DE3431986A1 - Polarisationstrennender reflektor - Google Patents

Description

"1 Polarisationstrennender Reflektor.

Die Erfindung betrifft einen Reflektor zum Einsatz bei Mikrowellen-Sende- und Empfangsantennen, die symmetrisch oder unsymmetrisch gespeist werden und mit oder ohne Subreflektor ausgerüstet sind und mit einer polarisationsselektiven reflektierenden Gitterstruktur auf oder innerhalb eines dielektrischen Trägers versehen

sind.

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Bei Nachrichten- und Fernerkundungssatelliten werden im Mikrowellenbereich fast ausschließlich Reflektorantennen mit Einfach- oder Mehrfachspeisung eingesetzt, wobei der Entwicklungstrend zu immer höheren Frequenzen verläuft, bedingt durch den Wunsch sowohl nach erhöhter Bandbreite (z.B. Auf-/Abwärtssignalstrecke bei 30/20 GHz) oder nach Nutzung der Möglichkeiten der Satelliten- zu Satellitenkommunikation bei z.B. 60GHz mit Übertragungskapazitäten der Größenordnung Gbit/s. Während nun hierzu bodenseitig meist symmetrisch erregte Reflektorspiegel mit Cassegrain- oder Gregory-Fangreflektor verwendet werden, haben bordseitig "offset-Reflektorsysteme" z.B. als Mehrstrahlantennen zur Ausleuchtung spezifizierter Bedeckungskonturen zunehmend an Bedeutung gewonnen. Allerdings steht hier dem Vorteil eines weniger gestörten Strahlungdiagramms unter anderem der Nachteil gegenüber, daß im Bereich der Hauptkeule eine kreuzpolare Signalkomponente auftritt, die mit typisch -2OdB Nebenzipfelniveau erreicht. Dies ist jedoch dann besonders störend, wenn eine Satellitenstrecke mit orthogonal polarisierten Signalen betrieben werden soll.

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Nun sind beispielsweise durch die US-PS 4 228 437 polarisationstrennende Reflektoren bekannt geworden, bei denen Dipolgitter in Verbindung mit dielektrischen Reflektorschalen selektiv die Komponenten der einfallenden Wellen reflektieren und deren Ε-Vektor jeweils parallel zur Streifenrifchtung orientiert sind. Durch die Wahl des Abstandes der beiden orthogonal orientierten Gitter wird eine bestimmte Phasenbeziehung zwischen den zwei reflektierten Feldkomponenten eingestellt, die eine Polarisationswandlung bewirken (z.B. orthogonal linear -» zirkulär). Lediglich eine gewisse Breitbandigkeit kann durch die Anordnung mehrerer jeweils gleichorientierter Gitter hintereinander erreicht

werden.

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Es sind weiterhin Reflektorstrukturen mit Dipolgitter z.B. auch als Kreuzdipole - bekannt geworden, wie beispielsweise aus der US-PS 4 160 254 zu entnehmen ist.

Diese Ausführungen werden zur frequenzselektiven Re-

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flexion gleichpolarisierter Signale eingesetzt. Da aber Kreuzdipole immer beide Polarisationsrichtungen reflektieren, sind sie ausschließlich zur Frequenztrennung, nicht jedoch zur Polarisationstrennung einsetzbar.

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Der vorliegenden Erfindung liegt nun die Aufgabe zugrunde, die vorbeschriebenen Nachteile bestehender polarisationstrennender Reflektoren zu beseitigen bzw. weitgehend zu reduzieren und Auslegungen vorzugschlagen, bei denen der Reflexionsverlust der kopolaren Komponente den Bereich von 0,02- 0,10 dB nicht überschreitet und eine Reduzierung der kreuzpolaren Komponente im Bereich von 30-40 dB ermöglicht.

DLese Aufgaben werden durch die im Hauptanspruch niedergelegten Maßnahmen in überraschender Weise gelöst.

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Die Merkmale der Unteransprüche zeigen vorteilhafte Ausgestaltungen auf, während die Figuren der Zeichnung zur nachfolgenden Beschreibung eines Ausführungsbeispiels weitere Erläuterungen und Darstellungen geben. Es zeigen:

Fig. 1 ein Ausführungsbeispiel eines Dipolgitters nach der Erfindung in perspektivischer Darstellung,

Fig. 2a eine schematische Darstellung der Grundstruktur mit Referenzdipol D für laterale und axiale Kopplung,

Fig. 2b eine schematische Darstellung der Strombelegung

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I (y) mit Anhebung an den Dipolenden,

Fig. 2c ein schematisches Schaltbild des Dipol-Array als Netzwerk aus strahlungsgekoppelten Serienresonanzkreisen,

Fig. 3 ein Diagramm für den Frequenzgang der Reflexionskoeffizienten R.. und R. mit der relativen Streifenbreite w/D als Parameter_/

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Fig. 4 ein Diagramm über Messungen zum Frequenzgang

des Betrages des Reflexionskoeffizienten für R.. für Dipol- und Streifengitter.

Nachstehend wird die Verwendung eines Dipolgitters beschrieben, um damit die polarisationstrennenden Reflexionseigenschaften einer "offset-Reflektorantenne" zu verbessern. Hierzu wird in der Fig. 1 das Ausführungsbeispiel eines zweidimensionalen Dipol-Arrays untersucht, auf das eine TE/TM-polarisierte ebene, homo-35

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gene Welle von rechts einfällt. Als Annahmen gelten, daß das Gitter unendlich ausgedehnt ist, die Dicke der metallischen Streifendipole vernachlässigt werden und deren Leitfähigkeit unendlich groß ist. Die Gitterparameter werden so optimiert, daß im Dipol-Resonanzfall (L~\ /2) bei hinreichend breitbandigem Verhalten die kopolaren Reflexions- und Depolarisationsverluste minimal sind und gleichzeitig eine genügend starke Unterdrückung des kreuzpolaren Feldes gewährleistet ist (z.B. --40 dB).

Zur Bestimmung der Strombelegung wird von einer Felddarstellung nach Floquet-Moden p,q ausgegangen und mit der Einführung von Gittervektoren in der x,y-Ebene so_wi_e ,j_er Gitterfläche wird das gesamte elektromagnetische Feld in der Nähe des Dipolgitters mit dem Lösungsansatz der vektoriellen Wellenfunktion in eine doppelte, zweifach unendliche Fourier-Reihe entwickelt. Zur Unterdrückung von Nebenzipfeln im Streudiagramm des Dipolarrays sind die Dipolabstände D, d so zu wählen, daß |d I, |d,|<λ gewährleistet ist. Damit

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bleibt für die Beschreibung des Reflexions- und Transmissionsvorgangs im Fernfeld die Strahlenoptik gültig.

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Eine Bestimmungsgleichung für die gesuchte Strombelegung I(x,y) auf den Dipolen des Arrays erhält man in den drei Raumbereichen die Streufelder angesetzt und an den jeweiligen Grenzflächen die Stetigkeitsbedingungen für die transversalen Komponenten der elektrischen und magnetischen Feldstärke erfüllt werden. Insbesondere muß in der Gittereben z=0 auf den Streifendipolen die resultierende Transversalkomponente aus einfallendem (p=q=O) und gestreutem elektrischen Feld verschwinden.

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Für I (= Sprung des transversalen magnetischen Feldes) ergibt sich eine Fredholmsche Integralgleichung 1. Art. Diese Integralgleichung ist unabhängig von der geometrischen Gestalt der Streukörper des planaren Arrays.

Die numerische Lösung for die Reflexionskoeffizienten erfolgt mit der Momentenmethode bei Gewichtung nach Galerkin. Die zweidimensionale Strombelegung wird durch den Summenansatz

I(X,y) = I (X) + I (y)

und eine Entwicklung nach orthonormierten Basisfunktionen approximiert. Diese sich ergebenden vereinfachenden Näherungen dürfen angesichts der hier zugrundeliegenden Annahmen L~\ /2 >D>w als sinnvoll angesehen werden, zumal im vorliegenden Fall mit Reflexions- und Transmissionskoeffizienten des Arrays allein Fernfeldgrößen von Interesse sind. Ferner muß gel-

ten D > d, damit gewährleistet ist, daß sich im Fernfeld nur Floquet-Moden mit ρ = q = 0 ausbreiten können. So kann bei der Formulierung für die Basisfunktionen auch darauf verzichtet werden, zusätzlich einen "edge-mode" mit zu berücksichtigen. Die betrifft in

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erster Linie den Querstrom I . Die Integralauswertungen vereinfachen sich in diesem Fall, die Integralgleichung aber kann damit in eine Matrixdarstellung übergeführt werden. (Zc = A, wobei Z die NxN-Impedanzmatrix, c die Entwicklungskoeffizienten und A der Erregungsvektor des einfallenden Feldes sind). Zur Bestimmung der Koeffizienten der Reflexionsmatrix R des Dipolgitters bezieht man das gesamte rückgestreute elektrische Feld auf das einfallende Feld. Mit den trigonometrischen Basisfunktionen sind alle bei der numerischen Berechnung auftretenden Integralausdrücke analytisch darstellbar.

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Erwartungsgemäß erweist sich für die Fernfeldbestimmung eines Dipolarrays die Zahl der sin, cos-Basisfunktionen als unkritisch (als optimale Festlegung gilt U = 3; V = 6), wohingegen die Zahl der Floquet-Moden mit M ^> 30 für TE- und M ^> 40 für TM-Polarisation (Brewster-Winkel) relativ hoch gewählt werden muß.

Geht man von einem einzelnen Dipol D des Gitters nach Fig. 2a aus (TE-Einfall, 0 = 0), so ist in der

¹^ Gitterebene mit Strahlungskopplung in erster Linie gegenüber den vier seitlich versetzten Dipolen 1 bis 4 zu rechnen (Abstand D), während die Strahlungskopplung gegenüber den beiden axial versetzten Dipolen als gering anzusehen ist. (Knoten der Längskomponente Ϊ der Strombelegung im Abstand d). Die Strahlungskopplung gegenüber den seitlich jeweils im Abstand 2D versetzten Dipolen 5,6 ist sicher weniger ausgeprägt, zumal diese durch die Dipole 2,3 bzw. 1,4 "abgeschirmt" werden. Durch die "auf Lücke" versetzte Strahleranordnung kommt z.B. der obere Stromknoten von D in die Nähe der

Strombäuche der Dipole 1,2 zu liegen, und zwar gleichphasig in Bezug auf D . Die Superposition dieser strahlungsgekoppelten Felder führt zu einer Anhebung der Strombelegung I in Richtung auf die beiden Dipolenden von D , d.h. die Stromknoten werden von den benachbarten Strombäuchen "aufgefüllt". Die für TE-Polarisation (0 = 0°) und senkrechte Inzidenz berechneten Strombelegungen eines typischen Dipolgitters (ohne Dielektrikum) bestätigen dies auch quanti-

^JU tativ. Hierbei ergibt sich der Querstrom I zu Null, ferner treten keine unsymmetrischen Belegungsfunktionen auf und die überlagerung der symmetrischen, cos-förmigen Belegungsfunktionen erfolgt so, daß die resultierende Strombelegung zum Rand hin angehoben wird, wie a^us Fig. 2b deutlich ersichtlich.

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Für eine zumindest qualitative Beurteilung der Strahlungskopplung läßt sich damit das angegebene, in der Fig. 2c gezeigte Schaltbild ableiten. Der auf λ/2 resonant zu betreibende Dipol ist als Serienresonanzkreis Z zunächst verknüpft mit den in und normal zur Gitterebene resultierenden', strahlungsbedingten Kopplungsimpendanzen Z in Verbindung mit dem als Parallelresonanzkreis Z wirkenden Sandwich. Für Z₇. „ ist in Abhängigkeit vom Dipolabstand D eine induktive oder kapazitive Blindkomponente zu erwarten. SchlieBlich sind infolge Strahlungskopplung die den Dipolen 1 bis 4 entsprechenden Serienresonanzkreise Z und Z jeweils parallel geschaltet. Allein eine feldtheoretische Betrachtungsweise kann die modenabhängigen Parameter

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eines derartigen Netzwerkes festlegen. Vergleicht man mit einem Streifen- oder Drahtgitter, so ist in dem gezeigten Schaltbild nach Fig. 2c der Serienresonanzkreis in dualer Zuordnung durch eine Induktivität bzw. Kapazität zu ersetzen, je nachdem ob das einfallende, elektrische Feld parallel oder senkrecht zum Gitter polarisiert ist.

Als Trägermaterial wird nun ein symmetrisch geschichtetes, mechanisch steifes und verlustarmes Dielektrikum

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als Trägermaterial für das Gitter verwendet, um u.a.

minimale Reflexion für die kreuzpolare Signalkomponente zu gewährleisten. Vorzuschlagen ist hierzu die Sandwich-Leichtbauweise. Die an der vorderen und hinteren Sandwich-Deckhaut (z.B. Kevlar, der gewählte Abstand ~λ/4) jeweils reflektierten Felder überlagern sich gegenphasig und ermöglichen somit - abhängig wiederum von Polarisation, Frequenz und Einfallswinkel -Reflexionsminima von -40 bis -50 dB.

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Nachfolgend wird auf den Einfluß von Geometrie- und Materialparametern auf das Reflexionsverhalten des Dipolgitters gemäß Fig. 1 eingegangen und mit dem herkömmlichen Streifengitter verglichen. Hierbei wird zunächst auf Gitter ohne Dielektrikum bei senkrechter Inzidenz θ = 0 = ο* eingegangen.' Am Anwendungsfall der polarisationstrennenden "offset-Reflektorantenne" wird in einer vereinfachten Vorgehensweise die Optimierung schrittweise durchgeführt und die minimale Reflexions- und Depolarisationsverluste der kopolaren und maximalen Unterdrückung der kreuzpolaren Signalkoraponente bestimmt. Die für Nachrichtensatelliten geforderten Spezifikationen liegen z.B. bei R >-0,2 dB und

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R . <. -40 dB» Die Signalfrequenz soll 11 GHz und die gewünschte Bandbreite ca. 10% betragen. Bezüglich der Dipollänge L wird beispielsweise von folgenden Werten ausgegangen: D= 2d = 6,8 mm ~λ /4; w = lmm. Der für das Dipolgitter berechnete kopolare Reflexionsfaktor |R I = R.. (TE = elektrisches Feld parallel zum Gitter polarisiert) hat sein Betragsmaximum bei L*

= 15,6 mm >λ /2, d.h. bei einem Wert, der den ento

sprechenden Freiraumwert der Resonanzlänge um etwa 15% übersteigt. Diese gegenüber einem Einzeldipol (in Serienresonanz) überhöhte Resonanzlänge wird durch die Effekte ausgeprägter Strahlungskopplung verursacht, wohingegen die Berücksichtigung der endlichen Streifenbreite "w" im Resonanzfall zu einer Verkürzung führt.

Die Strahlungskopplung gegenüber den in der Gitterebene lateral versetzten Dipolen verursacht eine Anhebung der elektrisch wirksamen Dipollänge gerade auch im Reso-

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nanzfall. Hierbei wird nun L* = const, angesetzt. Bezüglich des axialen Dipolabstandes d ist zu sagen, daß Rechnungen zeigen, daß Variationen im Bereich λ /128 £ά%> /8 keinen wesentlichen Einfluß ο °

auf die Resonanz Ri.~l haben, alle weiteren Untersuchungen erfolgen mit fd = λ /16 = 1,7 mm. Bei "d" handelt es sich um einen unkritischen Parameter, die Strahlungskopplung in Richtung der Dipolachsen ist minimal. Der laterale Dipolabstand D als Gitterparameter ist jedoch außerordentlich empfindlich gegenüber Effekten der Strahlungskopplung. Es zeigt sich, daß für kleinere Dipolabstände r'. erwartungsgemäß um etwa 6dB ansteigt und das Maximum von R., zu höheren Frequenzen hin verschoben wird und zwar ca. um 1 GHz. Die Bandbreite Af steigt dabei erheblich an.

Wie die Fig. 2a bis 2c zeigen, werden bei größerer Packungsdichte des Gitters die als Serienresonanzkreise wirkenden, lateral versetzten Dipole zunehmend stärker

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induktiv strahlungsgekoppelt. Der Dipol D_Q verhält sich zusammen mit den Dipolen 1 bis 4 näherungsweise wie eine zweikreisige, induktiv gekoppelte Bandsperre, bei der sich die Resonanzfrequenz f sowie Af mit stärkerer Ankopplung erhöhen. Die hierzu duale Gitter-

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konfiguration mit Bandpaßverhalten (Transmission) wäre durch gekoppelte Ganzwellendipol mit Parallelresonanz gegeben.

Das Reflexionsverhalten für den als optimal gewählten Abstand D/λ =0,2 iet in Fig. 3 gezeigt. Der Phasenverlauf verdeutlicht die Serienresonanzwirkung des Dipolgitters. Für f ^ f hat man kapazitives bzw.

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induktives Verhalten (vor- bzw. nacheilendes magnetisches Feld; Resonanz bei 180°). Breitere Streifendipole sind zwar weniger empfindlich gegenüber Fertigungstoleranzen, mechanischen sowie thermischen Spannungen usw., die führen jedoch zu einem gravierenden Anstieg des senkrecht z_;üm Gitter einfallenden elektrischen Feldes R. sowie R.. zu einer Zunahme von f und Af. Die streifenbreite "w" wird hier mit w = 0,55 mm dimensioniert (w/D = 0,1). Eine technologisch bedingte Grenze liegt bei w.^0,5 mm.

Zusammenfassend ist zur Gitterdimensionierung festzustellen, daß L und D wesentlich die Reflexion parallel zum Gitter beeinflussen (entsprechend den kopolaren TE-Feldkoraponenten), wohingegen "w" maßgebend für die dazu orthogonale TM-Polarisation ist (kreuz-polare Feldkoraponenten). Eine wenigstens näherungsweise optimale Dimensionierung der Gitterparameter wird dadurch erleichtert, daß hinsichtlich des Reflexionsverhaltens nur eine schwache Kopplung zwischen D,w und d vorliegt. Dies ist u.a. auf die Resonanzwirkung des Gitters zurückzuführen, die eine weitgehend isolierte Festlegung der Dipollänge L gestattet. Trotzdem kann für R.. eine breitbandige Reflexion durch ein hinreichend eng gewähltes Gitter bei nur wenig erhöhtem R, erreicht werden. Dieses Breitbandverhalten ist in Übereinstimmung mit der Kopplung zweikreisiger Bandsperren bzw. - passe. Die für eine hohe Polarisationstrennung erforderlichen dünnen Streifendipole beeinflussen Af kaum, in allen Fällen steigt R. mit wachsender Frequenz an.

In einer Gegenüberstellung zu Gittern konventioneller Bauart - wie Streifen- oder Drahtgitter - ist zunächst

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festzustellen, daß mit dem Dipolgitter kopolare Felder (entsprechend R..) praktisch ohne jede Degradation breitflächig reflektiert werden können. Wie Rechnungen gezeigt haben, gilt weiterhin auch, daß - bei gleichen Gitterparametern w,D - das Dipolgitter im interessierenden Frequenzbereich 'eine durchwegs um ca. 2dB bessere kreuzpolare Unterdrückung hat als Streifengitter. So kann man beim Dipolgitter mit "w" bis an die technisch realisierbare Grenze gehen und erzielt bei D/λ = 0,2 eine Unterdrückung von R. = -47 dB, wie in der Fig. 3 verdeutlicht ist.

Wollte man eine derart hohe kreuzpolare Unterdrückung auch mit dem vergleichbaren Streifengitter erreichen, dann müßte man für R. den unakzeptablen Wert von 1,8 dB in Kauf nehmen. Um beim Streifengitter nicht mehr als -0,2 dB zuzulassen, muß man den Streifenabstand auf ein Viertel reduzieren (D = 1,4 mm), was wiederum technologische Probleme mit sich bringt - es sei

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denn, man wählt breitere Streifen bei empfindlich erhöhtem R. Generell darf gesagt werden, daß man beim Dipolgitter eine um mindestens 5 dB bessere Polarisationstrennung erzielt.

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Die Fig. 4 zeigt das Ergebnis von Hohlleiter-Simulationsmessungen im X-Band, um das Reflexionsverhalten eines Dipolgitters nach experimenteller Untersuchung graphisch aufzuzeigen, bei gleichzeitigem Vergleich mit zusätzlichen Messungen, welche mit der gleichen Vorgehensweise auch für Streifengitter durchgeführt wurden, wobei die Parameter "w^M, D jeweils für beide Gitter gleich sind. Man sieht, daß das auf Bandmitte bei HGHz dimensionierte Dipolgitter praktisch ohne Reflexions- und Depolarisationsverluste reflektiert und

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zwar breitbandig. Wie ersichtlich wird der Pegel -0,2 dB erst bei Frequenzen kleiner als etwa 9,3 GHz bzw. jenseits von 12,4 GHz unterschritten, was einer relativen Bandbreite von ca. 30% entspricht. Es zeigt sich, daß die experimentellen Ergebnisse mit den theoretischen Ergebnissen ü/bereinstimmen.

Die vorbeschriebene Lösung erbringt also drei wesentliche Vorteile: Einmal, daß die Resonanzfrequenz durch die Dipollänge L einstellbar ist, ferner, daß die Bandbreite durch den Abstand wählbar ist und zwar breitbandig oder selektiv und letzlich daß R . durch die

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Breite "w" bestimmt wird und zwar etwa - 47dB für die technische Grenze w. ~0,5 mm.

Claims (1)

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   Polarisationstrennender Reflektor.

   Patentansprüche

   1. Reflektor zum Einsatz bei Mikrowellen-Sende- und Empfangsantennen, die symmetrisch oder unsymmetrisch gespeist werden und mit oder ohne Subreflektor ausgerüstet sind und mit einer polarisationsselektiven reflektierenden Gitterstruktur auf oder innerhalb eines dielektrischen Trägers versehen sind, dadurch gekennzeichnet , daß diese Struktur resonant aus einzelnen Dipolen aufgebaut ist, wobei die Dipollänge und Abstand so dimensioniert sind, daß optimales Breitbandverhalten erzielt wird.

   2. Reflektor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß ein lineares Dipolgitter auf einem symmetrisch geschichteten, mechanisch steifen und verlustarmen Dielektrikum als Träger aufgebracht ist, wobei dessen Dipole auf Lücke versetzt, kolinear oder beliebig schräg angeordnet sind.

   3. Reflektor nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet , daß das Dipolgitter in einer Doppelreflektoranordnung orthogonaler Orientierung verwendet wird.

   4. Reflektor nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet , daß die linearen Dipole des Dipolgitters in ihrer Ausrichtung in der Apertur der Antenne auf parallelen Linien liegen.

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   5. Reflektor nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet , daß als dielektrischer Träger für das resonante Gitter eine Sandwichschale mit etwa λ/4 Deckhautabstand verwendet wird.

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