DE3442988C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen elektrisch steuerbaren optischen Richtkoppler gemäß dem Oberbegriff des An­ spruches 1.

Ein solcher Richtkoppler ist aus Appl. Optics 16 (1977) 8, S. 2166 bis 2170 bekannt. Dieser Richtkoppler dient der polarisationsunabhängigen Lichtüberkopplung zwischen zwei Streifenwellenleitern. Er verfügt über vier Elektrodenanordnungen, die symmetrisch bezüglich der Mittellinie des Zwischenraums zwischen den beiden Streifenwellenleitern angeordnet sind. Die beiden Elektrodenanordnungstypen führen bei bezüglich der Substratebene horizontal und vertikal ausgerichteten elektrischen Feldern zu unterschiedlichen Brechungsindexänderungen, so daß mit diesem zusätzlichen Freiheitsgrad ein polarisationsunabhängiges Schalten des Richtkopplers möglich ist.

Aus der GB 21 09 580 ist eine elektrooptische Wanderwellenvorrichtung bekannt. Es werden zwei bzw. drei Elektroden in Mäanderform verwendet.

Die GB 20 95 419 zeigt ein polarisationsunabhängiges Wellenlängenfilter, das über Elektrodenanordnungen verfügt, die über oder neben den Streifenwellenleitern angeordnet sind. Die Elektrodenpaare sind als ineinandergreifende Fingerelektroden über den Streifenwellenleitern oder als kammartige Elektroden neben den Streifenwellenleitern angeordnet.

In der DE-OS 30 05 395 ist ein Richtkoppler beschrieben, der über zwei Streifenwellenleiter verfügt, wobei auf einem der Streifenwellenleiter eine Metallschicht zur Dämpfung der in dem Wellenleiter sich ausbreitenden Lichtwelle aufgebracht ist.

Ein bekannter optischer Richtkoppler-Modulator nach Fig. 1 besteht aus zwei einwelligen dicht benachbarten optischen Wellenleitern (1) und (2) in einem elektrooptisch aktiven Material (3), deren Ausbreitungskonstanten nach dem Stand der Technik von elektrischen Feldern verstimmt werden; die elektrischen Felder werden durch eine an geeignet geformte Elektrode (4) und (5) angelegte Spannung (6) erzeugt. Dieser Modulator ist unter der Bezeichnung Δβ-Richtkoppler bekannt (M. Papuchon et al., Appl. Phys. Lett. 27 (1975) 5, 289-291).

Als Modulationscharakteristik wird das Verhältnis der in den Wellenleiter (2) übergekoppelten Lichtleistung P₂ gegenüber der in den Wellenleiter (1) eingespeisten Leistung P₀₁ be­ zeichnet:

H₂₁ = P₂/P₀₁. (1)

Sie hängt von der an die Elektroden (4) und (5) angelegten Steuerspannung U (6) ab. Zur Verbesserung des Modulationshubes unabhängig von der geometrischen Länge l des Richtkopplers ist der Koppler mit kreuzweise gestuften Steuerelektroden (Δβ-reversal-coupler) bekannt (H. Kogelnik und R. V. Schmidt, IEEE J. Quant. Electron. QE-12 (1976) 7, 396- 401).

Die Modulationscharakteristik eines solchen Kopplers lautet:

Dabei sind l die geometrische Länge, L₀ die Koppellänge, der Koppelkoeffizient mit L₀=π/2, Δβ die elektrooptisch induzierte Verstimmung der Wellenleiter und N die Anzahl der Elektrodenstufen. Die Steuerspannung U ist näherungsweise der Verstimmung Δβ und damit der normierten Steuergröße α proportional. Bild 2 zeigt einige beispielhafte Modulationskennlinien. Zur Intensitätsmodulation um einen Arbeitspunkt H₂₁=1/2 wird nachteiligerweise eine hohe Vorspannung benötigt.

Ausgehend von dem Richtkoppler nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, einen elektrisch steuerbaren optischen Richtkoppler zu schaffen, dessen Modulationscharakteristik einen um den Nullpunkt der Steuerspannung monoton steigenden Abschnitt aufweist.

Die oben genannte Aufgabe wird bei einem Richtkoppler der eingangs genannten Art erfindungsgemäß durch die Merkmale nach dem kennzeichnenden Teil des Hauptanspruchs gelöst.

Zweckmäßige Ausgestaltungen und Weiterbildungen sind in den Unteransprüchen angegeben.

Innerhalb der verschiedenen Sektionen der Steuerelektrodenanordnung werden in unterschiedlicher Weise Modulationseffekte durch elektrooptische Verstimmungen erzeugt. Je nach der Konfiguration der verschiedenen Elektrodenbelegungen erfolgt eine Variation des Koppelkoeffizienten und/oder eine veränderliche Verstimmung der Ausbreitungskonstanten. Eine intrinsische Verstimmung kann durch eine unsymmetrische Dimensionierung der gekoppelten Wellenleiter zusätzlich erreicht werden. Die Elektrodensegmente werden in beliebigen Stufen in an sich bekannter Weise abwechselnd umgepolt. Die einzelnen Elektroden sind in einzelne Sektionen unterteilt, die unterschiedlich geformt und unsymmetrisch strukturiert sind.

Durch eine geeignete Dimensionierung der Elektrodenbelegungen kann erreicht werden, daß der Kreuz- und Parallelzustand in unmittelbarer Nachbarschaft zum Arbeitspunkt H₂₁=0,5 bei der Steuerspannung 0 Volt liegen. Dabei kann die Anordnung auch so getroffen werden, daß der Kreuz- und Parallelzustand durch eine symmetrische Rechteckspannung schaltbar sind.

Die Erfindung gestattet somit die Optimierung der Modulationscharakteristik eines optischen Richtkopplers, indem ein neuartiger Steuereffekt ausgenutzt und mit anderen bisher bekannten Steuereffekten kombiniert wird.

Die Erfindung wird beispielhaft anhand den in der Zeichnung dargestellten Kurven und Ausführungsformen näher erläutert. Die nachstehenden Fig. 1 bis 11 stellen dabei Anordnungen nach dem Stand der Technik dar. Es zeigt

Fig. 1 einen optischen Richtkoppler mit zwei benachbarten Wellenleitern (1) und (2) auf einem elektrooptischen Substrat (3) und zwei Steuerelektroden (4) und (5),

Fig. 2 die Modulationscharakteristik H₂₁(α) eines Δβ-Richtkopplers mit einstufiger (N=1, durchgezogen) und zweistufig gekreuzter (N=2, strichpunktiert) Steuerelektrode,

Fig. 3 einen unsymmetrischen Richtkoppler mit den Wellenleiterbreiten b₁<b₂ (a) bzw. den Wellenleiterbrechzahlen n₁₁<n₁₂ (b) und den Ausbreitungskonstanten β₁ für Wellenleiter (7) und β₂ für Wellenleiter (8),

Fig. 4 den vereinfachten Querschnitt eines Richtkopplers mit stufenförmigem Brechzahlprofil (n_s: Substratbrechzahl),

Fig. 5 den Koppelkoeffizienten für einen Richtkoppler bei einer Wellenlänge λ₀=0,88 µm mit der Wellenleiterbreite b=4 µm und den Brechzahlerhöhungen Δn₁₀=0,003 und Δn₂₀= 0,0015 als Funktion der induzierten Brechzahlvariation Δn_ind, wobei

(a) Δn₂ = Δn₂₀ + Δn_ind, (b) Δn₁ = Δn₁₀ + Δn_ind,
(c) Δn₁ = Δn₁₀ + Δn_ind und Δn₂ = Δn₂₀ - Δn_ind

gelten,

Fig. 6 die bezogene Länge ξ=1/L₀ (a), die intrinische Verstimmung α₀ (b), das Schaltintervall Δα (c) (jeweils durchgezogen), die Verstimmung α_p für den Parallelzustand (H₂₁ (α_p)=0) (b) und Δα · ξ (a) (beide strichpunktiert) eines einstufigen Optimal-Kopplers als Funktionen der Kenngröße δ des Δ-Effektes,

Fig. 7 die Modulationskennlinien eines Optimal-Kopplers der Ordnung m mit den Parametern:

Fig. 8 die bezogene Länge ξ=1/L₀, die intrinsische Verstimmung α₀ und das Schaltintervall 2α₀ξ als Funktionen der Kenngrößen eines einstufigen Kopplers mit H₂₁(α₀)=0 und H₂₁(-α₀)=1,

Fig. 9 einen gestuften β-Δ-Richtkoppler mit abwechselnd umgepolten Elektroden der bezogenen Sektionslänge t_nξ, wobei die Wellenleiterstruktur homogen (a) oder aber veränderlich entlang der Ausbreitungsrichtung sein kann (b),

Fig. 10 die Modulationscharakteristik mit Toleranzbereichen für eine Triggerkennlinie (a), eine Triggerkennlinie symmetrisch zum Nullpunkt α=0 (b) und eine lineare Kennlinie zur Analogsignal­ modulation (c),

Fig. 11 die Elektrodenanordnungen, Kristallschnitte und Polarisationsrichtung der Lichtwelle zur Steuerung eines optischen Richtkopplers bei Ausnutzung des maximalen elektrooptischen Koeffizienten r₃₃ und

Fig. 12 einen Richtkoppler nach der Erfindung.

Wird der Richtkoppler unsymmetrisch hergestellt, indem gemäß Fig. 3 der Wellenleiter (7) breiter als der Wellenleiter (8) ist oder/und der Wellenleiter (7) eine höhere Brechzahl als der Wellenleiter (8) besitzt, dann ist die Ausbreitungskonstante β₁ im Wellenleiter (7) größer als β₂ im Wellenleiter (8). Der Koppler besitzt somit eine intrinische Verstimmung Δβ₀=β₁-β₂, so daß bei einstufi­ ger Steuerelektrode (N=1) die Modulationskennlinien aus Fig. 2 um α₀=Δβ₀L₀/π nach links verschoben sind. Für γ² muß dann anstelle Gleichung (4)

γ² = 1 + (α + α₀)² (7)

eingesetzt werden. Es kann H₂₁ (α=0)=1/2 bei geeigneter Wahl von α₀ eingestellt werden, wobei für ξ=2 m+1 mit m=0, 1, 2, . . . der Modulationsgrad 100% beträgt.

Neben der elektrooptischen Verstimmung Δβ der Wellenleiter kann durch geeignete Anordnungen der Steuerelektroden das Brechzahlprofil eines Kopplers derart variiert werden, daß sich nur der Koppelkoeffizient ändert (Δβ=0, Δβ₀=0). Fig. 4 zeigt ein vereinfachtes stufenförmiges Brechzahlprofil mit den Wellenleiterbrechzahlen n₁ und der Brechzahl n₂ im Zwischenraum. Bei der Herstellung optischer Wellenleiter durch z. B. Titan-Eindiffusion in LiNbO₃ nach dem Stand der Technik tritt eine seitliche Diffusion zwischen den Wellenleitern auf, so daß die Brechzahl n₂ im Zwischenraum größer als die Substratbrechzahl n_s ist und somit n₂<n_s angesetzt wird. Der Koppelkoeffizient kann durch Variation von n₁, oder n₂, oder n₁ und n₂ im Gegentakt moduliert werden; die Variation von n₁ und N₂ im Gleichtakt besitzt dagegen nur eine geringe Effizienz. Die Modulationscharakteristik für den Δ-Effekt lautet:

wobei η bzw. Δ eine Funktion der Brechzahlvariationen Δn_1ind bzw. Δn_2ind ist, wobei Δn_1ind und Δn_2ind aufgrund des linearen elektrooptischen Effektes proportional zur Steuerspannung U sind Fig. 5 zeigt die Abhängigkeit des Koppel­ koeffizienten von den Brechzahlvariationen Δn_1ind, Δn_2ind bzw. beider im Gegentakt im logarithmischen Maßstab. Nach Fig. 5 folgt näherungsweise exponentiell der jeweiligen Brechzahlvariation Δn_ind:

(Δn_ind) ≈ ₀ · e^{(A · Δ n )}, (10)

wobei ₀ der statische Koppelkoeffizient bei Δn_ind=0 und A eine Proportionalitätskonstante sind. Durch Taylorreihenentwicklung von (10) kann Δ(Δn_ind) bei kleinen Variationen von Δn_ind linear mit

Δ(Δn_ind) ≈ ₀ · A · Δn_ind (11)

bzw. bei größerer Aussteuerung quadratisch mit

angenähert werden.

Es besitzt der Δ-Modulator den Vorteil, daß nach Gleichung (8) für beliebige geometrische Kopplerlängen l bzw. bezogene Längen ξ der Modulationsgrad stets 100% beträgt. Beträgt die bezogene Länge ξ=m+ mit m=0, 1, 2, . . ., besitzt der Koppler den Arbeitspunkt H₂₁(η=0)=1/2, so daß eine Vorspannung zur Intensitätsmodulation nicht benötigt wird.

Durch geeignete Wahl der Elektrodenstruktur und des Richtkoppler- Querschnitts lassen sich der Δβ- und Δ-Effekt sowie eine intrinsische Wellenleiterverstimmung Δβ₀ erfindungsgemäß kombinieren. Die Modulationscharakteristik eines solchen Kopplers beträgt

Die normierte Variation η des Koppelkoeffizienten kann durch eine Kenngröße δ auf die Steuergröße α bezogen werden

wobei für η gemäß Gleichung (11) bzw. Gleichung (12) die entsprechende Näherung benutzt werden kann:

linear: η ≈ δα, (15)

quadratisch: η ≈ δα + (δα)². (16)

Durch die Variation der Parameter ξ, α₀ und δ lassen sich beliebig viele Modulationskennlinien einstellen, von denen sich erfindungsgemäß die Klasse der Optimal-Koppler ohne Vorspannung durch eine Wechselspannung voll durchschalten lassen:

Kreuzzustand
H₂₁ = 1 bei α<0 (bzw. α<0)
3-dB-Zustand	H₂₁ = 1/2 bei α = 0,
Parallelzustand	H₂₁ = 0 bei α<0 (bzw. α<0).

Der Kreuzzustand wird erreicht, wenn die induzierte Verstimmung den Wert α=-α₀ annimmt und damit die intrinsische Verstimmung kompensiert. Somit ergibt sich die bezogene Länge ξ zu

mit m=0, 1, 2, . . ., wobei für η entweder Gleichung (15) oder (16) einzusetzen ist. Im Nullpunkt α=0 verschwindet der Δ-Effekt (η=0), so daß aus den Gleichungen (13) und (17) die charakteristische Gleichung für α₀ mit γ₀²=1+α₀² folgt:

Fig. 6 zeigt die Lösungen für ξ und α₀ in Abhängigkeit von der Kenngröße δ. Außerdem sind die Verstimmung α_p zum Erreichen des Parallelzustands (H₂₁=0) und das Schaltintervall Δα=|α₀|+|α_p| dargestellt. Fig. 7 zeigt einige beispielhafte Kennlinien von Optimal-Kopplern. Sowohl aus Bild 6 als auch Fig. 7 folgt, daß bei gleichem Vorzeichen der Parameter α₀ und δ die Schaltflanke gegenüber einem Koppler ohne Δ-Effekt versteilert wird und somit das benötigte Schaltintervall Δα sinkt.

Einen Sonderfall bilden die Koppler mit α₀-α_p (siehe Fig. 6b), da hier mit einem einzigen Steuerspannungspegel allein durch Umpolen vom Kreuz- in den Parallelzustand umgeschaltet werden kann. Zusätzlich zur charakteristischen Gleichung (18) muß hier die Bedingung des Parallelzustandes H₂₁(+α₀)=0 erfüllt sein:

Für jede Ordnung m gibt es nur diskrete Lösungen (ξ, α₀, δ), bei der alle drei Optimalkopplerbedingungen aus den Gleichungen (17) bis (19) erfüllt sind.

Koppler mit äquidistantem Kreuz- und Parallelzustand (α₀=α_p) aber beliebiger Kopplung im Nulldurchgang H₂₁(0) brauchen nur die Gleichungen (17) und (19) zu erfüllen, deren Lösungen für ξ und α₀ wiederum in Abhängigkeit von der Kenngröße δ 8 zeigt.

Die benötigte Schaltspannung ist der Brechzahländerung Δn_ind proportional, so daß zur Auswahl der günstigsten Parameter wegen

das Produkt Δα · ξ minimal sein muß (s. Fig. 6 und 8).

Die kombinierte Wirkung des Δβ- und Δ-Effektes mit und ohne intrinsischer Wellenleiterverstimmung Δβ₀ läßt sich auch auf gestufte Elektroden mit abwechselnder Umpolung übertragen. Dabei können die einzelnen Sektionslängen t_n · ξ gemäß 9 unterschiedlich lang sein oder/und die Wellenleiter einen veränderlichen Abstand zueinander besitzen. Die Übertragungsmatrix des gesamten Kopplers setzt sich aus dem Matrixprodukt der einzelnen Sektionen zusammen:

Dabei gilt in Gleichung (23) und (24) das positive Vorzeichen bei jeder ungeraden und das negative Vorzeichen bei jeder geraden Sektion. Die Modulationscharakteristik beträgt

H₂₁(α) = |Q(α)|². (25)

Die Konfiguration der Steuerelektroden kann darüberhinaus von Sektion zu Sektion gewechselt werden, so daß wegen

der Δ-Effekt durch die jeweiligen Kenngrößen δ_n in unterschiedlicher Stärke oder Richtung ausgenutzt werden kann.

Wegen der hohen Anzahl an Freiheitsgraden können entsprechend der Theorie der elektrischen Filter beliebige gewünschte Kennlinien durch Parameter-Variationen innerhalb von Toleranzgrenzen realisiert werden. Fig. 10 zeigt als Anwendungsbeispiele Triggerkennlinien (a) und (b) und eine Kennlinie mit hoher Linearität (c). Die schraffierten Bereiche kennzeichnen Gebiete, in denen die Kennlinien vorgegebene Grenzwerte nicht über- bzw. unterschreiten dürfen.

Die Ausführung von möglichen Elektrodenkonfigurationen soll für Substratmaterialien aus einachsigen Kristallen betrachtet werden, von deren elektrooptischen Koeffizienten r₃₃ den höchstens Betrag besitzt (z. B. LiNbO₃, LiTaO₃). Die elektrooptische Variation Δn_e der außerordentlichen Brechzahl beträgt

mit der Feldstärkekomponente E_Z, die parallel zur c-Achse weist. Bild 11 zeigt mögliche Elektrodenanordnungen bei den entsprechenden Kristallschnitten und Polarisationsrichtungen unter alleiniger Berücksichtigung von r₃₃ für den Δβ- und Δ-Effekt. Eine seitlich versetzte Elektrode nach Fig. 11c gestattet die kombinierte Δβ-Δ-Modulation.

In Fig. 12 und nur in Fig. 12 ist ein praktisches Ausführungsbeispiel der Erfindung dargestellt, bei dem zwei segmentierte Steuerelektrodenpaare dargestellt sind, obwohl die Zahl der in Längsrichtung der Streifenwellenleiter angeordneten Steuerelektroden selbstverständlich auch von der in Fig. 12 dargestellten Anzahl abweichen kann.

In Fig. 12 ist ein optischer Richtkoppler zu erkennen, der ein elektrooptisches Substrat 10 aufweist, das z. B. ein einachsiger Z-geschnittener Lithiumniobat-Kristall sein kann. Entlang der Oberfläche 11 des Substrates 10 verlaufen ein erster optischer Monomode-Streifenwellenleiter 12 sowie ein zweiter optischer Monomode-Streifenwellenleiter 13. Die Streifenwellenleiter 12, 13 werden beispielsweise durch zwei schmale Titanstreifen erzeugt, die durch Eindiffusion dieses Metalls in den Lithiumniobat-Kristall entstehen. Im Bereich der Titanstreifen ist der Brechungsindex des Substrates 10 lokal erhöht, wodurch die beiden Streifenwellenleiter 12, 13 gebildet und festgelegt sind. Die Breite der Streifenwellenleiter 12, 13 beträgt beispielsweise 4 µm. Die Breite des Zwischenraumes 14 zwischen den beiden Streifenwellenleitern 12, 13 liegt in der gleichen Größenordnung. Die beiden Streifenwellenleiter 12, 13 verlaufen beispielsweise entlang einer Strecke von 10 mm parallel zueinander, so daß das beispielsweise im ersten Streifenwellenleiter 12 eingekoppelte Licht in den zweiten Streifenwellenleiter 13 überwechseln kann.

Das Verfahren zum Einbringen der Streifenwellenleiter 12, 13 hat die Planartechnologie der Halbleitertechnik zum Vorbild. Mit einem weiteren Planarprozeß werden auf die Streifenwellenleiter 12, 13 Steuerelektroden 15, 16, 17 und 18 aufgebracht. Je nach der Anordnung und Struktur der Steuerelektroden sowie der an ihnen anliegenden Steuerspannung gelangt das in den ersten Streifenwellenleiter 12 eingespeiste Licht eines Lasers entlang der Parallelstrecke zwischen den beiden Streifenwellenleitern 12, 13 durch Überkoppeln in den zweiten Streifenwellenleiter 13. Die Anordnung kann insbesondere so getroffen sein, daß das Licht auf den zweiten Streifenwellenleiter 13 überwechselt, wenn die Elektroden spannungsfrei sind. Eine Steuerspannung an den Steuerelektroden 15, 16, 17, 18 bewirkt dann, daß das Laserlicht den Streifenwellenleiter 12 im Substrat 10 nicht verläßt, sondern in eine in Fig. 12 nicht dargestellte, am hinteren Ende des Substrates 10 angeordnete Glasfaser mündet.

Die bei dem in Fig. 12 dargestellten Ausführungsbeispiel mit dem positiven Pol der Steuerspannung verbundene Steuerelektrode 15 und die mit dem negativen Pol verbundene Steuerelektrode 16 bilden ein erstes Steuerelektrodenpaar, während die entgegengesetzt gepolten Steuerelektroden 17 und 18 ein zweites Steuerelektrodenpaar bilden. Die erforderliche Steuerspannung liegt in der Größenordnung einiger Volt oder 10 Volt.

Wie man in Fig. 12 weiterhin erkennt, haben die Steuerelektroden 15 und 16 zwei unterschiedlich geformte Sektionen, wobei die Sektion 19 die in Fig. 12 veranschaulichte Sektionslänge l₁ aufweist. Der übrige, sich in Längsrichtung der Streifenwellenleiter 12, 13 erstreckende Bereich der Steuerelektroden 15, 16 bildet eine Sektion 20 mit der Sektionslänge l₂. In ähnlicher Weise sind die Steuerelektroden 17 und 18 in Sektionen 21 und 22 unterteilt, deren Sektionslängen jeweils mit l₃ und l₄ in Fig. 12 bezeichnet sind.

Infolge der verschiedenartig ausgebildeten Sektionen des in Fig. 12 dargestellten Richtkopplers wird eine spezielle von der Struktur der Steuerelektroden 15, 16, 17, 18 und der Sektionen 19, 20, 21, 22 abhängige Modulationscharakteristik erzeugt. Gemäß dem Anspruch 1 sind die intrinsischen Ausbreitungskonstanten der Streifenwellenleiter in wenigstens einer Sektion von den übrigen Sektionen unterschiedlich. Dabei kann die Modulationscharakteristik dadurch beeinflußt werden, daß die Breite und/oder die Tiefe der Streifenwellenleiter 12, 13 verschieden gewählt wird, so daß der Richtkoppler eine intrinsische Verstimmung erfährt. Eine solche intrinsische Wellenleiterverstimmung ergibt sich auch, wenn die Brechzahl der Streifenwellenleiter 12, 13 unterschiedlich ist. Abweichend von dem in Fig. 12 dargestellten Ausführungsbeispiel können somit die Streifenwellenleiter 12, 13 nicht nur sektionsweise unterschiedliche Abstände aufweisen, sondern insgesamt gesehen oder sektionsweise auch in ihren geometrischen Abmessungen oder hinsichtlich ihrer Brechzahl unterschiedlich ausgebildet sein.

Wie man in Fig. 12 erkennt, unterscheidet sich die Sektion 19 von den übrigen Sektionen des aus den Steuerelektroden 15, 16 gebildeten ersten Elektrodensegmentes und von den Sektionen des aus den Steuerelektroden 17, 18 gebildeten zweiten Elektrodensegmentes dadurch, daß die Steuerelektrode 15 innerhalb der Sektion 19 den Zwischenraum 14 zwischen den Streifenwellenleitern 12, 13 ganz überragt. Der zur Sektion 19 gehörende Teil der Steuerelektrode 16 überdeckt den zweiten Streifenwellenleiter teilweise am außen liegenden Randbereich. Der zwischen den Elektroden 15 und 16 innerhalb der Sektion 19 gebildete Spalt 23 liegt somit über dem nach innen weisenden Randbereich des zweiten Streifenwellenleiters 13. Die Delta-Beta-Modulation ist aus diesem Grunde innerhalb der Sektion 19 schwach. Die Delta-Kappa-Modulation ist innerhalb der Sektion 19 positiv, wobei die normierte Variation Eta infolge des Versatzes der Elektrodenflächen und damit des Spaltes 23 nach rechts ebenfalls positiv ist.

Innerhalb der den Spalt 24 enthaltenden Sektion 20 mit der Sektionslänge l₂ ist die Delta-Beta-Modulation schwach. Die Delta-Kappa-Modulation sowie die normierte Variation Eta sind wegen des Versatzes der Elektrodenflächen nach links negativ.

In der dritten den Spalt 25 enthaltenden Sektion 21 mit der Sektionslänge l₃ ist die Delta-Beta-Modulation infolge der Umpolung negativ. Die Delta-Kappa-Modulation und die normierte Variation Eta sind Null, da die Elektrodenflächen symmetrisch angeordnet sind.

In der vierten Sektion, der den Spalt 26 enthaltenden Sektion 22 mit der Sektionslänge l₄ ist die Delta-Beta-Modulation negativ. Die Delta-Kappa-Modulation sowie die normierte Variation Eta sind negativ, da die Elektrodenflächen nach rechts versetzt und umgepolt sind.

Der anhand von Fig. 12 beispielsweise erörterte spezielle Aufbau eines Richtkopplers für TM-Wellen hat eine speziell durch die Strukturierung der Elektrodenflächen wählbare Modulationskennlinie, wobei die Delta-Beta-Modulation durch eine antisymmetrische Brechzahlverstimmung der Streifenwellenleiter 12, 13 und die Delta-Kappa-Modulation durch eine Variation des Koppelkoeffizienten Kappa erfolgt, indem die Richtkopplerstruktur hinsichtlich des Brechzahlprofils symmetrisch zu ihrer Mitte verstimmt wird.

Der Einsatz der verschiedenen Steuereffekte, d. h. der Einsatz des Delta-Kappa-Effektes, des Delta-Beta-Effektes und der intrinsischen Verstimmung gestatten eine Anpassung der Modulationskennlinie an die jeweils gewünschte Form. Gegenüber der bekannten Delta-Beta-Umkehrstruktur lassen sich somit spezielle Modulationskennlinien synthetisieren.

Die Leistungsaufteilung am Ausgang eines elektrisch steuerbaren, optischen Richtkopplers kann durch elektrooptische Variation des Koppelkoeffizienten gesteuert werden. Dabei läßt sich der Koppler für beliebige geometrische Längen vom Kreuz- in den Parallelzustand schalten. Die Kombination dieses neuartigen Steuereffektes mit der elektrooptischen Verstimmung der beiden Wellenleiter eines Richtkopplers, die auch aufgrund ihrer Dimensionierung eine intrinsische Verstimmung besitzen können, gestattet die Optimierung der Modulationscharakteristik. Durch geeignete Wahl der geometrischen Kopplerlänge, der intrinsischen Verstimmung und der Steuerwirkung hinsichtlich des Koppelkoeffizienten bzw. der Wellenleiterverstimmung lassen sich Intensitätsmodulatoren aufbauen, die ohne Vorspannung betrieben werden können. Zur Realisierung dieser oder anderer Modulationscharakteristiken können auch gestufte, wechselseitig umgepolte Steuerelektroden, die auch verschiedenartig geformt sein dürfen, eingesetzt werden.

Claims (10)

1. Elektrisch steuerbarer optischer Richtkoppler mit einem zwei Monomode-Streifenwellenleiter aufweisenden elektrooptischen Substrat, auf dem eine an eine elektrische Steuerspannung anschließbare, mehrere, teilweise symmetrisch bezüglich der Mittellinie des Zwischenraums zwischen den Streifenwellenleitern ausgebildete Sektionen aufweisende Steuerelektrodenanordnung mit einer geraden Anzahl von Elektroden mit entlang den beiden Streifenwellenleitern verlaufenden Spaltsektionen ausgebildet ist, durch deren zugeordnete elektrische Felder infolge von elektrooptisch induzierten Brechzahländerungen die Überkopplung von Licht zwischen den Streifenwellenleitern steuerbar ist, wobei die Breiten benachbarter Spaltsektionen teilweise verschieden sind, dadurch gekennzeichnet, daß die intrinsischen Ausbreitungs-Konstanten der Streifenwellenleiter (12, 13) in wenigstens einer Sektion (19, 20, 21 oder 22) von den übrigen Sektionen (19 bis 22) unterschiedlich sind und daß die Mittellinien der den Sektoren (19 bis 22) zugeordneten Spaltsektionen (23 bis 26) teilweise bezüglich der Mittellinie des Zwischenraumes (14) zwischen den beiden Streifenwellenleitern (12, 13) verschoben sind, wobei die seitliche Verschiebung der Mittellinien der Spaltsektionen (23, 24) bezüglich der Mittellinie des Zwischenraums (14) für zwei benachbarte Sektionen (19, 20) unterschiedlich ist.

2. Richtkoppler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß entlang der Mitte des über dem Zwischenraum (14) zwischen den beiden Streifenwellenleitern (12, 13) mittig ausgerichteten Spaltes (25) einer oder mehrerer Sektionen (21) der Steuerelektrodenanordnung (17, 18) eine Streifenelektrode angeordnet ist, die als Gegenelektrode für die den Spalt (25) begrenzende Elektrodenfläche ausgebildet ist.

3. Richtkoppler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine Sektion (19, 20, 22) mit einem außermittig über den Zwischenraum (14) liegenden Spalt (23, 24, 26) vorgesehen ist.

4. Richtkoppler nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Spalt (23) über dem einen der beiden Streifenwellenleiter (13) liegt.

5. Richtkoppler nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Querschnittsflächen der beiden Streifenwellenleiter (12, 13) wenigstens abschnittsweise unterschiedlich sind.

6. Richtkoppler nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Brechzahlen der beiden Streifenwellenleiter (12, 13) wenigstens abschnittsweise unterschiedlich sind.

7. Richtkoppler nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Sektionen (19 bis 22) der verschiedenen Elektrodensegmente (15, 16; 17, 18) im Bereich des Spaltes (23 bis 26) unterschiedlich strukturiert sind.

8. Richtkoppler nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Sektionen (19 bis 22) in Längsrichtung der Streifenwellenleiter (12, 13) unterschiedlich lang sind.

9. Richtkoppler nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Sektionen (19, 20; 21, 22) unterschiedliche Polaritäten aufweisen.

10. Richtkoppler nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Zwischenraum (14) in seiner Breite in Längsrichtung der Streifenwellenleiter (12, 13) unterschiedlich ausgebildet ist.