DE3436557C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine elektronische Schaltung zur Ermittlung eines Klopfsignals und eines Regelkriteriums für analoge Signale bei der Klopfgrenzenregelung von Brennkraftmaschinen, deren Verlauf innerhalb einer durch einen Taktgeber (G) bestimmten Periodendauer (T) liegt, bestehend aus einem Kopfsensor (S), dessen Ausgangssignal (U _KS ) einem Verstärker (V ₁) zugeführt ist, mit dessen Ausgangssignal (U _{S 0}) ein Bandpaß (BP) angesteuert wird, dem ein weiterer Verstärker (V ₂) nachgeschaltet ist, einer vom Ausgangssignal (U _T ) des Taktgebers (G) angesteuerten Ausblendschaltung (A), deren Ausgangssignal (U _A ) auf den Ausgang des weiteren Verstärkers (V ₂) einwirkt und einer Demodulatorschal­ tung (Demod), der ein Tiefpaß (TP) nachgeschaltet ist, zugeführt ist.

Für Brennkraftmaschinen gibt es verschiedene elektro­ nische Steuer- und/oder Regelgeräte, die im Hinblick auf den Betriebszustand einer Brennkraftmaschine eine Optimierung verschiedener Parameter wie Einspritzmenge, Zündzeitpunkt, Abgasmenge und dergleichen vornehmen.

Bei der Optimierung des Zündzeitpunktes im Hinblick auf eine Leistungssteigerung spielt die sogenannte Klopf­ grenze eine entscheidende Rolle. Dabei ist es erforder­ lich, den Zündzeitpunkt so nahe wie möglich an die Klopfgrenze vorzuverlegen, ohne diese Grenze zu über­ schreiten. In der Praxis und auch von der Theorie der Regelungstechnik ist dies jedoch nur bedingt möglich.

Wird die Klopfgrenze auf Dauer ständig überschritten, muß damit gerechnet werden, daß die Brennkraftmaschine beschädigt wird, daß sie sich sozusagen zu "Tode klopft". Bleibt man dagegen aus Sicherheitsgründen zu weit von der Klopfgrenze weg, erzielt die Brennkraftmaschine nicht den optimalen Wirkungsgrad und zur Steigerung der Leistung wird mehr als notwendig Kraftstoff verbraucht, was auch eine Erhöhung der Schadstoffemission zur Folge hat.

Vor allem im Zusammenhang mit den Abgasbestimmungen - bleifreies Benzin - hat das zur Folge, daß die Verdich­ tung reduziert werden muß, was einer Leistungsvermin­ derung gleichkommt, da der Zusatz Blei, bei höher ver­ dichteten Motoren, das Klopfen verhindern hilft.

Bei den dem Stand der Technik entsprechenden Steuer- und/oder Regeleinrichtungen enthält die Brennkraftma­ schine einen Klopf- oder Schwingungssensor, dessen Ausgangssignal mittelbar einem Bandpaßfilter zugeführt wird, welches selektiv die nur beim sogenannten Klopfen auftretenden Schwingungsfrequenzen durchläßt. Durch Verarbeitung der Signale des Klopf- oder Schwingungs­ sensors wird der Grad des Klopfzustandes erfaßt und über eine Steuer- und/oder Regeleinrichtung wird der Zündzeitpunkt automatisch optimal verstellt. Aus rege­ lungstechnischen Gründen ist es dabei notwendig, daß die Mechanik der Brennkraftmaschine es gestattet, daß ein leichtes Klopfen zulässig ist.

In der DE-OS 30 17 472 ist ein System zur Verarbeitung des vom Klopfsensor abgegebenen Signals beschrieben, das zur Erfassung eines Regelkriteriums vorsieht, daß eine Wellenformerschaltung nur dann einen Einzelimpuls abgibt, wenn die Amplitude des übertragenen Hochfre­ quenzsignals einen vorgegebenen Pegel überschreitet.

Aus der DE-OS 30 45 178 ist ein weiteres System zur Verarbeitung des Klopfsignals bekannt, wobei der Ent­ scheidungsschwellspannung eine Rauschspannung überla­ gert ist, um ein besseres Erkennen des Klopfens zu er­ möglichen.

Wenn dann das Klopfsignal über die Entscheidungschwell­ spannung steigt, werden digitale Ausgangssignale aus­ gezählt und in einem Regelkreis weiterverarbeitet.

Aus der DE-OS 30 27 103 ist gleichfalls eine Klopfer­ fassung bekannt, bei der das Ausgangssignal eines Sen­ sors zur Auswahl eines Frequenzanteils auf ein Bandpaß­ filter gegeben wird.

Diese bekannten Systeme vernachlässigen bei der Erfas­ sung und Verarbeitung des Klopfsignals die Tatsache, daß die hochfrequenten Schwingungen des Klopfsignals eine Hüllkurve haben, deren periodische Maxima schwan­ ken, und daß dies einen Gradmesser für den Anteil des Klopfens darstellt.

Ausgehend von der DE-OS 30 45 178 liegt der vorliegen­ den Erfindung die Aufgabe zugrunde, eine elektronische Schaltung anzugeben, durch die eine bessere Verarbei­ tung des Klopfsignals in einem Regelkreis möglich wird, insbesondere dadurch, daß aus dem Klopfsignal ein Maxi­ mum an Informationsgehalt bezogen wird.

Diese Aufgabe wird bei einer elektroinischen Schaltung der eingangs beschriebenen Art erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß das Ausgangssignal (U _A ) der Ausblendschal­ tung (A) derart drehzahlabhängig getaktet ist, daß das durch seine Anstiegs- und Abstiegsflanke bestimmte Zeit­ intervall (Δ t) konstant ist und die auf die Anstiegs­ flanke des Ausgangssignals (U _T ) des Taktgebers (G) be­ zogene zeitliche Lage des Einsatzzeitpunkts der An­ stiegsflanke des Ausgangssignals (U _A ) der Ausblend­ schaltung durch ein Zeitintervall gegeben ist, das in einem festen Verhältnis zur Periodendauer (T) steht, daß das Ausgangssignal (U _A ) der Ausblendschaltung aus dem Ausgangssignal (U _{S 1}) des Bandpasses (BP) während der Hochphase des Ausgangssignals (U _A ) ein zeitlich begrenztes, das Klopfsignal enthaltendes und verstärk­ tes Signal (U _{S 2}) ausblendet, das über die Demodulator­ schaltung (Demod) als Signal (U _Demod ) einer Speicher­ schaltung (Sp) zugeführt wird, die die jeweiligen Ma­ xima des Signals (U _Demod ) periodisch speichert, und daß das Ausgangssignal (U _CSP ) der Speicherschaltung (Sp) dem Tiefpaß (TP) zugeführt wird.

Dies kann in vorteilhaften Weiterbildungen dadurch gesche­ hen, daß ein Speicherkondensator in Abhängigkeit vom Pegel des Hüllkurvensignals der Demodulatorausgangsspannung ge­ laden wird, bis das Hüllkurvensignal seinen Scheitelwert erreicht, so daß dieser Wert gespeichert wird.

Bevor der Speicherkondensator jedoch geladen wird, wird er auf den momentanen Wert des Hüllkurvensignals schnell entladen. Über eine Entladeüberwachungsschaltung wird außerdem dafür gesorgt, daß der Speicherkondensator großen dynamischen Schwankungen des Hüllkurvensignals be­ dingungslos folgen kann.

Die erfindungsgemäße elektronische Schaltung hat den wesentlichen Vorteil, daß ein optimales Regelkriterium zur Weiterverarbeitung in einem Regelkreis erfaßt wird.

Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeich­ nungen dargestellt und werden im folgenden näher be­ schrieben: Es zeigt

Fig. 1a ein Blockschaltbild eines Schaltungsteils zur Erfassung und Verarbeitung des Klopfsignals,

Fig. 1b eine Modifikation des Blockschaltbilds der Fig. 1a,

Fig. 2a ein Detailschaltbild von Speicherschaltung Sp, Entladeüberwachungsschaltung EÜ, Logikschaltung L und Differenzier- und Komparatorschaltung D-K,

Fig. 2b eine Modifikation der Differenzier- und Kompara­ torschaltung gemäß Fig. 2a,

Fig. 3a-3s Impulsdiagramme und Signalverläufe von Spannungen in den Fig. 1a, 1b bzw. 2a, 2b,

Fig. 4 eine Modifikation eines Schaltungsteils des Detailschaltbilds der Fig. 2a, insbesondere der Entladeüberwachungsschaltung EÜ.

Eine elektronische Schaltung zur Erfassung und Verarbeitung des Klopfvorgangs in einer Brennkraftmaschine kann ent­ sprechend dem Blockschaltbild in Fig. 1a realisiert werden.

Bei der Klopfgrenzenregelung wird das Auftreten des Klopfens im allgemeinen durch einen am Motorblock angeordneten Schwingungsfühler oder Klopfsensor S aufgenommen. Dieser erfaßt summarisch Motorschwingungen und erzeugt an seinem Ausgang ein Signal U _KS gemäß Fig. 3c. In diesem Signal sind Anteile nicht nur des Klopfens, sondern auch der Motoreigenschwingungen und Schwingungen, die z. B. vom Ven­ tilspiel herrühren können, enthalten. Über einen Verstärker V ₁ mit dem Ausgangssignal U _{S 0} wird das Klopfsensorsignal U _KS einem Bandpaß BP zugeführt, dessen Ausgangssignal U _{S 1} Fig. 3d zeigt.

Über einen Taktgeber G mit dem Taktsignal U _T wird eine Ausblendschaltung A angesteuert, die ein digitales Aus­ gangssignal U _A liefert, wobei die High-Flanke dieses Signals in bezug auf die High-Flanke des Taktsignals U _T gemäß Fig. 3a bzw. 3b nach einem festen, einstellbaren Anteil der Periodendauer T nach der Low-High Flanke des Taktsignals U _T erfolgt, und die High-Low Flanke des Signals U _A kommt nach einer konstanten, einstellbaren Zeit Δ t nach der Low-High Flanke dieses Signals U _A . Durch diese Maßnahme entsteht ein in seiner Zeitdauer zeitlich konstantes di­ gitales Signal U _A , dessen Einsatzzeitpunkt, die Low-High Flanke, immer nach einem festen prozentualen Verhältnis bezüglich der Periodendauer T erfolgt.

Die Ausgangsspannung U _A der Ausblendschaltung A ist gemäß Fig. 1a mit dem Signal U _{S 1} des Bandpasses über den Verstär­ ker V ₂ verknüpft, dergestalt, daß die Spannung U _A als Schalter für das Signal U _{S 1} wirkt. Dadurch wird aus dem ganzen Signalzug von U _{S 1} nur der durch das Signal U _A defi­ nierte Zeitbereich ausgeblendet und einem Hüllkurvendemodu­ lator Demod zugeführt. Dieser erzeugt ein Hüllkurvensignal U _Demod für die hochfrequenten Schwingungsanteile des Signals U _{S 2} gemäß Fig. 3f. Über die dem Demodulator nach­ geschaltete Speicherschaltung Sp wird das jeweilige Periodenmaximum des Hüllkurvensignals U _Demod gespeichert, wie dies in Fig. 3f zum Ausdruck kommt. In dem der Speicherschaltung Sp nachgeschalteten Tiefpaß TP wird das Speicherausgangssignal U _CSP geglättet, um für die weitere Verarbeitung in einem analogen oder digitalen Steuer- und/oder Regelkreis zur Verfügung zu stehen.

Statt dem Ausgang des Verstärkers V ₂ kann das Signal U _A der Ausblendschaltung A auch dem Ausgang des Verstärkers V ₁ zugeführt werden, wie dies Fig. 1b zeigt.

Das Demodulatorausgangssignal U _Demod wird außerdem noch einer Differenzier- und Komparatorschaltung D-K zuge­ führt. In der Differenzierstufe D wird zunächst die erste Ableitung des Hüllkurvensignals U _Demod erzeugt, wie dies Fig. 3g zeigt. In der Komparatorschaltung K wird aus dem Signal U _{OP 2} der Fig. 3g ein digitaler Impuls U _D-K abge­ leitet, dessen Impulsdauer nur durch den negativen Anteil des Signals U _{OP 2} der Fig. 3g bzw. durch den positiv an­ steigenden Anteil des Signals U _Demod bestimmt wird. Dieses Ausgangssignal U _D-K der Differenzier- und Komparatorschal­ tung D-K wird einem Eingang eines AND-Gatters H einer Logik­ schaltung L zugeführt. Dem anderen Eingang des AND-Gatters H wird ein Signal U _G der Speicherschaltung Sp zugeführt.

Das Taktsignal U _T wird auch einer Entladeüberwachungs­ schaltung EÜ zugeführt, deren Ausgangssignal U _C dem einen Eingang eines OR-Gatters E der Logikschaltung L zugeführt wird. Dem anderen Eingang dieses OR-Gatters E wird die Ausgangsspannung U _H des AND-Gatters H der selben Logik­ schaltung zugeführt. Dieses Signal wird auch der Entlade­ überwachungsschaltung EÜ zugeführt. Das Ausgangssignal U _E des OR-Gatters E der Logikschaltung L wird über einen Widerstand R₄ der Basis eines Entladetransistors Tr zuge­ führt, an dessen Kollektor des Signal U _CE ansteht, welches der Speicherschaltung Sp zugeführt wird.

Im Detailschaltbild der Fig. 2a, 2b werden Speicher­ schaltung Sp, Entladeüberwachungsschaltung EÜ, Logik­ schaltung L und Differenzier- und Komparatorschaltung D-K dargestellt.

Die Speicherschaltung Sp gemäß dem Detailschaltbild in Fig. 2a arbeitet nach dem Lade- und Entladeprinzip eines Speicherkondensators C _SP , der von einer Lade­ schaltung, bestehend aus einer Stromquelle Q, einer Diode D ₁ und einem Komparator K ₁ geladen wird. Der Lade­ vorgang dauert so lange an, bis da Signal U _Demod seinen Maximalwert erreicht hat. Im Komparator K ₁ werden Signal U _Demod , das dem Plus-Eingang zugeführt ist und Spannung am Speicherkondensator C _Sp , die dem Minus-Eingang von K ₁ zugeführt ist, miteinander verglichen, und sein Aus­ gang unterbindet den Ladevorgang am Speicherkondensator C _Sp , wenn das Signal U _Demod kleiner ist als die ge­ speicherte Spannung am Speicherkondensator. Damit sich der Speicherkondensator C _Sp dann nicht über den Ausgang des Komparators K ₁ entladen kann, ist zwischen dem Aus­ gang des Komparators K ₁, an den auch der eine Anschluß der Stromquelle Q angeschlossen ist, und dem Speicher­ kondensator C _Sp eine Diode D ₁ geschaltet, und zwar so, daß ihre Kathode mit dem einen spannungsführenden An­ schluß des Speicherkondensators C _Sp verbunden ist, dessen anderer Anschluß auf Massepotential liegt. Die Spannung am Speicherkondensator C _Sp liegt am Pluspol eines nicht­ invertierenden Operationsverstärkers OP ₁ an, dessen Minuseingang auf seinen Ausgang zurückgekoppelt ist. Die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers OP ₁ ist so groß wie die Spannung am Speicherkondensator U _CSp und speist einen Spannungsteiler, bestehend aus den drei Widerständen R ₁, R ₂ und R ₃ mit den Spannungsteilerab­ griffen A ₁ und A ₂ sowie den zugehörigen Spannungen U _{A 1} und U _{A 2}. Des weiteren ist der Ausgang des Operationsver­ stärkes OP ₁ mit dem einen Anschluß des Widerstandes R _TP eines Tiefpaß RC-Gliedes verbunden, dessen anderer Anschluß mit dem zeitkonstantenbestimmenden Kondensator C _TP verbunden ist, dessen anderer Anschluß auf Masse­ potential liegt. Der andere Anschluß des Widerstands R _TP ist gleichzeitig auch der Ausgang des Tiefpaß RC- Gliedes mit der Spannung U _Ausgang . Der Spannungsteiler­ abgriff A ₁ wird dem Plus-Eingang eines zweiten Kompara­ tors K ₂ und der Spannungsteilerabgriff A ₂ wird dem Mi­ nus-Eingang eines dritten Komparators K ₃ zugeführt. Dem Minus-Eingang des zweiten und dem Pluseingang des dritten Komparators wird das Signal U _Demod zugeführt. Die Aus­ gänge der Komparatoren K ₂ und K ₃ sind mit je einem Ein­ gang eines AND-Gatters G verbunden, dessen Ausgangspan­ nung U _G dem einen Eingang eines AND-Gatters H der Logik­ schaltung L mit der Ausgangsspannung U _H zugeführt wird. Diese Spannung wird einer monostabilen Kippstufe M ₁ und dem Reset Eingang einer bistabilen Kippstufe FF ₁ der Entladeüberwachungsschaltung EÜ zugeführt. Außerdem steuert sie den einen Eingang eines OR-Gatters E der Logikschaltung L an, dessen anderem Eingang die Aus­ gangsspannung U _C der Entladeüberwachungsschaltung EÜ zugeführt wird.

Die Ausgangsspannung U _E des OR-Gatters E dieser Logik­ schaltung L steuert über einen Widerstand R ₄ die Basis eines Entladetransistors Tr an, dessen Kollektor unmittelbar mit dem spannungsführenden Anschluß des Speicherkondensators C _Sp verbunden ist. Der Emitter des Entladetransistors Tr liegt auf Massepotential.

Das Demodulatorausgangssignal U _Demod wird außerdem noch über einen Kondensator C ₁ dem Eingang einer Differenzier- und Komparatorschaltung D-K zugeführt, um zu verhindern, daß der Transistor Tr durch in ihrer Impulsbreite ge­ regelte Entladeimpulse in einem Zeitbereich angesteuert wird, wo das Hüllkurvensignal U _Demod sein jeweiliges Maximum bereits überschritten hat. Der als Diffe­ rentiator D beschaltete Operationsverstärker OP ₂ mit dem Zeitglied R ₅ und C ₁ liefert an seinem Ausgang die Spannung U _{OP 2}, gemäß Fig. 3g. Über den invertierenden Eingang wird dieses Signal dem als Komparator beschal­ teten Operationsverstärker OP ₃ mit der Ausgangsspannung U _{OP 3} zugeführt, und über die nachgeschaltete Diode D ₂ wird aus dem Signal U _{OP 3} das Signal U _D-K erzeugt, welches in Fig. 3h dargestellt ist.

Dieses Signal wird nun dem anderen Eingang des AND-Gatters H der Logikschaltung L zugeführt, wodurch sichergestellt wird, daß nur jeweils der erste Nadelimpuls einer Periode des Signals U _G am Ausgang des AND-Gatters H als Signal U _H erscheint.

Als Differenzierschaltung D kann auch ein Hochpaß RC- Glied gemäß Fig. 2b mit dem Zeitglied C ₁, R ₅ verwendet werden, dessen Ausgangsspannung dem positiven Eingang des als Komparator arbeitenden Operationsverstärkers OP ₃ mit der Ausgangsspannung U _{OP 3} zugeführt wird. Über die nachgeschaltete Diode D ₂ erhält man dann das Signal U _D-K .

Wenn innerhalb einer Periode die Spannung U _CSP am Speicher­ kondensator C _SP gleich dem Maximalwert des Signals U _Demod ist, wird der Ladevorgang am Speicherkondensator C _SP über den Komparator K₁ unterbrochen. Die Spannung des Speicher­ kondensators C _SP liegt dann mit abgestuften prozentualen Werten einmal am Pluseingang des Komparators K ₂ über den Spannungsteilerabgriff A ₁ und am Minus-Eingang des Kompa­ rators K ₃ über den Spannungsteilerabgriff A ₂ an. Ist das Signal U _Demod in der daruffolgenden Periode kleiner als die am Abgriff A ₁ anliegende und größer als die am Span­ nungsteilerabgriff A ₂ anliegende Spannung, dann entsteht am Ausgang des AND-Gatters G ein High-Pegel, der dann mittelbar über die Logikschaltung L den Entladetran­ sistor Tr ansteuert, wenn im gleichen Zeitraum das Signal U _D-K positiv ist. Der Entladetransistor Tr ent­ lädt nun den Speicherkondensator C _Sp . Die Dauer des Ent­ ladevorgangs wird dabei geregelt. Die Spannung am Speicher­ kondensator nimmt durch den Entladevorgang sehr schnell ab. Seine momentane Spannung U _CSp liegt auch über den Operationsverstärker OP ₁ am Spannungsteiler aus den Wider­ ständen R ₁, R ₂ und R ₃ an. Nach einer relativ kurzen Zeit ist die Spannung U _{A 1} am Spannungsteilerabgriff A ₁ dadurch kleiner als die momentane Signalspannung U _Demod , wodurch der Komparatorausgang von K ₂ auf einem logischen Low-Pegel zu liegen kommt und dadurch ebenfalls der Ausgang des AND-Gatters G auf logischem Low-Pegel liegt. Der Entlade­ transistor Tr wird gesperrt, unter der Voraussetzung, daß zum gleichen Zeitraum kein Signal U _C am anderen Eingang des OR-Gatters E ansteht. Der Entladetransistor Tr wird also auf diese Weise von in ihrer Impulsbreite geregelten Entladeimpulsen angesteuert, so daß der Speicherkonden­ sator C _Sp nur auf den momentanen Wert des periodischen Signals innerhalb einer Periode entladen wird. Danach gibt der Ausgang des Komparators K ₁ die Stromquelle zum Laden des Speicherkondensators C _Sp und zur Speicherung des neuen Maximalwertes von U _Demod frei.

Den Verlauf des periodischen Signals U _Demod sowie den Spannungsverlauf U _CSp am Speicherkondensator und am Aus­ gang des Tiefpaß RC-Gliedes zeigt Fig. 3f

Es ist nun ein Fall angenommen worden, wo die Spannung am Speicherkondensator C _Sp in der 5. Periode der Fig. 3f der Dynamik der Spannungsmaxima des Hüllkurvensignals U _Demod nicht mehr folgen kann.

Bleibt nun in der darauffolgenden Periode das Maximum des Signals U _Demod kleiner als die am Spannungsteiler­ abgriff A ₂ anliegende Spannung, so liegt der Ausgang des Komparators K ₃ auf logischem Low-Pegel ebenso wie der Ausgang des AND-Gatters G. Dadurch wird der Ent­ ladetransistor Tr nicht angesteuert, und der Speicher­ kondensator C _Sp behält seinen Spannungswert konstant bei und kann den aktuellen Maximalwerten des Signals U _Demod nicht mehr folgen. Um dies zu vermeiden, ist eine Ent­ ladeüberwachungsschaltung EÜ gemäß Fig. 2a für die Spei­ cherschaltung Sp entwickelt worden.

In Fig. 3e wird ihre prinzipielle Wirkungsweise gezeigt. Durch die Entladeüberwachungsschaltung EÜ wird dem Ent­ ladetransisor Tr am Ende der 5. Periode über das OR-Gatter E ein in seiner Impulsbreite gesteuerter Impuls gemäß Fig. 3r zugeführt, der den Speicherkondensator C _Sp nahe­ zu ganz entlädt, und anschließend wird der Speicherkonden­ sator C _Sp wieder auf den Maximalwert des periodischen Signals U _Demod geladen, und die Spannung am Speicherkonden­ sator C _Sp kann jetzt der Dynamik der Maxima des Signals U _Demod wieder folgen.

Die Entladeüberwachungsschaltung gemäß Fig. 2a besteht aus einer monostabilen Kippstufe M ₁ einem OR-Gatter B, einer Frequenzteilerstufe FF ₂ mit dem Teilerverhältnis 2 : 1, einem Differenzierglied Di, einer weiteren mono­ stabilen Kippstufe M ₂, einem AND-Gatter C und einer bistabilen Kippstufe FF ₁.

Die in ihrer Impulsbreite geregelten Ausgangsimpulse U _H des AND-Gatters H werden der monostabilen Kippstufe M₁ zugeführt, wo sie auf Impulse konstanter Impulsbreite verbreitet werden. Die Ausgangsimpulse U _{M 1} der mono­ stabilen Kippstufe M ₁ werden zusammen mit dem die Peri­ ode bestimmenden Taktsignal U _T je einem Eingang des OR-Gatters B zugeführt. Seine Ausgangsimpulse U _B steuern eine Frequenzteilerstufe FF ₂ mit dem Teilerverhältnis 2 : 1 an. Das Ausgangssignal U _{FF 2} der Frequenzteilerstufe FF ₂ wird dem Differenzierglied Di zugeführt, wobei nur dessen positive Ausgangsimpulse die nachgeschaltete mono­ stabile Kippstufe M ₂ anstoßen, so daß an deren Ausgang Impulse konstanter Impulsbreite entstehen. Diese Impulse U _{M 2} werden dem einen Eingang des AND-Gatters C zugeführt. Das Taktsignal U _T wird außerdem noch dem Setzeingang S der bistabilen Kippstufe FF ₁ zugeführt, deren Rücksetz­ eingang R vom Ausgangssignal des AND-Gatters H ange­ steuert wird. Das Ausgangssignal U _{FF 1} der bistabilen Kipp­ stufe wird dem anderen Eingang des AND-Gatters C zuge­ führt. Sein Ausgangssignal U _C steuert den einen Eingang des OR-Gatters E der Logikschaltung L an, dessen anderer Eingang vom Ausgangssignal U _H des AND-Gatters H ange­ steuert wird. Das Ausgangssignal U _E des OR-Gatters E steuert über den Widerstand R ₄ den Entladetransistor Tr an. Dieser wird dadurch von in ihrer Impulsbreite ge­ regelten oder gesteuerten Impulsen angesteuert, je nach dem, wie es aus Gründen der Dynamik der Spitzenwerte des periodischen Signals erforderlich ist.

In Fig. 3a-3s sind die zum Blockschaltbild der Fig. 2a zugehörigen Impulsdiagramme aufgezeigt. Fig. 3a zeigt den Signalverlauf des Taktsignals U _T mit einem festen Tastverhältnis von beispielsweise 25% High- und 75% Low-Pegel. In Fig. 3b ist das Ausgangssignal U _A der Ausblendschaltung A dargestellt, durch das aus dem Sig­ nal U _{S 1} des Bandpasses BP gemäß Fig. 3d das Signal U _{S 2} in Fig. 3e ausgeblendet wird. Fig. 3c zeigt das Signal U _KS am Ausgang des Klopfsensors S. In diesem Signal sind neben der Komponente des Klopfanteils noch andere Schwingungsanteile des Motorsystems enthalten. Fig. 3f zeigt das Hüllkurvensignal U _Demod für den Schwingungszug des Signals U _{S 2}. Die Maxima dieses Sig­ nals werden in der Speicherschaltung Sp als Signal U _CSp gespeichert und dem Tiefpaß TP mit der Ausgangs­ spannung U _Ausgang , wie dies Fig. 3f zeigt, zugeführt.

Über die Differenzierschaltung D wird vom Signal U _Demod die erste Ableitung gemäß Fig. 3g gebildet. In der nach­ folgenden Komparatorschaltung K wird daraus das Signal U _D-K erzeugt gemäß Fig. 3h.

Fig. 3i zeigt das Ausgangssignal U _G der Speicherschaltung Sp. Durch die Verknüpfung dieses Signals mit dem Signal U _D-K im AND-Gatter H der Logikschaltung L, entsteht das Signal U _H gemäß Fig. 3j.

Das Taktsignal U _T setzt mit seiner LOW/HIGH Flanke die bistabile Kippstufe FF ₁ und mit dem Ausgangsimpuls U _H des AND-Gatters H wird sie zurückgesetzt. Fig. 3k zeigt das Ausgangssignal U _{FF 1} der bistabilen Kippstufe FF ₁. Fig. 3l zeigt die in ihrer Impulsbreite konstanten Aus­ gangsimpulse der monostabilen Kippstufe M ₁, die aus den Ausgangsimpulsen U _H des AND-Gatters H gewonnen werden. Im OR-Gatter B werden Taktsignal U _T und Ausgangssignal U _{M 1} der monostabilen Kippstufe M ₁ miteinander verknüpft, dessen Ausgangssignal U _B Fig. 3m zeigt.

In der nachgeschalteten Frequenzteilerstufe FF ₂ mit dem Frequenzteilerverhältnis von 2 : 1 wird aus dem Ausgangs­ signal U _B des OR-Gatters B das Ausgangssignal U _{FF 2} gebil­ det, dessen Verlauf Fig. 3n zeigt.

An dieser Frequenzteilerstufe steht ebenfalls das zu U _{FF 2} komplementären Ausgangssignal U _{FF 2} an, gemäß Fig. 3o. Dieses Signal wird einem differenzierenden Hochpaß RC- Glied Di zugeführt, dessen Ausgangssignal U _Di Fig. 3p zeigt. Nur seine positiven Nadelimpulse stoßen eine weitere monostabile Kippsufe M ₂ an, deren Ausgangs­ impulse U _{M 2} Fig. 3q zeigt.

Eine Verknüpfung dieser Ausgangsimpulse U _{M 2} und der Aus­ gangsimpulse U _{FF 1} der bistabilen Kippstufe FF ₁ im AND- Gatter C ergibt an dessen Ausgang Impulse U _C gemäß Fig. 3r.

Es ist der Darstellung der Fig. 3r zu entnehmen, daß hier ein in seiner Impulsbreite gesteuerter Impuls nur am Ende der fünften Periode entsteht, also dort, wo der Speicherkondensator C _Sp nahezu ganz entladen werden soll, damit er der Dynamik der Spitzenwerte des periodischen Signals wieder folgen kann. Die Ausgangsimpulse U _C und U _H der AND-Gatter C und H werden je einem Eingang des OR-Gatters E zugeführt, dessen Ausgangssignal U _E Fig. 3s zeigt. Dieses Ausgangssignal des OR-Gatters E wird über den Widerstand R₄, der Basis des Entladetransistors Tr zugeführt, wodurch der Speicherkondensator C _Sp inner­ halb einer Periode auf den Momentanwert des periodischen Signals entladen wird, wenn die Ansteuerimpulse an der Basis des Entladetransistors Tr in ihrer Impulsbreite geregelt sind, und der Speicherkondensator C _Sp wird am Ende einer Periode nahezu ganz entladen, wenn die An­ steuerimpulse an der Basis des Transistors Tr in ihrer Impulsbreite gesteuert sind.

Zur Ansteuerung des Rücksetzeingangs R der bistabilen Kippstufe FF ₁ kann man auch das Ausgangssignal der mono­ stabilen Kippstufe M ₁ verwenden.

Ein Blockschaltbild für eine Schaltung dieser Modifika­ tion zeigt Fig. 4.

Die Realisierung der gesamten Schaltung kann mit im Handel üblichen Bauelementen erfolgen. Es ist aber auch eine Gesamtintegration möglich.

Claims (11)

1. Elektronische Schaltung zur Ermittlung eines Klopf­ signals und eines Regelkriteriums für analoge Signale bei der Klopfgrenzenregelung von Brennkraftmaschinen, deren Verlauf innerhalb einer durch einen Taktgeber (G) bestimmten Periodendauer (T) liegt, bestehend aus einem Klopfsensor (S) , dessen Ausgangssignal (U _KS ) einem Ver­ stärker (V ₁) zugeführt ist, mit dessen Ausgangssignal (U _{S 0}) ein Bandpaß (BP) angesteuert wird, dem ein wei­ terer Verstärker (V ₂) nachgeschaltet ist, einer vom Aus­ gangssignal (U _T ) des Taktgebers (G) angesteuerten Aus­ blendschaltung (A), deren Ausgangssignal (U _A ) auf den Ausgang des weiteren Verstärkers (V ₂) einwirkt und einer Demodulatorschaltung (Demod), der ein Tiefpaß (TP) nach­ geschaltet ist, zugeführt ist, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal (U _A ) der Ausblendschaltung (A) derart drehzahlabhängig getaktet ist, daß das durch seine Anstiegs- und Abstiegsflanke bestimmte Zeitintervall (Δ t) konstant ist und die auf die Anstiegsflanke des Ausgangssignals (U _T ) des Taktgebers (G) bezogene zeit­ liche Lage des Einsatzzeitpunkts der Anstiegsflanke des Ausgangssignals (U _A ) der Ausblendschaltung durch ein Zeitintervall gegeben ist, das in einem festen Verhält­ nis zur Periodendauer (T) steht, daß das Ausgangssignal (U _A ) der Ausblendschaltung aus dem Ausgangssignal (U _{S 1}) des Bandpasses (BP) während der Hochphase des Ausgangs­ signals (U _A ) ein zeitlich begrenztes, das Klopfsignal enthaltendes und verstärktes Signal (U _{S 2}) ausblendet, das über die Demodulatorschaltung (Demod) als Signal (U _Demod ) einer Speicherschaltung (Sp) zugeführt wird, die die jeweiligen Maxima des Signals (U _Demod ) perio­ disch speichert, und daß das Ausgangssignal (U _CSP ) der Speicherschaltung (Sp) dem Tiefpaß (TP) zugeführt wird.

2. Elektronische Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal (U _A ) der Aus­ blendschaltung (A) dem Ausgang des Verstärkers V ₁ zu­ geführt wird, wo aus dem Ausgangssignal U _KS des Klopf­ sensors S das Ausgangssignal U _{S 01} ausgeblendet wird.

3. Elektronische Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, da­ durch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal (U _T ) des Taktgebers (G) einer Entladeüberwachungsschaltung EÜ) zugeführt wird, deren Ausgangssignal (U _C ) einer Logik­ schaltung (L) zugeführt wird.

4. Elektronische Schaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Demodulator­ ausgangssignal (U _Demod ) einer Differenzier- und Kompa­ ratorschaltung (D-K) zugeführt wird, und daß deren Aus­ gangssignal (U _D-K ) und ein Signal (U _g ) der Speicher­ schaltung (Sp) der Logikschaltung (L) zugeführt werden.

5. Elektronische Schaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das eine Aus­ gangssignal (U _H ) der Logikschaltung (L) der Entlade­ überwachungsschaltung (EÜ) zugeführt wird.

6. Elektronische Schaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Signale (U _G ) und (U _D-K ) je einem Eingang eines AND-Gatters (H) der Logikschaltung (L) zugeführt werden und daß das Aus­ gangssignal (U _H ) des AND-Gatters (H) einem Eingang eines OR-Gatters (E) der Logikschaltung (L) zugeführt wird.

7. Elektronische Schaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangs­ signal (U _C ) der Entladeüberwachungsschaltung (EÜ) dem anderen Eingang des OR-Gatters (E) der Logikschaltung (L) zugeführt wird, dessen Ausgangssignal (U _E ) über einen Widerstand (R ₄) die Basis eines Entladetran­ sistors (Tr) ansteuert, dessen Kollektorsignal (U _CE ) als anderes Ausgangssignal der Logikschaltung L der Speicherschaltung (Sp) zugeführt wird.

8. Elektronische Schaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Speicher­ schaltung (Sp) dann am Ende einer Periode ganz entladen wird, wenn das Verhältnis von augenblicklichem Wert des Signals (U _Demod ) zu seinem gespeicherten Maximum der unmittelbar vorhergehenden Periode einen bestimmten, einstellbaren Wert unterschreitet.

9. Elektronische Schaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß über die Dif­ ferenzier- und Komparatorschaltung (D-K) nur für den Zeitraum des positiv ansteigenden Teils des Signals (U _Demod ) ein digitales Ausgangssignal (U _D-K ) erzeugt wird.

10. Elektronische Schaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Differenzierschaltung (D) aus einem Hochpaß RC-Glied (R ₅, C ₁) oder aus einem als Differentiator beschalteten Operationsverstärker (OP ₂) mit einem Zeitglied (R ₅, C ₁) besteht.

11. Elektronische Schaltung nach einem der vorangehen­ den Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Aus­ gangssignal (U _H ) des AND-Gatters (H) der Logikschaltung (L) einer monostabilen Kippstufe (M ₁) und dem Rücksetz­ eingang (R) einer bistabilen Kippstufe (FF ₁) der Ent­ ladeüberwachungsschaltung (EÜ) zugeführt wird.