DE3485969T2

DE3485969T2 - Adaptives digitalfilter.

Info

Publication number: DE3485969T2
Application number: DE8484100458T
Authority: DE
Inventors: Hiromi Oki Electric Ando; Atsushi Oki Electric Fukasawa; Kenichiro Oki Electric Hosoda; Shinji Oki Electric Kawaguchi; Ryoichi Oki Electric Miyamoto
Original assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Current assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Priority date: 1983-01-17
Filing date: 1984-01-17
Publication date: 1993-04-29
Anticipated expiration: 2004-01-18
Also published as: EP0114078A3; DE3485969D1; EP0114078A2; US4660163A; EP0114078B1; CA1211162A; US4779225A

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein verbessertes iteratives gesteuertes adaptives Digitalfilter, das im Betrieb stabil ist und verbesserte Phasenwiedergabecharakteristika hat. Das vorliegende Filter wird zum Beispiel als ein prädiktives Filter in einem adaptiven PCM-(ADPCM-)Modulator und/oder -Demodulator verwendet. Entsprechend der vorliegenden Erfindung wird nur die relative Lage eines Paares von Lösungen einer Übertragungsfunktion auf einem Einheitskreis in einer Z&supmin;¹ Ebene überwacht, während eine bisherige Technik die Werte selbst der Lösungen (Null und Pol) von Nenner und Zähler der Übertragungsfunktion eines nicht-rekursiven Digitalfilters, das eine Rückkopplungsschleife hat, überwacht.
Fig. 1 zeigt ein Blockdiagramm eines ADPCM-Systems, das eine der Anwendungen der vorliegenden Erfindung ist. In Fig. 1 ist die Zahl 0 ein A/D-Wandler, um ein analoges Signal (zum Beispiel ein Sprachsignal oder ein Bildsignal) am Eingangsanschluß 11 in eine digitale Form umzuwandeln, 1, 4 und 7 sind Summierwerke, 2 ist ein Quantisierer, um ein digitales Eingangssignal in einen PCM-Code umzuwandeln, 3 und 6 sind inverse Quantisierer, die ein PCM-Signal demodulieren, 5 und 8 sind Filter, 9 ist ein D/A-Wandler, um ein digitales Signal in eine analoge Form umzuwandeln und 11 bis 18 sind Anschlüsse. Ein Analogsignal am Eingangsanschluß 11 wird durch den A/D-Wandler 0 in eine digitale Form umgewandelt. Ein digitales Signal sk (k gibt die Zeit an) wird an das Summierwerk 1 angelegt, daß das erwartete Signal k zum Eingangssignal sk addiert und die Summe liefert, die das Fehlersignal ek ist. Das Fehlersignal ek wird durch den Quantisierer 2 quantisiert und wird über den Ausgangsanschluß 13 auf einen externen Kreis übertragen. Das Signal am Anschluß 13 wird durch den inversen Quantisierer 3 zu einem Fehlersignal k reproduziert und wird an das Summierwerk 4 angelegt, welches den besagten vorhergesagten Wert k addiert, und die Summe ist der reproduzierte Wert k.
Auf ähnliche Weise wird das Signal am Ausgangsanschluß 13 auf eine Empfangsseite oder eine Demodulationsseite übertragen. Rauschen könnte zum Signal addiert werden, während das Signal zur Eingangsseite übertragen wird. In einer Empfangsseite wird das Empfangssignal am Eingangsanschluß 16 durch den inversen Quantisierer 6, das Summierwerk 7 und das Filter 8 zu dem reproduzierten Signal k reproduziert. Ferner wird das Ausgangssignal am Anschluß 17 durch den D/A-Wandler 9 in eine analoge Form umgewandelt.
Fig. 2 ist ein Blockdiagramm eines bisherigen nicht-rekursiven Digitalfilters für die Filter 5 und 8 in Fig. 1. In Fig. 2 ist das Symbol Z&supmin;¹ ein Verzögerungskreis, der die Verzögerungszeit T liefert, die zur Verarbeitungsdauer des digitalen Signals gleich ist. Die Symbole α&sub1; bis αn sind Leitungskoeffizienten und ihre Werte werden iterativ entsprechend dem Eingangssignal angepaßt, so daß das Fehlersignal k minimal wird.
Es war bekannt, daß ein Ganzpolfilter für ein Sprachsignal vorzuziehen ist. Auf der anderen Seite ist ein Filter, das nicht nur einen Pol, sondern auch einen Nullpunkt hat, für ein Multipegel-Digitalsignal vorzuziehen, das in beiden, Amplitude und Phase, schnelle Änderungen hat.
Ein Filter mit beiden, einem Pol und einem Nullpunkt, ist jedoch nicht verwendet worden, da so eine Art Filter leicht schwingt und durch Rauschen beeinflußt wird.
Fig. 3 zeigt ein Blockdiagramm eines ADPCM-Systems, das sowohl einen Pol als auch einen Nullpunkt mit einschließt. In der Figur sind die Zahlen 19, 20, 21 und 22 Filter, 23 bis 26 sind Anschlüsse. Andere Symbole in Fig. 3 sind die gleichen wie die von Fig. 1. Die Filter 19 bis 22 sind nicht-rekursive Filter mit der Struktur von Fig. 2.
Die Übertragungsfunktion H (Z&supmin;¹) der Übertragungsseite von Fig. 3 hat die folgende Form.
Die Übertragungsfunktion der Empfangsseite ist die inverse Zahl der Gleichung (1). In Fig. 3 wird die Übertragungsfunktion des Filters zwischen den Anschlüssen 12 und 13 durch das nicht-rekursive Filter 19 mit einem Nullpunkt versehen und durch das nicht-rekursive Filter 20 mit einem Pol. Deswegen wird das Filter 19 Nullfilter genannt, und das Filter 20 wird Polfilter genannt. Die Empfangsseite hat ein Nullfilter 21 und ein Polfilter 22.
Herkömmlich war es bekannt, daß ein bisheriges Filter der Figur 2 im Betrieb nicht stabil ist. Ferner in der bisherigen Technik ist die Wiedergabe des Systems für ein Eingangssignal, das eine unerwartete statistische Natur und/oder Rauschen hat, nicht stabil, und weiter schwingt das Filter leicht und/oder hat der reproduzierte Code viele Codefehler.
Um das obige Problem zu lösen, besteht ein Lösung darin, feste Filter 20 und 22 (nur Filter 19 und 21 sind adaptive Filter) zu verwenden, und die andere bisherige Lösung ist es, daß die Filter 20 und 22 gestrichen werden und daß die Filter 19 und 21 die Serienverbindung einer Vielzahl von dualen quadratischen Elementfiltern haben, von denen jedes ein Paar von Leitungskoeffizienten in einem stabilen Bereich hat. Die erste Lösung hat jedoch den Nachteil, daß die Adaptivfähigkeit und/oder die Redundanzkomprimierfähigkeit reduziert sind. Die zweite Lösung hat den Vorteil, daß der stabile Zustand des Filters gewährleistet wird aber kein mathematischer Algorithmus zur Bestimmung der gegenseitigen Beziehungen zwischen Leitungskoeffizienten und Lösungen (Pol und Nullpunkt) jedes Elementfilters. Wenn die Filter so angepaßt werden, daß ein Fehlersignal minimal wird, wird die Konvergenz der Lösungen langsam und der Effekt eines Nullpunkts wird ungewiß.
Ein Klangsynthetisierer, der ein gewisses Pulsverfahren umfaßt, ist in GB-A-2 059 726 offenbart, wobei er insbesondere einen Klangsynthese-Filter-Abschnitt enthält, der aus einer Filtereinrichtung zweiter Ordnung mit einer Null in einem Einheitskreis in einer komplexen Ebene zusammengesetzt ist. Der Ausgang des Filterabschnitts wird durch gewisse Kaskadebetriebseinrichtung auf die Eingangsseite rückgekoppelt.
Die Veröffentlichung von P. A. Lynn in der Zeitschrift Med. & Biol. Eng. & Comput. 15 (1977) 534 betrifft die Erweiterung der Möglichkeiten einer Klasse von rekursiven digitalen Tiefpaßfiltern mit ganzzahligen Vervielfachern und linearen Phasencharakteristiken auf Hochpaß-, Bandpaß- und Bandstopfilter. Diese Filter können relativ einfach durch Maschinencodes programmiert werden.
Ferner ist in der Veröffentlichung von J. M. Raulin der IEEE Zeitschrift International Symposium of Circuits and Systems 3 (1982) 1253 eine Filterkaskade offenbart, die fünf Abschnitte zweiter Ordnung umfaßt, die für Verschlüsseler in Telefonkanälen vorgesehen sind. Dabei wird eine vereinfachte Gradientenmethode als Anpassungsalgorithmus verwendet. Die Hauptmerkmale der Systeme sind hohe Übertragungsqualität, mäßige Rechnungskomplexität und gewisse spezielle Eigenschaften.
Es ist ein Ziel der vorliegenden Erfindung, die Nachteile und Begrenzungen eines bisherigen Adaptivfilters entsprechend dem Oberbegriff von Anspruch 1 zu überwinden, indem ein neues verbessertes Adaptivfilter zur Verfügung gestellt wird, das sowohl einen Pol als auch einen Nullpunkt hat, im Betrieb stabil ist und ein ausgezeichnetes Phasenansprechverhalten hat.
Das erfindungsgemäße Filter, das entsprechend der vorliegenden Erfindung drei Zweige A, B und C hat, weist das Merkmal auf, daß ein Eingang des dritten Zweiges (C) mit einem Eingangsanschluß des adaptiven Digitalfilters gekoppelt ist und die Eingänge des ersten und des zweiten Zweiges (A, B) mittels eines Multiplikators 1/2 (30) mit dem Eingangsanschluß des adaptiven Digitalfilters gekoppelt sind, und die Ausgänge aller drei Zweige (A, B, C) am Ausgangsanschluß des adaptiven Digitalfilters zusammengeführt sind, und daß das adaptive Digitalfilter außerdem aufweist einen Speicher (4) zum Speichern eines oberen Grenzwertes und eines unteren Grenzwertes von Lösungen, die einem vorgegebenen Bereich von Lösungen der Z Übertragungsfunktion des adaptiven Digitalfilters entsprechen, eine erste Rechen- Einrichtung (5) zur Bereitstellung von aktualisierten Werten von Lösungen, die einem Eingangssignal (e, s, e, s) des adaptiven Digitalfilters entsprechen, eine zweite Rechen- Einrichtung (6) zum Überprüfen, ob die aktualisierten Werte in dem vorgegebenen Bereich sind, und zur Rücksetzung der Lösungen auf einen Anfangswert oder einen vorhergehenden Wert durch Ändern der Filterabgriffskoeffizienten, wenn die aktualisierten Lösungen außerhalb des vorgegebenen Bereiches sind.
Vorzugsweise liegen die Lösungen eines Zählers und die Lösungen eines Nenners der Übertragungsfunktion abwechseln auf einem Einheitskreis in der Z&supmin;¹ Ebene, um einen stabilen Betrieb und/oder minimales Phasenverschiebungsansprechverhalten des Filters zu gewährleisten.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Die vorhergehenden und andere Ziele, Merkmale und damit verbundenen Vorteile der vorliegenden Erfindung werden erkennbar werden, wenn diese mittels der folgenden Beschreibung und der begleitenden Zeichnungen besser verständlich werden, wobei
Fig. 1 ein bisheriges ADPCM-System ist,
Fig. 2 ein Blockdiagramm eines bisherigen Adaptivfilters ist,
Fig. 3 ein ADPCM-System ist, das in der vorliegenden Erfindung verwendet wird,
Fig. 4 ein Blockdiagramm des Adaptivfilters entsprechend der vorliegenden Erfindung ist, wenn der Wert (n) eine ungerade Zahl ist,
Fig. 5 ein Blockdiagramm des Adaptivfilters entsprechend der vorliegenden Erfindung ist, wenn der Wert (n) eine gerade Zahl ist,
Fig. 6 eine graphische Darstellung ist, die die Lage der Lösungen einer Übertragungsfunktion in einer Z&supmin;¹ Ebene zeigt,
Fig. 7 ein Blockdiagramm einer anderen Ausführungsform des vorliegenden Adaptivfilters ist, wenn die Zahl (n) eine gerade Zahl ist,
Fig. 8 ein Blockdiagramm noch einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist, wenn der Wert M gleich 4 ist,
Fig. 9 ein Blockdiagramm noch einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist,
Fig. 10 das Muster der Lösungen der Übertragungsfunktion in der Ausführungsform der Fig. 9 zeigt,
Fig. 11 ein anderes Muster der Lösungen der Übertragungsfunktion in der Ausführungsform der Fig. 9 zeigt,
Fig. 12 ein Blockdiagramm noch einer anderen Ausführungsform entsprechend der vorliegenden Erfindung ist, und
Fig. 13 ein Blockdiagramm noch einer anderen Ausführungsform entsprechend der vorliegenden Erfindung ist.

Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen

Fig. 4 zeigt ein Blockdiagramm des Adaptivfilters entsprechend der vorliegenden Erfindung. Fig. 4 ist das detaillierte Blockdiagramm der Filter 19, 20, 21 und 22 in Figur 3 und wird verwendet, in dem dasselbe in die Blöcke 19, 20, 21 oder 22 in Fig. 3 eingesetzt wird. Das vorliegende Filter hat drei im wesentlichen parallele Zweige A, B und C. Die ersten zwei Zweige A und B haben einen Serienkreis, der eine Vielzahl von nicht-rekursiven Filtern hat, denen jedes den Grad kleiner gleich 2 bezüglich des Operators Z&supmin;¹ hat. Der dritte Zweig C ist einfach eine direkte Linie. Das Summierwerk 28 ist vorgesehen, um die Ausgänge der Zweige A und B zu addieren, und ein anderes Summierwerk 29 ist vorgesehen, um den Ausgang des Summierwerks 28 und des dritten Zweiges C zu addieren. Der Abschwächer 30 zur Multiplikation des Eingangssignals mit ½ ist zwischen dem Eingangsanschluß und den Zweigen A und B angeordnet. Das Bezugszeichen 27 ist ein anderer Abschwächer, um die Multiplikation des Eingangssignals mit einem Wert der 1 oder weniger als 1, aber nahe bei 1 ist, zu liefern. Die Strukturen der Filter 19 bis 22 sind vollständig identisch, außer daß ein Grad jedes Elementfilters und die Lösung (Pol oder Nullpunkt) des Filters, wobei Grad und Lösung von den Abgriffskoeffizienten abhängen, von denen der anderen Filter verschieden sind.
Wenn das Filter ein Nullfilter ist, wird der Leitungskoeffizient, wie unten folgt angegeben, wobei n ein Grad eines Elementfilters ist.
c1z, c2z, ,,,, cnz/2
d1z, d2z, ,,,, dnz/2
Wenn das Filter ein Polfilter ist, wird jeder Leitungskoeffizient unten gezeigt, wobei m ein Grad eines Elementfilters ist.
c1p, c2p, ,,,, cmp/2
d1p, d2p, ,,,, dmp/2
Weiter wird angenommen, daß jeder Leitungskoeffizient von anderen Leitungskoeffizienten verschieden ist.
Die Übertragungsfunktion h(Z&supmin;¹) des vorliegenden Filters ist durch die folgenden Gleichungen gegeben.
Wenn n eine ungerade Zahl ist;
Wenn n eine gerade Zahl ist;
Fig. 4 zeigt den Fall, wenn n eine ungerade Zahl ist, und der Fall, wenn n eine gerade Zahl ist (Gleichung 3) ist in Fig. 5 gezeigt.
Auf der Suche zur Vereinfachung der Erklärung wird angenommen, daß in der folgenden Beschreibung n eine gerade Zahl ist und ein Filter ein Nullfilter ist.
Fig. 6 zeigt die Lage der Lösungen in einer Z&supmin;¹ Ebene, wenn n = 8. Alle Lösungen sind imaginäre Zahlen, die auf einem Einheitskreis ( Z&supmin;¹ =1) liegen. Die Symbole wi sind die Lösungen eines Nenners (oder eines Zählers) einer Übertragungsfunktion und vi sind die Lösungen eines Zähler (oder Nenners) einer Übertragungsfunktion. Es sollte in Fig. 6 bemerkt werden, daß ein Satz von Lösungen wi und ein anderer Satz von Lösungen vi abwechselnd liegen, sozusagen trennt jede Lösung in einer ersten Gruppe (wi) ein Paar von nebeneinanderliegenden Lösungen einer anderen Gruppe (vi). Offensichtlich ist in Fig. 6 die Folge der Lösungen w&sub1;, v&sub1;, w&sub2;, v&sub2;, w&sub3;, v&sub3;,,, und deswegen erscheinen wi und vi abwechselnd.
Die Leitungskoeffizienten ci und di sind unten gezeigt.
ci = ejwi = cos wi
di = ejvi = cos vi (4)
wobei wi und vi die Kreisfrequenzen (Radian) einer Lösung auf einem Einheitskreis in der Z&supmin;¹ Ebene sind.
Die Beziehungen zwischen Koeffizienten eines Transversal-Filters in Fig. 2 und Koeffizienten des vorliegenden Adaptivfilters (Fig. 4) sind unten gezeigt, wobei die Übertragungsfunktion des Transversal-Filters in Fig. 2 folgendermaßen ist;
Obwohl das bisherige Filter aus Fig. 2 die Stabilität der Lösungen nicht überwachen kann, hat das vorliegende Filter die folgenden Vorteile, da die Lösungen auf einem Einheitskreis in einer Z¹ Ebene liegen und jede Lösung einer ersten Gruppe ein Paar von nebeneinanderliegenden Lösungen in einer anderen Gruppe trennt und die Koeffizienten des Filters durch die besagte Gleichung (4) bestimmt werden können.
a) Der stabile Betrieb eines Polfilters mit jedem Grad wird immer erwartet.
b) Die notwendige Genauigkeit zur Rechnung, um eine Lösung und/oder einen Abgriffskoeffizienten zu aktualisieren, kann im Vergleich zu der mit der bisherigen Technik reduziert werden. In einer bisherigen Technik der Fig. 2 werden die Amplitude und die Phase der Lösungen direkt berechnet und die Tatsache, daß die Lösung außerhalb des Kreises von Fig. 6 liegt, wird erkannt. Auf der anderen Seite ist in der vorliegenden Erfindung die Amplitude aller Lösungen 1, und deswegen reicht es aus, nur eine Phase der Lösungen zu prüfen.
c) Wenn eine Lösung eines Nullfilters gleichzeitig geprüft wird, so daß besagte Lösung daraufhin kontrolliert wird, ob sie eine andere Gruppe von Lösungen trennt, liegen beide die Pole und die Nullpunkte der Transferfunktion in der linken Halbebene der S-Fläche (S ist ein Laplace-Operator), und deswegen wird die minimale Phasenverschiebungswiedergabe des Kreises erwartet.
Das aufeinanderfolgende (iterative) Aktualisieren der Koeffizienten wird zum Beispiel durch Korrelationsrechnung, inverses Filter und anderes erreicht. Die Übertragungsfunktion H(Z) des vorliegenden sukzessiven Adaptivfilters kann vom Ganz-Pol, Ganz-Null oder Pol-Null-Typ sein.
Fig. 7 zeigt die zweite Ausführungsform des vorliegenden Adaptivfilters, wenn der Grad des Filters eine ganze Zahl ist. In der Figur ist das Zahlsymbol 7-1 ein Adaptivfilter, 7-2 ist ein inverses Filter zur Erzeugung einer Gradientenvektorkomponente eines Filterkoeffizienten di (i=1-M/2) und 7-3 ist ein inverses Filter zur Erzeugung einer Gradientenvektorkomponente eines Filterkoeffizienten ci (i=1-M/2). Das adaptive Filterteil 7-1 in Fig. 7 hat mindestens einen Zweig der mindestens eine Datenverarbeitungsdauer als Verzögerung Z&supmin;¹ zwischen dem Eingang 7-4 und dem Ausgang 7-5 hat, anstelle einer direkten Linie C von Fig. 4. Die Wirkung von 7-1 von Fig. 7 ist die gleiche wie die von Fig. 4. Jeder Kasten in Fig. 7 zeigt Z&supmin;¹.
Entsprechend dem Algorithmus einer Gradientenmethode wird ein Filterkoeffizient eines Adaptivfilters zur Zeit k+1 durch folgende Gleichungen aktualisiert.
Die Gradientenvektorkomponenten der Gleichungen (26) und (27) werden in den folgenden Gleichungen gezeigt, wobei E(z) eine z-Umwandlung des Differenzsignals en ist.
Die folgenden Gleichungen sind zur Vereinfachung einer Hardwarestruktur nützlich, anstelle der oberen zwei Gleichungen.
Wie oben beschrieben wird entsprechend der zweiten Ausführungsform die Gradientenvektorkomponente der aufeinanderfolgend aktualisierten Koeffizienten, entsprechend des Gradientenmethodenalgorithmus durch ein inverses Filter erhalten. Deswegen ist die Rechnung einfach, und die Stabilität der aktualisierten Lösungen kann bloß durch die Trennungsprüfung (abwechselnde Ortsprüfung) der Lösungen überprüft werden. Die Ausführungsform ist auf eine Polnull-Übertragungsfunktion auf ein Polfilter und auf ein Nullfilter anwendbar.
Als Kodifizierung der zweiten Ausführungsform wird die Gradientenvektorkomponente eines Filterkoeffizienten durch ein Korrelationsrechnung erhalten, anstelle der Verwendung eines inversen Filters.
Fig. 8 ist die dritte Ausführungsform in der der Grad des Filters M = 4 ist. In der Figur sind die Zahlsymbole 8-1 und 8-2 Eingangs- bzw. Ausgangsanschlüsse. 8-3 ist ein Adaptivfilter, der in der vorhergehenden ersten und zweiten Ausführungsform beschrieben ist. 8-4 ist ein Ausgangspuffer eines Ausgangs des Adaptivfilters 8-3 und 8-5 ist ein Rechenkreis für die Berechnung der Gradientenvektorkomponente eines Filterkoeffizienten.
Die Gradientenvektorkomponente in den Gleichungen (26) und (27) wird durch die Gleichungen (5) und (8) bis (11) wie folgt erhalten.
Entsprechend;
Fig. 9 zeigt die vierte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. In der Figur sind 1 und 2 prädiktive Filter, 3 ist eine Leitung, 4 ist ein Speicher, 5 und 6 sind Rechenelemente. Der Kreis von Fig. 9 liefert das prädiktive Signal s von Eingangssignal s. Dann wird die Differenz e zwischen dem Signal s und dem prädiktiven Signal s zur Leitung gesendet. Dann reproduziert die Empfangsseite das Reproduktionssignal s des ursprünglichen Signals s. Das Signal auf der Empfangsseite wird durch (') angezeigt, was bedeutet, daß das Signal unter Rauschen in der Sendeleitung leidet. Die Symbole in der Figur sind wie folgt.
s; Eingangspulssignal,
s&sub1;, &sub1;'; Ausgang des Filters 1,
s&sub2;, &sub2;'; Ausgang des Filters 2,
e, e'; Differenzsignal,
; Ausgangssignalpuls des Systems, das ist sozusagen das Reproduktionssignal des Signals s.
H&sub0;; Übertragungsfunktion der Empfangsseite, Eingang e', Ausgang &sub0;;
ci(2), di(2); Leitungskoeffizienten (Fig. 9) des prädiktiven Filters 2.
Während die zweite und die dritte Ausführungsform direkt die Leitungskoeffizienten eines adaptiven Prädiktivfilters steuern, steuert die vierte Ausführungsform die Kreisfrequenz wi und vi in der Gleichung (4).
Ein paar von Lösungen wi(1) und vi(1) des Prädiktivfilters 1 in Fig. 9 (i=1---m/2) werden entsprechend der nächsten Gleichung gesteuert, wobei k eine diskrete Zeit ist.
Die Leitungskoeffizienten werden unten gezeigt.
Ähnlich wird ein Paar von Lösungen wi(2), und vi(2), i=1---n/2 durch die folgenden Gleichungen definiert.
Die Leitungskoeffizienten werden unten gegeben.
Die Konstante (α) in den Gleichungen (40) und (49) ist im Bereich 2&supmin;&sup7; bis 2&supmin;¹&sup0;.
Die vier Arten von Lösungen wi(1), vi(1) (i=1---m/2, Prädiktivfilter 1), wi(2), vi(2) (i=1---m/2, Prädiktivfilter 2) werden iterativ durch die Berechnung der Gleichungen 38 bis 49 erhalten. Diese Werte entsprechen der Kreisfrequenz (Radian) des Nullpunkts (wi(1), vi(1)) und des Pols (wi(2), vi(2)) der Übertragungsfunktion H&sub0;.
Die vierte Ausführungsform beruht auf der Tatsache, daß das Ergebnis der iterativen Änderung der vier normierten Kreisfrequenzen in einem vorher festgelegten Bereich liegt, und hat das besondere durch eine Art eines Signals definierte Muster. Figur zeigt die Merkmale einer Sprache und ein Modemsignal (9.6 kbps). Im Fall eines Sprachsignals überlappt der Bereich der Lösung mit dem einer benachbarten Lösung. Auf der anderen Seite überlappt der Bereich der Lösungen nicht im Falle eines Modemsignals. Der Speicher 4 speichert den oberen Grenzwert und den unteren Grenzwert des Bereichs der Lösung als Fenstersatz. Die aktualisierten Werte der Lösungen werden durch das Rechenelement (Gleichungen (38) und (47)) berechnet. Als nächstes wird die folgende Prüfung der Lösungen durchgeführt. Wenn diese Bedingungen erfüllt sind, sind die Übertragungsfunktion H&sub0; (Empfang) und die inverse Übertragungsfunktion 1/H&sub0; (Sendeseite) stabil und liefern eine minimale Phasenverschiebungswiedergabe.
Als nächstes wird die Prüfung ob die Lösungen innerhalb des Fenstersatzes liegen (Fensterprüfung) durchgeführt. Wenn die Lösungen in dem Fenstersatz eines Modemsignals liegen, wird das Eingangssignal als Modemsignal erkannt und das Identifizierungssignal ID ist Ausgang. Die Folgenprüfung und die Fensterprüfung werden durch das Rechenelement 6 durchgeführt, das gerade ausreicht, um eine Subtraktion und die Erkennung eines Vorzeichens (positiv oder negativ) durchzuführen. Wenn das Rechenelement 6 nach einer Vielzahl von Signalerkennungen ein Ausgangssignal liefert, wird eine Zeitkonstante in einer Erkennung erhalten. Wenn kein Identifizierungsausgang ID geliefert wird, wird erkannt, daß ein Empfangssignal nicht normal ist und daß vielleicht Rauschen das Signal stört. In diesem Fall wird der Wert der Lösung auf den vorhergehenden Wert oder den Anfangswert zurückgesetzt, so daß das System nicht schwingt. So wird der unerwartete, durch Rauschen verursachte Betrieb verhindert.
Wie oben beschrieben, sendet die vierte Ausführungsform die Differenz eines Digitalsignals und überwacht iterativ die Lösung eines Prädiktivfilters. Dann wird die stabile Sendung eines Signals erreicht, die minimale Phasenverschiebungswiedergabe wird erfüllt, die Erkennung eines Signals wird sowohl auf der Sendeseite wie auf der Empfangsseite durchgeführt, und ferner wird die Beeinflussung durch Rauschen verhindert.
Fig. 11 zeigt die Lage der Lösungen für ein Modemsignal von 9.6 kbps und für ein Modemsignal von 4.8 kbps. In diesem Fall sind die Bereiche der Lösungen zueinander ähnlich.
Die Ausführungsformen von Fig. 10 und Fig. 11 funktionieren zur Unterscheidung eines Eingangssignals von einem Sprachsignal und einem Modemsignal.
Fig. 12 zeigt eine fünfte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. In dieser Figur ist das Symbol AQ eine Quantisierer, AQ&supmin;¹ ist ein inverser Quantisierer. Der Quantisierer AQ liefert die Pulscodefolge Ik von dem Differenzsignal ek und der inverse Quantisierer AQ&supmin;¹ bewirkt die Invertierung besagter Signale. In der Ausführungsform wird die Codefolge Ik auf eine Leitung gesendet und ein Reproduktionssignal sk wird auf der Empfangsseite erhalten. Das Symbol T in der Figur zeigt eine Analogdigitalumwandlung oder eine Digital- Digitalgeschwindigkeitsumwandlung und T&supmin;¹ bewirkt die Umkehr von T.
Entsprechend der Ausführungsform von Fig. 12 wird das PCM- Signal, das das Differenzsignal ist, empfangen, und entsprechend dem besagten Verfahren wird das Signal richtig und in kurzer Zeit unterschieden.
Fig. 13 ist ein Blockdiagramm der sechsten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die Ausführungsform von Fig. 13 sondert das Fehlersignal zu einem Fehlersignal ekp durch ein Polfilter ab und ein anderes Fehlersignal ekz durch ein Nullpunktfilter, während die vorhergehenden Ausführungsformen ein Fehlersignal, welches die Differenz aus einem Eingangssignal und der Summe aus einem ersten Prädiktivsignal über ein Polfilter und einem zweiten Prädiktivsignal über ein Nullfilter ist, als eine objektive Funktion zur Minimierung des Fehlers in einer iterativen Steuerung eines adaptiven Prädiktivfilters verwenden. Entsprechend der Ausführungsform von Fig. 13 wird der aktualisierten Abgriffskoeffizient eines Polfilters durch den Korrelationswert von ekp und einem reproduzierten Ausgangssignal sk erhalten und der aktualisierte Wert der Abgriffskoeffizienten eines Nullpunktfilters wird durch die Korrelation der ekz selbst erhalten.
Die Struktur eines Polfilters und eines Nullpunktfilters in Fig. 13 ist die gleiche wie die der Ausführungsformen von Fig. 1 bis 5 und das Rechenverfahren in Fig. 13 ist unten gezeigt.
Die Steuerung wird entsprechend der folgenden Gleichung bei einer diskreten Zeit k durchgeführt.
a) Nullpunktsfilter;
Die Abgriffskoeffizienten werden über die folgenden Gleichungen erhalten.
wobei;
δi und (α) Konstanten sind. (52)
Der Wert (δi) liegt üblicherweise im Bereich zwischen 2&supmin;&sup6;, und 2&supmin;¹¹ und der Wert (α) ist im Bereich zwischen 2&supmin;&sup7; und 2&supmin;¹&sup0;. Die Werte Ai,j(1) und Bi,j(1) in der Gleichung (50) sind für m=6 die gleichen als die aus den Gleichungen (41 bis 46) in der vierten Ausführungsform.
b) ein Polfilter;
Ähnlich zum Fall eines Nullpunktfilters;
Die Abgriffskoeffizienten sind;
wobei;
δi und (α) Konstanten sind. (55)
Aus dem vorhergehenden wird es jetzt offensichtlich sein, daß ein neues und verbessertes Adaptivfilter gefunden wurde. Es sollte natürlich verstanden werden, daß die dargelegten Ausführungsformen nur illustrativ sind und nicht beabsichtigen, den Rahmen der Erfindung einzugrenzen. Bezug sollte daher der zu den angehängten Ansprüchen genommen werden als zur Spezifizierung um den Rahmen der Erfindung aufzuzeigen.

Claims

1. Adaptives Digitalfilter mit einer Z Übertragungsfunktion, die aufeinanderfolgend oder mindestens in jeder vorgegebenen Periode veränderbar ist, mit

- einem ersten Zweig (A) und einem zweiten Zweig (B), die beide eine Vielzahl von seriell verbundenen nicht rekursiven Filterelementen (A1 bis An, B1 bis Bn) aufweisen mit einem Grad, der nicht größer als 3 ist, bezüglich eines Operators Z&supmin;¹, wobei die nicht-rekursiven Filterelemente (A1 bis An; B1 bis Bn) veränderliche Filterabgriffskoeffizienten (d1, d2, . . .., c1, c2, ....) aufweisen,

- einem dritten Zweig (C), der lediglich eine leitende Leitung darstellt, dadurch gekennzeichnet, daß ein Eingang des dritten Zweiges (C) mit einem Eingangsanschluß des adaptiven Digitalfilters gekoppelt ist und Eingänge des ersten und des zweiten Zweiges (A, B) mittels eines Multiplikators 1/2 (30) mit dem Eingangsanschluß des adaptiven Digitalfilters gekoppelt sind, und die Ausgänge aller drei Zweige (A, B, C) am Ausgangsanschluß des adaptiven Digitalfilters zusammengeführt sind,

und daß das adaptive Digitalfilter außerdem enthält:

- einen Speicher (4) zum Speichern eines oberen Grenzwertes und eines unteren Grenzwertes von Lösungen, die einem vorgegebenen Bereich von Lösungen der Z Übertragungsfunktion des adaptiven Digitalfilters entsprechen,

eine erste Rechen-Einrichtung (5) zur Bereitstellung von aktualisierten Werten von Lösungen, die einem Eingangssignal (e, s, e, s) des adaptiven Digitalfilters entsprechen,

- eine zweite Rechen-Einrichtung (6) zum Überprüfen, ob die aktualisierten Werte in dem vorgegebenen Bereich sind, und zur Rücksetzung der Lösungen auf einen Anfangswert oder einen vorhergehenden Wert durch Ändern der Filterabgriffskoeffizientenß wenn die aktualisierten Lösungen außerhalb des vorgegebenen Bereiches sind.

2. Adaptives Digitalfilter nach Anspruch 1, bei dem ein inverses Filter (7-2, 7-3) vorgesehen ist, um einen Filterabgriffskoeffizienten des nicht-rekursiven Filter-Elementes (A1 bis An, B1 bis Bn) bereitzustellen.

3. Adaptives Digitalfilter nach Anspruch 2, bei dem die Einrichtung zur Festlegung der Filterabgriffskoeffizienten umfaßt:

- eine Einrichtung (5) zur Bereitstellung eines aktualisierten Filterabgriffskoeffizienten durch Subtrahieren von zumindest einem Teil eines Gradienten-Signals, das durch ein inverses Filter des nicht-rekursiven Filter-Elements erhalten wird, vom vorhergehenden Filterabgriffskoeffizienten,

- eine Einrichtung zur Überwachung der Lage der Lösungen auf einer Z&supmin;¹ Ebene, ob aktualisierte Lösungen für einen Nullpunkt und aktualisierte Lösungen für einen Pol abwechselnd auf einem Einheitskreis auf der Z&supmin;¹ Ebene liegen, um zumindest eine der stabilen Betriebsweisen des Filters und minimale Phasenverschiebungs-Ansprechen des Filters zu gewährleisten,

- eine Einrichtung (6) zum erneuten Aktualisieren des Filterabgriffskoeffizienten, wenn die Lösungen für einen Nullpunkt und einen Pol nicht abwechselnd auf dem Einheitskreis liegen, so daß diese Lösungen abwechselnd liegen, um Filterabgriffskoeffizienten, die sich auf die neu aktualisierten Lösungen beziehen, festzulegen.

4. Adaptives Digitalfilter nach Anspruch 1, wobei ein Überprüfungs-Kreis (6) zum Überwachen des Bereichs der aktualisierten Lösungen und zum Erkennen einer Art eines Eingangs-Signals zum vorliegenden adaptiven Digitalfilters vorgesehen ist.