zu, wenn der Wert des Widerstandes
11 abnimmt, um die Durchbruchsspannung der
Ausgangsschaltung anzuheben, während die
Durchbruchsspannung gering wird, wenn der Wert des
Widerstandes 11 größer gemacht wird, um den Strom I H 11
abzusenken.
Wenn andererseits die Ausgangsanschlußspannung gering ist,
wenn der vierte Transistor 12 leitend wird, hängt die
Durchbruchsspannung der Ausgangsschaltung ab von der
Steh-Spannung BV CEO . Der Verbrauchsstrom I L 11 ist sehr
gering, wie dies klar aus der obigen Formel (B)
ersichtlich ist.
Eine integrierte Halbleiterschaltungsvorrichtung der
eingangs genannten Art ist aus der US-PS 44 13 194
bekannt.
Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine
integrierte Halbleiterschaltungsvorrichtung nach dem
Oberbegriff des Patentanspruchs 1 zu schaffen, welche eine
Ausgangsschaltung mit einer größeren Durchbruchsspannung
aufweist. Außerdem soll die Ausgangsschaltung einen
geringeren Stromverbrauch aufweisen.
Diese Aufgabe wird mit den Merkmalen des kennzeichnenden
Teils des Patentanspruchs 1 gelöst.
Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der
Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.
Eine Ausführungsform der Erfindung wird im folgenden
anhand der Zeichnungen näher beschrieben und
erläutert. Darin zeigt
Fig. 1 eine schematische Schaltung einer konventio
nellen LSTTL Ausgangsschaltung,
Fig. 2 eine schematische Schaltung einer LSTTL
Ausgangsschaltung nach der vorliegenden
Erfindung, und
Fig. 3 ein Diagramm zur Erklärung der in den Schal
tungen der Fig. 1 und 2 verwendeten Symbole.
In den Fig. 1 und 2 sind ähnliche Elemente entsprechend
bezeichnet. Mit Bezug auf Fig. 2 umfaßt eine vierte
Transistorschaltung 16 einen SBD npn Transistor mit
einem npn Transistor 16 a und einer SBD 16 b, um die
Durchbruchsspannung des npn Transistors 16 a zu erhöhen.
Die Anode des SBD 16 b ist mit der Basis des Transistors
16 a verbunden. Die Kathode des SBD 16 b ist mit dem Kol
lektor des Transistors 16 a verbunden. Der Transistor 16 a
ist außerdem zwischen dem Kollektor des dritten Transi
stors 9 und dem Ausgangsanschluß 7 angeordnet. Die Ba
sis des Transistors 16 a ist mit dem Emitter des dritten
Transistors 9 verbunden. Die Darlington-Schaltung umfaßt
den dritten und vierten Transistor 9 und 16 und legt
einen Strom von der Hochpotentialquelle 3 an den Aus
gangsanschluß 7 an, wenn der Ausgang des Ausgangsan
schlusses hoch ist. Die Anode eines SBD 17 ist mit der
Basis des Transistors 16 a über einen Widerstand 18 ver
bunden. Die Kathode des SBD 17 ist mit dem Ausgangsan
schluß 7 verbunden. Die SBD 17 wird für das Ansteigen
bzw. Erhöhen der Durchbruchsspannung des vierten Tran
sistors 16 verwendet, wenn das Ausgangspotential am Aus
gangsanschluß 7 hoch ist. Der Widerstand 18 ist zum Ab
leiten des Stromes an der Basis des Transistors 16 a vor
gesehen. Der Widerstand 18 kann durch den Widerstand 5
der leitenden Schicht während der Vorrichtungsherstel
lung ersetzt werden.
Wenn ein Niedrigpegeleingangssignal an die Kathode des
SBD 1 angelegt wird, fließt ein Strom von der Hochpo
tentialquelle 3 zum Widerstand 2 und die SBD 1, so daß
das Potential an der Basis des ersten Transistors gerin
ger ist als die Summe der Basisemitterspannung V BE 4 des
ersten Transistors 4 und der Basisemitterspannung V BE 6
des zweiten Transistors 6. Folglich werden der erste
und zweite Transistor 4 und 6 nichtleitend. Das Poten
tial an der Basis des dritten Transistors 9 ist nahezu
das gleiche, als das Potential an der Hochpotentialquel
le 3, so daß der dritte Transistor 9 und der npn Transi
stor 16 a des vierten Transistors 16 leitend werden. Folg
lich wird ein Hochpotential an den Ausgangsanschluß ange
legt. In diesem Zeitpunkt ist der zweite Transistor 6
nichtleitend und der Strom fließt nicht in die SBD 17
und den Widerstand 18. Hieraus resultiert ein niedrige
rer Stromverbrauch am Schaltungsausgang.
Wenn ein Hochpegeleingangssignal an die Kathode der SBD
1 angelegt wird, ist das Potential an der Basis des
ersten Transistors 4 höher als die Summe der Basisemit
terspannung V BE 4 des ersten Transistors 4 und dem Basis
emitterspannungsabfall V BE 6 des zweiten Transistors 6,
so daß der erste und zweite Transistor 4 und 6 leitend
werden. Da die SBD 17 und der zweite Transistor 6 zwi
schen dem Emitter des dritten Transistors 9 und der
Niedrigpotentialquelle 8 angeordnet sind und da der
erste Transistor 4 leitend ist, wird der dritte Transi
stor 9 nichtleitend. Da die Ladung an der Basis des npn
Transistors 16 a entladen wird über den Widerstand 18,
die SBD 17 und dem zweiten Transistor 6, wird der npn
Transistor 16 a ebenfalls nichtleitend. Folglich er
scheint ein Niedrigpegelausgangssignal am Ausgangsan
schluß 7.
Da in der Ausgangsschaltung nach der vorliegenden Er
findung der vierte Transistor 16 a eine SBD npn Transi
storschaltung mit einem npn Transistor 16 a und der SBD
16 b aufweist, die zwischen der Basis und dem Kollektor
des npn Transistors 16 a angeschlossen ist, wird die
Durchbruchsspannung BV CEO des vierten Transistors er
höht. Folglich wird die Durchbruchsspannung der Ausgangs
schaltung erhöht, wenn das Ausgangspotential am Ausgangs
anschluß 7 hoch ist.
Claims (4)
1. Integrierte Halbleiterschaltungsvorrichtung, umfas
send eine erste Menge von Dioden und eine Menge von
Transistoren, wobei jeder der Transistoren einen
ersten Anschluß, einen zweiten Anschluß und einen
dritten Anschluß aufweist und über seinen ersten und
zweiten Anschluß leitet, wobei sein dritter Anschluß
eine Basiselektrode enthält, an die ein Potential an
gelegt wird, um den Transistor leitend zu machen, wo
bei die Vielzahl der Transistoren
gekennzeichnet ist durch
einen ersten Transistor, dessen dritter Anschluß an die Eingangssignalleitung angeschlossen ist, und des sen erster Anschluß mit einer ersten Potentialquelle verbunden ist,
einen zweiten Transistor, dessen dritter Anschluß mit dem zweiten Anschluß des ersten Transistors verbunden ist, dessen zweite Elektrode an eine zweite Potential quelle angeschlossen ist und dessen erster Anschluß mit einem Ausgangsanschluß verbunden ist,
einen dritten Transistor, dessen dritter Anschluß mit dem ersten Anschluß des ersten Transistors verbunden ist, und dessen erster Anschluß an die erste Potential quelle angeschlossen ist, und
einen vierten Transistor, zwischen dessen ersten und dritten Anschlüssen die erste Menge der Dioden vorge sehen ist, dessen dritter Anschluß außerdem an den zweiten Anschluß des dritten Transistors angeschlossen ist, dessen zweiter Anschluß mit dem Ausgangsanschluß verbunden ist und dessen erster Anschluß außerdem mit dem ersten Anschluß des dritten Transistors verbunden ist, wobei die erste Menge der Dioden außerdem eine zweite Diode aufweist, die zwischen dem ersten An schluß des zweiten Transistors und dem dritten Anschluß des vierten Transistors vorgesehen ist.
einen ersten Transistor, dessen dritter Anschluß an die Eingangssignalleitung angeschlossen ist, und des sen erster Anschluß mit einer ersten Potentialquelle verbunden ist,
einen zweiten Transistor, dessen dritter Anschluß mit dem zweiten Anschluß des ersten Transistors verbunden ist, dessen zweite Elektrode an eine zweite Potential quelle angeschlossen ist und dessen erster Anschluß mit einem Ausgangsanschluß verbunden ist,
einen dritten Transistor, dessen dritter Anschluß mit dem ersten Anschluß des ersten Transistors verbunden ist, und dessen erster Anschluß an die erste Potential quelle angeschlossen ist, und
einen vierten Transistor, zwischen dessen ersten und dritten Anschlüssen die erste Menge der Dioden vorge sehen ist, dessen dritter Anschluß außerdem an den zweiten Anschluß des dritten Transistors angeschlossen ist, dessen zweiter Anschluß mit dem Ausgangsanschluß verbunden ist und dessen erster Anschluß außerdem mit dem ersten Anschluß des dritten Transistors verbunden ist, wobei die erste Menge der Dioden außerdem eine zweite Diode aufweist, die zwischen dem ersten An schluß des zweiten Transistors und dem dritten Anschluß des vierten Transistors vorgesehen ist.
2. Integrierte Halbleiterschaltungsvorrichtung nach
Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, daß außerdem
eine zweite Menge von Dioden vorgesehen ist, wobei
zwischen den ersten und dritten Anschlüssen jeder der
ersten, zweiten und dritten Transistoren die zweite
Menge der Dioden vorgesehen ist.
3. Integrierte Halbleiterschaltungsvorrichtung nach
Anspruch 2,
dadurch gekennzeichnet, daß jede der
Dioden in der ersten und zweiten Menge von Dioden eine
Schottky-Sperrschicht-Diode aufweist.
4. Integrierte Halbleiterschaltungsvorrichtung nach
Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, daß außerdem
eine Eingangsdiode vorgesehen ist, welche zwischen der
Eingangssignalleitung und dem dritten Anschluß des
ersten Transistors vorgesehen ist.
Applications Claiming Priority (1)
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Families Citing this family (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
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US5059555A (en) * | 1990-08-20 | 1991-10-22 | National Semiconductor Corporation | Method to fabricate vertical fuse devices and Schottky diodes using thin sacrificial layer |
US5144404A (en) * | 1990-08-22 | 1992-09-01 | National Semiconductor Corporation | Polysilicon Schottky clamped transistor and vertical fuse devices |
US5212102A (en) * | 1990-08-22 | 1993-05-18 | National Semiconductor Corporation | Method of making polysilicon Schottky clamped transistor and vertical fuse devices |
DE4133764C1 (de) * | 1991-10-11 | 1993-02-18 | Texas Instruments Deutschland Gmbh, 8050 Freising, De |
Family Cites Families (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3790817A (en) * | 1972-02-14 | 1974-02-05 | Nat Semiconductor Corp | Schottky clamped ttl circuit |
US3867644A (en) * | 1974-01-07 | 1975-02-18 | Signetics Corp | High speed low power schottky integrated logic gate circuit with current boost |
US4400635A (en) * | 1981-01-21 | 1983-08-23 | Rca Corporation | Wide temperature range switching circuit |
US4413194A (en) * | 1981-07-10 | 1983-11-01 | Motorola, Inc. | TTL Output circuit having means for preventing output voltage excursions induced by negative current reflections |
US4430585A (en) * | 1981-12-30 | 1984-02-07 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Tristate transistor logic circuit with reduced power dissipation |
JPS5951625A (ja) * | 1982-09-17 | 1984-03-26 | Hitachi Ltd | 温度補償回路 |
US4581550A (en) * | 1984-03-06 | 1986-04-08 | Fairchild Camera & Instrument Corporation | TTL tristate device with reduced output capacitance |
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1984
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