FR2569906A1 - Reflecteur pour antenne a micro-ondes, muni d'une structure de grille a polarisation selective - Google Patents

Abstract

REFLECTEUR POUR ANTENNES D'EMISSION ET DE RECEPTION DE MICRO-ONDES, EQUIPEES EVENTUELLEMENT D'UN SOUS-REFLECTEUR ET MUNIES D'UNE STRUCTURE DE GRILLE REFLECHISSANTE A POLARISATION SELECTIVE DISPOSEE SUR UN SUPPORT DIELECTRIQUE OU A L'INTERIEUR D'UN TEL SUPPORT. CETTE STRUCTURE, RESONNANTE, EST CONSTITUEE DE DIPOLES INDIVIDUELS, LA LONGUEUR ET L'INTERVALLE DES DIPOLES AYANT DES VALEURS TELLES QUE LE COMPORTEMENT SOIT OPTIMAL SUR UNE LARGE BANDE DE FREQUENCES. IL S'AGIT AVANTAGEUSEMENT D'UNE GRILLE LINEAIRE DE DIPOLES DISPOSES A INTERVALLES D, D, AVEC DECALAGE, COLINEAIRES OU OBLIQUES, ET SUPPORTES PAR UN DIELECTRIQUE E.

Description

REFLECTEUR POUR ANTENNE A MICRO-ONDES, MUNI D'UNE

STRUCTURE DE GRILLE A POLARISATION SELECTIVE

L'invention concerne un réflecteur utilisable dans des antennes d'émission et de réception de micro-ondes, alimentées symétriquement ou asymétriquement, équipées éventuellement d'un sous-réflecteur et munies d'une structure de grille réfléchissante à polarisation sélective disposée sur une

support diélectrique ou à l'intérieur d'un tel support.

Pour les satellites de télédiffusion et télécommunication, ce sont presque exclusivement des antennes avec réflecteur, avec alimentation simple ou multiple, qui sont utilisées dans le domaine des micro-ondes, la tendance étant à un développement vers des fréquences toujours plus élevées puisque l'on désire disposer tout aussi bien d'une largeur de bande de fréquences accrue (par exemple trajet de signal aller/retour à 30/20 GHz) que de la possibilité de communications entre satellites, par exemple à 60 GHZ,

avec des capacités de transmission de l'ordre du Gbit/s.

Alors qu'au sol on utilise, dans la plupart des cas, des miroirs réflecteurs excités symétriquement, avec réflecteur de réception Cassegrain ou Gregory, on utilise de plus en plus, à bord des satellites, des antennes à "réflecteur décalé", par exempie sous forme d'antennes à plusieurs faisceaux pour couvrir des zones spécifiées. Par ailleurs, l'avantage d'un diagramme de rayonnement moins perturbé est contrebalancé par l'inconvénient inhérent à l'existence, dans la région du lobe principal, d'une composante de signal à polarisation croisée, atteignant typiquement un niveau de lobe secondaire de -20 dB. Or cela est particulièrement gênant lorsqu'une voie de satellite doit être exploitée avec des signaux polarisés orthogonalement. Ceci-étant, on connait, par exemple par le brevet américain US 4 228 437, des réflecteurs à polarisation sélective, dans lesquels des grilles de dipôles en combinaison avec des coques de réflecteur diélectriques réfléchissent sélectivement les composantes des ondes incidentes et dont le vecteur E est à chaque fois orienté parallèlement à la direction des bandes. Le choix de l'intervalle des deux grilles orientées orthogonalement permet d'établir une relation de phase déterminée entre les deux composantes de champ réfléchies, ce qui provoque une conversion de

polarisation (par exemple linéaire orthogonale --

circulaire). Une certaine largeur de bande de fréquences peut être obtenue simplement en agençant les unes derrière les autres plusieurs grilles identiquement orientées. On connait en outre des structures de réflecteur avec grille de dipôles, par exemple aussi en tant que dipôles croisés, ainsi qu'on peut le voir par exemple dans le brevet américain US- 4 160 254. Ces réalisations sont utilisées pour la réflexion, sélective en

fréquence, de signaux ayant même polarisation.

Toutefois, comme ils réfléchissent toujours pour les deux directions de polarisation, les dipôles croisés ne sont utilisables que pour la sélection de fréquence, non

pour la sélection de polarisation.

Ceci étant, la présente invention a pour but d'éliminer, ou du moins de réduire fortement, les inconvénients sus-mentionnés des réflecteurs à polarisation sélective existants, et de proposer des formes de réalisation avec lesquelles la perte inhérente à la réflexion de la composante copolaire n'excédera pas la plage de 0,02 à 0,1 dB, et l'on pourra obtenir une réduction, dans le domaine de 30 à 40 dB, de la composante à polarité transversale (perpendiculaire à la

direction copolaire).

Selon l'invention, ce résultat est obtenu, de façon surprenante, par le fait que la structure est résonnante et constituée de dipôles individuels, la longueur et l'intervalle des dipôles ayant des valeurs telles que l'on obtienne un comportement optimal sur une

large bande de fréquences.

Parmi les diverses formes de réalisation possibles, l'invention prévoit notamment que: - une grille linéaire de dipôles est agencée sur un support- constitué par un diélectrique à faibles pertes, mécaniquement rigide, revêtu symétriquement, les dipôles de cette grille étant disposés en quinconce, et étant colinéaires ou obliques; - la grille de dipôles est utilisée au sein d'un agencement à deux réflecteurs orientés orthogonalement; - les dipôles linéaires de la grille sont orientés dans l'ouverture de l'antenne en étant situés sur des lignes parallèles; et pour constituer le support diélectrique de la grille résonnante, on utilise une coque sandwich avec intervalle entre peaux externes de l'ordre d'un quart de

longueur d'onde.

Les diverses caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront plus complètement à l'aide de

la description, présentée ci-après à titre d'exemple non

limitatif, de modes de réalisation d'un réflecteur selon l'invention, et des dessins annexés, dont les figures représentent: - la figure 1, une vue en perspective d'un exemple de réalisation d'une grille de dipôles selon l'invention; - la figure 2a, une représentation schématique de la structure de base avec dipôle de référence DO0 pour couplage latéral et axial; - la figure 2b, un diagramme schématique montrant la distribution de courant _y(y) avec accentuation aux y extrémités du dipôle; - la figure 2c, un schéma d'équivalence de l'arrangement de dipôles, sous forme de réseau de

circuits résonnants série couplés par rayonnement; -

- - la figure 3, un diagramme montrant la variation, en fonction de la fréquence, des coefficients de réflexion Rl et Ri, la largeur relative w/D d'une bande-dipôle étant prise comme paramètre; et - la figure 4, un diagramme concernant des mesures relatives à l'évolution, en fonction de la fréquence, de la valeur du coefficient de réflexion R l,

pour une grille de dipôles et une grille à bandes.

On va maintenant décrire l'utilisation d'une.

grille de dipôles destinée à améliorer les propriétés de réflexion avec polarisation sélective d'une "antenne avec réflecteur décalé". - Pour cela, on va examiner, sur la figure 1, l'exemple de réalisation d'un arrangement bidimentionnel de dipôles sur lequel arrive, par la droite, une onde plane homogène polarisée TE/TM. Par hypothèse, on admet que la grille possède une étendue infinie, que l'épaisseur des dipôles constitués par des bandes métalliques est négligeable et que leur conductibilité est infinie. Les paramètres de la grille sont optimisés de façon que, dans le cas o les dipôles sont en résonance (L oJX/2), tout en ayant un o comportement de large bande de fréquences suffisant, les pertes copolaires de réflexion et de dépolarisation soient minimales et qu'une réfection suffisamment forte (par exemple4-40 dB) du champ à polarité transversale

soit assurée.

Pour déterminer la distribution de courant, on part d'une représentation de champ en modes de Floquet p,q, et en introduisant des vecteurs de grille dans le plan x,y à la surface de la grille, on développe l'ensemble du champ électromagnétique au voisinage de la grille de dipôles en résolvant la fonction d'onde vectorielle par une double série de Fourier infinie. Pour supprimer les lobes secondaires du diagramme de diffusion de l'arrangement de dipôles, les intervalles D,d entre dipôles doivent être choisis de façon que Id1, Id 2Z>o. Ainsi, l'optique géométrique reste

applicable à la description du processus de réflexion et

transmission dans le champ distant.

Une équation de détermination de la distribution de courant recherchée I(x,y) sur les dipôles de l'arrangement s'obtient en mettant en équation les champs de dispersion dans les trois régions de l'espace et en posant qu'à chaque surface-limite les composantes transversales des intensités de champ électrique et

magnétique satisfont aux conditions de continuité.

Spécifiquement, la composante transversale du champ électrique incident (p = q = 0) et diffusé doit être nulle dans le plan de la grille (z = 0), sur les bandes-dipôles. Pour I (= saut du champ magnétique transversal), on obtient une équation intégrale de Fredholm du premier type. Cette équation intégrale est indépendante de la forme géométrique des corps

diffusants de l'arrangement plan.

Pour les coefficients de réflexion, la solution numérique est obtenue par la méthode des moments avec pondération selon Galerkin. La distribution bidimensionnelle du courant est approchée en posant la somme I(x,y) = XX(X) + (y()

et en développant en fonctions de base orthonormées.

Compte tenu des hypotèses admises, Lo\/2>D>w, les approximations simplifiées ainsi obtenues peuvent être considérées comme valables, d'autant plus que, dans le cas présent, seuls les coefficients de réflexion et transmission de l'arrangement, et les grandeurs du champ distant, présentent de l'intérêt. De plus, il faut que D soit plus grand que d, afin d'assurer que seuls des modes de Floquet avec p = q = 0 pourront se propager dans le champ distant. Ainsi, dans la formulation des fonctions de base, on peut aussi renoncer à prendre aussi en compte un "mode d'effet de bord". Cette formulation concerne en premier lieu le courant transversal Ix. Les traitements d'intégrales sont alors simplifiés, l'équation intégrale pouvant être écrite sous une forme matricielle; (zc=A, Z étant la matrice impédance NxN, c la matrice des coefficients de développement et A le vecteur excitation du champ incident). Pour déterminer les coefficients de la matrice de réflexion R de la grille de dipôles, on rapporte au champ incident le champ électrique total rétrodiffusé. Avec les fonctions de base trigonométriques, toutes les expressions d'intégrales à calculer numériquement sont aussi représentables analytiquement. Ainsi qu'il y avait lieu de s'y attendre, il s'avère que pour déterminer le champ distant d'un arrangement de dipôles, le nombre des fonctions de base sinus et cosinus n'est pas critique (l'optimum est U = 3; V = 6), tandis que le nombre des modes de Floquet à adopter doit par contre être relativement élevé, avec M>30 pour polarisation TE et

M>40 pour polarisation TM (angle de Brewster).

Si l'on part d'un dipôle individuel Do de la grille selon la figure 2a (indidence TE, 0 = 0, il faut tenir compte en premier lieu, dans le plan de grille, du couplage par rayonnement entre ce dipôle et les quatre dipôles 1 à 4 décalés et situés latéralement (intervalle D), tandis que le couplage, par rayonnement, avec les deux dipôles décalés axialement peut être considéré comme faible; (noeuds de la composante longitudinale I de la distribution de courant à la distance d). Le couplage, par rayonnement, avec les dipôles 5 et 6 latéralement situés chacun à la distance 2D est assurément moins pronocé, d'autant plus qu'ils sont respectivement "masqués" par les dipôles 2,3 et 1,4. Du décalage avec intervalles des éléments rayonnants il résulte que, par exemple, le noeud supérieur de courant de Do0 vient se situer au voisinage des ventres de courant des dipôles 1,2, et cela en phase par rapport à DO. La superposition de ces champs couplés par rayonnement conduit à une accentuation de la distribution de courant I en direction des deux Y extrémités du dipôl81e Do, c'est-à-dire que les noeuds de courant sont "comblés par les ventres de courant voisins. Les distributions de courant d'une grille de dipôles typiques (sans diélectrique), calculées pour une polarisation TE ( = 0 ) et une incidence normale, en donnent une confirmation quantitative. Le courant transversal Ix s'avère ici être nul. En outre, aucune fonction de distribution asymétrique n'apparaît, et la superposition des fonctions de distribution symétriques, cosinusoidales, s'effectue de façon que la distribution de courant résultante soit renforcée vers les bords,

ainsi qu'il ressort nettement de la figure 2b.

Le schéma représenté sur la figure 2c peut être établi pour apprécier au moins qualitativement le couplage par rayonnement. Le dipôle résonnant à exploiter en résonance >/2 est, en tant que circuit résonnant série Zo, d'abord combiné aux impédances de couplage ZAB inhérentes au rayonnement dans le plan de la grille et normalement à celui-ci, et communique avec

le sandwich Zs opérant en circuit résonnant parallèle.

Pour ZAB, on peut prévoir une composante réactive, inductive ou capacitive selon la distance D entre dipôles. Enfin, du couplage par rayonnement, il résulte que les circuits résonnants série Z14 et Z23, correspondant aux dipôles I à 4, sont raccordés à chaque fois en parallèle. Seule une analyse dans le cadre de la théorie des champs permet de déterminer les paramètres d'un tel réseau, lesquels dépendent du mode. Si l'on fait la comparaison avec une grille à bandes ou fils, il faut alors selon une correspondance duale remplacer, sur le schéma de la figure 2c, le circuit résonnant série -par une inductance ou, selon le cas, une capacité selon que le champ électrique incident est -orienté

parallèlement ou transversalement à la grille.

Comme matière-support, on utilise, pour servir de matériau-support de la grille, un diélectrique à faibles pertes, mécaniquement rigide, revêtu symétriquement, afin d'assurer entre autres la minimalisation de la composante de signal polarisée transversalement. A cette fin, on peut envisager de recourir à la "construction sandwich". Les champs réfléchis sur la peau externe, antérieure et postérieure, du sandwich (par exemple Kevlar; intervalle choisi de l'ordre de X/4) se superposent en opposition de phase et permettent ainsi, là encore en fonction de la polarisation, de la fréquence et de l'angle d'incidence, d'obtenir des

minima de réflexion de -40 à -50 dB.

Dans ce qui suit, on va examiner l'influence que les paramètres géométriques et matériels ont sur le comportement de réflexion de la grille de dipôles selon la figure 1, et l'on effectuera une comparaison avec la grille à bandes classique. On va d'abord considérer une grille sans diélectrique, dans le cas d'une incidence normale 9 = Q= 0 . Pour traiter le cas d'application relatif à l'antenne à réflecteur décalé, à polarisation sélective, on suit -une procédure simplifiée pour 9. effectuer l'optimisation pas-à-pas et l'on détermine les minima de pertes de réflexion et dépolarisation de la composante de signal copolaire et les maxima de la composante de signal polarisée transversalement. Les spécifications pour satellites de télécommunication imposent, par exemple, R1 l-0,2 dB et R ' -40dB (Rl = facteur de réflexion copolaire; R1 = facteur de réflexion transversale). La fréquence du signal doit être de 11 GHz et la largeur de bande désirée est de l'ordre de 10 %. Pour la longueur L d'un dipôle, on part, par exemple, des valeurs suivantes: D = 2d = 6,8 mm = environ 0/4; w = 1 mm. Le facteur de réflexion copolaire R1 = Rl calculé pour la grille de dipôles (le champ électrique TE étant polarisé parallèlement à la grille) présente sa valeur maximale pour L = 15,6 mm o/2, c'est-à-dire pour une valeur excédant d'environ 15 % la valeur de la longueur de résonance correspondante dans l'espace. Cette longueur de résonance accrue par rapport à un dipôle individuel (en résonance série) est due aux effets du couplage serré par rayonnement, tandis que la prise en compte de la largeur finie "w" d'une bande, conduit, dans le cas de

la résonance, à un raccourcissement.

Le couplage, par rayonnement, avec les dipôles déportés latéralement dans le plan de grille provoque, justement aussi dans le cas de la résonance, un accroissement de la longueur électriquement efficace des * dipôles. On pose alors L = constante. Pour ce qui est de l'intervalle axial d entre dipôles, il convient de mentionner que les calculs montrent que des variations de d dans la plage comprise entre environ Xo/128 et 00/8 n'ont aucune influence sensible sur la résonance lorsque Rl1 est voisin de 1, toutes les autres investigations étant donc ensuite effectuées avec d = > o/16 = 1,7 mmI. "d" constitue un paramètre non-critique, puisque le couplage par rayonnement dans la direction des axes des dipôles est minimal. Le paramètre de grille constitué par l'intervalle latéral D entre dipôles est par contre exceptionnellement sensible aux effets du couplage par rayonnement. Il s'avère que, conformément aux prévisions, R1 augmente d'environ 6 dB pour de plus faibles intervalles entre dipôles, et que le maximum de Ri est alors décalé vers des fréquences plus hautes, cela d'environ 1 GHz. La largeur Lf de la bande de

fréquences augmente ainsi notablement.

Comme le montrent les figures 2a à 2c, lorsque la densité d'agencement de la grille augmente, les dipôles espacés latéralement, agissant comme des circuits résonnants série, sont de plus en plus fortement couplés inductivement par rayonnement. Le dipôle DO se comporte, de concert avec les dipôles 1 à 4, approximativement comme un filtre coupe-bande à deux circuits à couplage inductif, avec lequel la fréquence de résonance f r et Af augmentent avec le couplage. La configuration de grille duale de cette disposition, ayant un comportement de passe-bande (transmission) serait représentée par des

dipôles pleine onde couplés avec résonance parallèle.

Le comportement de réflexion obtenu avec l'intervalle D/Io = 0,2, choisi comme optimal, est représenté sur la figure 3. L'évolution en fonction de la fréquence montre l'effet de résonance série de la grille de dipôles. Lorsque f est différent de fri on a un comportement capacitif ou, selon le cas, inductif (champ magnétique respectivement en avance ou en retard de phase, résonance pour 180 ). Des dipôles en bande plus large sont certes moins sensibles aux tolérances de fabrication, aux sollicitations mécaniques et thermiques, etc., mais ils conduisent toutefois à un sérieux accroissement du facteur de réflexion R du champ électrique orienté transversalement à la grille, 1 1 et à un accroissement de fr et Af. La largeur "w" d'une bande est dotée ici d'une valeur w = 0,55 mm (w/D = 0,1). Une limitation technologique impose que w soit au

moins égale à environ 0,5 mm.

Pour récapituler, il y a lieu de remarquer que, pour ce qui est du dimensionnement de la grille, L et D influencent sensiblement la réflexion parallèlement à la grille (correspondant aux composantes de champ TE copolaires), tandis que w est décisive pour la polarisation perpendiculaire à la précédente (composantes de champ à polarisation transversale). Un dimensionnement, au moins approximativement optimal, des paramètres de la grille est facilité par le fait que, pour ce qui est du comportement de réflexion, il n'y a qu'un faible couplage entre D, w et d. Cela est attribuable entre autres à l'effet de résonance de la grille et autorise une grande autonomie de détermination de la longueur L des dipôles. Toutefois, pour ce qui est de Ri, on peut obtenir une réflexion avec large bande de fréquences en recourant à une grille suffisamment serrée, en ayant seulement une faible augmentation de R. Ce comportement à large bande. de fréquences correspond au couplage de filtres coupe-bande ou passe-bande à deux circuits.- Les dipôles faits de bandes minces, nécessaires pour obtenir une grande sélectivité de polarisation, influencent à peine Af. Dans tous les

cas, R1 augmente lorsque la fréquence croit.

Si l'on fait une comparaison avec des grilles de construction classique, telles que des grilles à bandes ou en fil, on constate d'abord qu'avec la grille de dipôles, les champs copolaires, auxquels correspond Ril, peuvent être réfléchis sur une large surface, pratiquement sans subir de dégradation. Des calculs montrent que la grille de dipôles offre en outre - à paramètres w, D inchangés- une réfection de polarisation transversale qui, dans le domaine de fréquences auquel on s'intéresse, est partout meilleure, d'environ 2dB, qu'avec une grille à bandes. C'est ainsi qu'avec la grille de dipl81es on peut aller, pour "w", jusqu'à la limite techniquement réalisable et obtenir alors, avec D/>o = 0,2, une réfection de R1 égale à

-47dB, comme indiqué sur la figure 3.

Si l'on désirait obtenir une aussi forte réfjection de la polarisation transversale avec la grille à bandes comparable, il faudrait alors admettre pour Rll, la valeur inacceptable de 1,8 dB. Afin de ne pas autoriser plus de -0,2 dB avec une grille à bandes, il faudrait ramener l'intervalle entre bandes à un quart {D = 1,4 mm), ce qui, là encore, poserait des problèmes techniques, à moins d'adopter des bandes plus larges avec R sensiblement accru. D'une manière générale, on peut affirmer que la grille de dipâles donne une

sélectivité de polarisation meilleure d'au moins 5 dB.

La figure 4 montre le résultat de mesures avec guide d'ondes, dans la bande X, simulées et, afin de faire apparaître graphiquement le comportement de réflexion de la grille de dip8les, montre le résultat de mesures après étude expérimentale et, pour comparaison, le résultat de mesures supplémentaires effectuées, selon la même procédure, avec une grille à bandes, les paramètres "w", D étant identiques pour les deux grilles. On peut voir que la grille de dipâles dimensionnée pour un milieu de bande de fréquences situé à 11 GHz réfléchit pratiquement sans pertes de réflexion ni pertes par dépolarisation, et cela sur une large plage de fréquences. Comme on peut le voir, le niveau n'est inférieur à - 0,2 dB que pour des fréquences inférieures à environ 9,3 GHz ou supérieures à environ 12,4 GHz, ce qui correspond à une largeur de bande relative de l'ordre de 30 %. Il s'avère que les résultats expérimentaux correspondent aux résultats théoriques. La solution décrite dans ce qui précède apporte donc trois avantages essentiels: la fréquence de résonance peut être établie en jouant sur la longueur L des dipôles; la plage de fréquence peut être, au choix, large ou sélective en jouant sur l'intervalle; et R est déterminé par la largeur "w" et donne environ -47 dB

pour la limite technique wmin 0-'0,5 mm.

Claims (5)

REVENDICATIONS

1. Réflecteur utilisable dans des antennes d'émission et de réception de micro-ondes, alimentées symétriquement ou asymétriquement, équipées éventuellement d'un sous-réflecteur et munies d'une structure de grille réfléchissante à polarisation sélective disposée sur un support diélectrique ou à l'intérieur d'un tel support, caractérisé en ce que cette structure est résonnante et constituée de dipôles individuels (Do, 1,2,...,6...), la longueur (L) et l'intervalle (D) des dipôles ayant des valeurs telles que l'on obtienne un comportement optimal sur une large

bande de fréquences.

2. Réflecteur selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'une grille linéaire de dipôles est agencée sur un support constitué par un diélectrique (Er) à faibles pertes, mécaniquement rigide, revêtu symétriquement, les dipôles (Do, 1,2,...,6...) de cette grille étant disposés en quinconce (d, D), et étant

colinéaires ou obliques.

3. Réflecteur selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que la grille de dipôles est utilisée au sein d'un agencement à deux réflecteurs orientés othogonalement.

4. Réflecteur selon l'une quelconque des

revendications 1 à 3, caractérisé en ce que les dipôles

linéaires (Do, 1,2,...,6...) de la grille sont orientés dans l'ouverture de l'antenne en étant situés sur des

lignes parallèles.

5. Réflecteur selon l'une quelconque des

revendications 1 à 4, caractérisé par l'utilisation,

pour constituer le support diélectrique de la grille résonnante, d'une coque sandwich avec intervalle (s) entre peaux externes de l'ordre d'un quart de longueur

d'onde.