DE3423484C2 - Analysatoranordnung zur Verarbeitung eines Originalsignals und Anordnung zur Synthese von N+1 Mengen von Abtastwerten - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Signalverarbeitungs­ einrichtung zur Signalanalyse und/oder -synthese. Im ein­ zelnen verwendet die erfindungsgemäße Signalverarbeitungs­ einrichtung eine Pipeline-Struktur, um in verzögerter Realzeit das Frequenzspektrum einer Informationskomponente (die ein oder mehrere Dimensionen hat) eines gegebenen zeitlichen Signals zu analysieren, dessen höchste interes­ sierende Frequenz nicht größer als f₀ ist, und/oder in verzögerter Realzeit ein solches zeitliches Signal aus seinem analysierten Frequenzspektrum zu synthetisieren. Die Erfindung eignet sich insbesondere, ohne jedoch hierauf beschränkt zu sein, für die in verzögerter Realzeit erfol­ gende Bildverarbeitung der zweidimensionalen Raumfrequenzen von Fernsehbildern, die durch ein zeitliches Videosignal definiert sind.

Es ist viel Arbeit in die Entwicklung eines Modells für das menschliche Sehen gesteckt worden. Man hat herausge­ funden, daß das optische Wahrnehmungssystem des Menschen eine primitive Zerlegung leuchtender Bilder in Raumfre­ quenzen vornimmt, indem die Raumfrequenzinformation in einer Anzahl kontinuierlicher, sich überlappender Raum­ frequenzbänder unterteilt wird. Jedes Band ist grob ge­ rechnet eine Oktave breit, und die Mittenfrequenz jedes Bandes unterscheidet sich von derjenigen des Nachbarbandes in etwa um den Faktor 2. Forschungsergebnisse lassen darauf schließen, daß es etwa sieben Bänder oder Kanäle gibt, die den 0,5 bis 60 Perioden/Grad Raumfrequenzbereich des menschlichen optischen Wahrnehmungssystems überdecken. Die Bedeutung dieser Erkenntnis liegt darin, daß eine Raumfrequenzinformation, die um mehr als den Faktor 2 von der anderen Raumfrequenzinformation entfernt liegt, vom optischen Wahrnehmungssystem des Menschen unabhängig ver­ arbeitet wird.

Es hat sich ferner gezeigt, daß die im optischen Wahr­ nehmungssystem des Menschen vorgenommene Raumfrequenzver­ arbeitung räumlich lokalisiert ist. Die Signale innerhalb jedes Raumfrequenzkanales werden daher über kleine Unter­ bereiche des Bildes verarbeitet. Diese Unterbereiche über­ lappen sich gegenseitig und sind grob gesehen zwei Perioden - bei einer speziellen Frequenz - breit.

Benutzt man als Testmuster ein sinusförmiges Gitter, dann zeigt sich, daß die Schwellwert-Kontrast/Empfindlichkeits­ funktion für das Sinus-Gittermuster schnell abfällt, wenn die Raumfrequenz des Sinus-Gitterbildes vergrößert wird. Das bedeutet, daß man bei hohen Raumfrequenzen einen hohen Kontrast sehen muß (≃20% bei 30 Perioden/Grad), daß jedoch bei niedrigen Raumfrequenzen nur ein relativ geringer Kon­ trast gesehen werden muß (≃0,2% bei 3 Perioden/Grad).

Es hat sich herausgestellt, daß die Fähigkeit des mensch­ lichen optischen Wahrnehmungssystems, eine Änderung im Kontrast eines Sinus-Gitterbildes wahrzunehmen, die ober­ halb der Schwelle liegt, auch bei niedrigeren Raumfre­ quenzen besser ist als bei höheren Raumfrequenzen. Um eine Kontraständerung in 75% aller Fälle richtig zu unterschei­ den, benötigt ein normaler Mensch bei einem Sinus-Gitter von 3 Perioden/Grad eine Kontraständerung von 12%, bei einem Gitter von 30 Perioden/Grad dagegen eine Kontrast­ änderung von 30%.

Der mit den obengenannten Eigenschaften des menschlichen optischen Wahrnehmungssystems vertraute Autor Dr. Peter J. Burt hat einen Algorithmus entwickelt (nachfolgend als "Burt- Pyramide" bezeichnet), den er mit Hilfe eines Computers, ohne Realzeit, verwirklicht hat, um die zweidimensionalen Raumfrequenzen in einem Bild in eine Mehrzahl getrennter Raumfrequenzbänder zu analysieren. Jedes Raumfrequenz­ band, mit Ausnahme des niedrigsten, ist vorzugsweise eine Oktave breit. Wenn also die höchste interessierende Raum­ frequenz des Bildes nicht größer als f₀ ist, dann über­ deckt das höchste Frequenzband die Oktave von f₀/2 bis f₀ (mit einer Mittenfrequenz von 3f₀/4), das nächsthöhere Frequenzband überdeckt die Oktave von f₀/4 bis f₀/2 (mit einer Mittenfrequenz von 3f₀/8) usw.

Es sei an dieser Stelle auf einige Aufsätze hingewiesen, deren Autor oder Mitautor Dr. Burt ist und in denen ver­ schiedene Aspekte der Burt-Pyramide im einzelnen be­ schrieben sind:
"Segmentation and Estimation of Image Region Properties Through Cooperative Hierarchial Computation", von Peter J. Burt u. a., IEEE Transactions on Systems, Man, and Cybernetics, Band SMC-11, Nr. 12, 802-809, Dezember 1981.

"The Laplacian Pyramid as a Compact Image Code" von Peter J. Burt u. a., IEEE Transactions on Communications, Band COM-31, Nr. 4, 532-540, April 1983.

"Fast Algorithms for Estimating Local Image Properties", von Peter J. Burt, Computer Vision, Graphics, and Image Processing 21, 368-382 (1983).

"Tree and Pyramid Structures for Coding Hexagonally Sampled Binary Images" von Peter J. Burt, Computer Graphics and Image Processing 14, 271-280 (1980).

"Pyramid-based Extraction of Local Image Features with Applications to Motion and Texture Analysis" von Peter J. Burt, SPIE, Band 360, 114-124.

"Fast Filter Transforms for Image Processing" von Peter J. Burt, Computer Graphics and Image Processing 16, 20-51 (1981).

"A Multiresolution Spline with Applications to Image Mosaics" von Peter J. Burt u. a., Image Processing Laboratory, Electrical, Computer, and Systems Engineering Department, Rensselaer Polytechnic Institute, Juni 1983.

"The Pyramid as a Structure for Efficient Computation" von Peter J. Burt, Image Processing Laboratory, Electrical and Systems Engineering Department, Rensselaer Polytechnic Institute, Juli 1982.

Der Burt-Pyramiden-Algorithmus verwendet spezielle Abtast­ techniken zum Analysieren eines Originalbildes mit relativ hoher Auf­ lösung in eine Hierarchie von N (wobei N eine ganze Zahl <1 ist = plural integer) ge­ trennten Komponentenbilder (von denen jedes ein Laplacesches Bild, das eine andere Oktave der Raumfrequenzen des Original­ bildes umfaßt) plus ein restliches Gaußsches Bild ist (welches aus sämtlichen Raumfrequenzen des Originalbildes unterhalb des Laplaceschen Komponentenbildes der untersten Oktave besteht). Der hier benutzte Ausdruck "Pyramide" be­ zieht sich auf die sukzessive Reduzierung der Raumfrequenz­ bandbreite und Abtastdichte jeder der Hierarchie der Kom­ ponentenbilder beim Fortschreiten von dem Komponentenbild der höchsten Oktave zu demjenigen der niedrigsten Oktave.

Ein erster Vorteil des Burt-Pyramiden-Algorithmus besteht in der Möglichkeit, das ursprüngliche hoch aufgelöste Bild aus Komponentenbildern und dem Restbild zu synthetisieren, ohne daß durch Aliasing-Effekte Störraumfrequenzen einge­ führt würden. Ein zweiter Vorteil des Burt-Pyramiden- Algorithmus besteht darin, daß die Raumfrequenzbandbreite einer Oktave jeder der Hierarchie der Komponentenbilder zu den Eigenschaften des menschlichen optischen Wahrneh­ mungssystems paßt, wie bereits oben erläutert wurde. Da­ durch wird es möglich, die Raumfrequenzen einzelner Komponentenbilder der Hierarchie auf verschiedene unab­ hängige Weise selektiv zu verarbeiten oder zu verändern (also ohne daß die Signalverarbeitung irgend eines Kompo­ nentenbildes irgendein anderes Komponentenbild nennens­ wert beeinflussen würde), um irgendeinen anderen gewünsch­ ten Effekt in dem synthetisierten Bild, das aus den ver­ arbeiteten Komponentenbildern gebildet wird, hervorzuheben oder zu erzeugen. Ein Beispiel für einen solchen gewünsch­ ten Effekt ist die Mehrfach-Auflösungs-Verzahnungstechnik, die im einzelnen im obengenannten Aufsatz "A Multireso­ lution Spline with Applications to Image Mosaics" beschrie­ ben ist.

Bisher ist der Burt-Pyramiden-Algorithmus mit Hilfe eines digitalen Allzweck-Computers verwirklicht worden, jedoch nicht in Realzeit. Die Größe jedes Bildelementabtastwertes eines Originalbildes wird durch eine Mehrbitzahl (bei­ spielsweise 8 Bit) dargestellt, die an einem individuellen Adressenplatz eines Computerspeichers gespeichert wird. Beispielsweise benötigt ein relativ hochaufgelöstes zwei­ dimensionales Originalbild aus 2⁹ (512) Bildelementabtast­ werten in jeder seiner beiden Dimensionen einen großen Speicher von 2¹⁸ (262144) Adressenspeicherplätzen zur Speicherung jeder der Mehrbitzahlen, welche die Pegel der jeweiligen Bildelementabtastwerte darstellen, aus denen das Originalbild besteht. Das im Speicher gespeicherte Originalbild kann von einem digitalen Computer nach dem Burt-Pyramiden-Algorithmus verarbeitet werden. Dabei wer­ den Mehrfachschritte ausgeführt wie Falten von Bildele­ mentabtastwerten mit einer vorbestimmten Kern- oder Rumpf­ gewichtsfunktion, Abtastwertdezimierung, Abtastwert­ expansion durch Interpolation und Abtastwertsubtraktion. Die Größe der Kernfunktion (in jeder oder in mehreren Richtungen) ist relativ klein (in der Anzahl der Bildele­ mente ausgedrückt) im Vergleich zur Größe in jeder Dimen­ sion des gesamten Bildes. Der Unterbereich oder das Fen­ ster der Bildelemente (die hinsichtlich Größe gleich der Kernfunktion sind und ihrerseits symmetrisch um jedes Bild­ element liegen) wird mit der Kerngewichtsfunktion multipli­ ziert und in einem Faltungsrechenvorgang summiert.

Die Kerngewichtsfunktion wird so gewählt, daß sie wie ein Tiefpaßfilter für die mehrdimensionalen Raumfrequenzen des gefalteten Bildes wirkt. Die nominelle Grenzfrequenz (in der Filtertechnik auch als Eckfrequenz bezeichnet) der Tiefpaßfilter-Kennlinie, die sich in jeder Dimension aus der Kernfunktion ergibt, wird bei praktisch der Hälfte der höchsten interessierenden Frequenz in dieser Dimension des gefalteten Signals gewählt. Jedoch braucht diese Tiefpaß­ filter-Kennlinie keinen steilen Abfall bei einer gegebenen Grenzfrequenz zu haben, sondern der Abfall kann relativ allmählich vor sich gehen, wobei dann die nominelle Grenz­ frequenz all diejenige Frequenz definiert ist, bei welcher eine vorbestimmte Dämpfung (beispielsweise 3 dB) auftritt. Filter mit einem weniger steilen Abfall können benutzt wer­ den, weil die Burt-Pyramide von Haus aus das Auftreten störender Frequenzen infolge von Aliasing-Effekten kompen­ siert, die bei einer graduell abfallenden Tiefpaßfilter- Kennlinie auftreten. Das Faltungsbild wird dezimiert durch effektives Unterdrücken jedes zweiten gefalteten Bildele­ mentes in jeder der nacheinander betrachteten Dimensionen des Bildes, wobei die Anzahl der Bildelemente im gefalte­ ten Bild in jeder seiner Dimensionen um die Hälfte redu­ ziert wird. Da ein Bild üblicherweise zweidimensional ist, besteht das gefaltete dezimierte Bild aus nur einem Viertel der Anzahl der Bildelemente, welche das Bild vor einer solchen Dezimierung enthält. Die verringerte Anzahl der Bildelementabtastwerte dieses gefaltet dezimierten Bildes (welches als Gaußsches Bild bezeichnet wird) wird in einem zweiten Speicher gespeichert.

Beginnend mit den gespeicherten Bildelement-Abtastwerten des Originalbildes wird der erwähnte Faltungsdezimierungs­ vorgang iterativ N mal durchgeführt (wobei N eine ganze Zahl <1 ist), so daß man (N+1) Bilder erhält, die aus dem hochaufgelösten Originalbild und einer hierarchischen Pyramide von N zusätzlichen Gaußschen Bildern mit reduzier­ ter Auflösung bestehen, wobei die Anzahl der Bildelement­ abtastwerte (Abtastwertdichte) in jeder Dimension jedes zu­ sätzlichen Bildes nur halb so groß wie die Anzahl der Bildelemente in jeder Dimension des unmittelbar vorangehen­ den Bildes ist. Wenn das hochaufgelöste gespeicherte Origi­ nalbild mit G₀ bezeichnet wird, dann kann die Hierarchie von N gespeicherten zusätzlichen Bildern mit G₁ bis G_N be­ zeichnet werden, wobei die zunehmend reduzierte Anzahl von Bildelementabtastwerten jedes dieser N zusätzlichen Bilder in einem getrennten von N Speichern abgespeichert wird. Beim Zählen des gespeicherten Originalbildes kommt man also auf eine Gesamtzahl von N+1 Speichern.

Gemäß einer nicht in Realzeit erfolgenden Realisierung des Burt-Pyramiden-Algorithmus besteht die nächste Berechnungs­ prozedur in der Erzeugung zusätzlicher Interpolationsabtast­ werte zwischen jedem Paar gespeicherter Bildelemente G₁ in jeder Dimension des Bildes, so daß die reduzierte Abtast­ wertdichte des gespeicherten Bildes G₁ wieder zur Abtast­ dichte des ursprünglichen gespeicherten Bildes G₀ expan­ diert wird. Der Digitalwert jedes der Bildelementabtast­ werte des expandierten Bildes G₁ wird dann von dem ge­ speicherten Digitalwert des entsprechenden Bildelementab­ tastwertes des Originalbildes G₀ subtrahiert zu einem Differenzbild (das als Laplacesches Bild bezeichnet wird). Dieses Laplacesche Bild (L₀), das dieselbe Abtastwert­ dichte wie das Originalbild G₀ hat, besteht aus denjenigen Raumfrequenzen, die im ursprünglichen Bild innerhalb der Oktave f₀/2 bis f₀ plus häufig einer kleinen Fehlerkompen­ sationskomponente für niedrigere Raumfrequenzen liegen, die einem Informationsverlust entspricht, welcher durch den Dezimierungsschritt bedingt ist, der bei der Ableitung des Bildes G₁ reduzierter Abtastdichte vorgenommen worden ist und bei der Einführung der Interpolations-Abtastwerte, die bei der Expandierung der Abtastwertdichte wieder zu der­ jenigen des Originalbildes G₀ auftritt. Dieses Laplacesche Bild L₀ ersetzt dann das ursprüngliche Bild G₀ im Speicher in den ersten der N+1 Pyramidenspeicher.

Durch Iteration dieses Verfahrens wird in gleicher Weise wiederum eine Hierarchie abgeleitet, die aus N-1 zusätz­ lichen Laplaceschen Bildern L₁ bis L_N-1 besteht, und in einen entsprechenden zusätzlicher N-1 Speicher einge­ schrieben, in welchen die Gaußschen Bilder G₁ bis G_N-1 ge­ speichert sind (wobei im Speicher die Gaußschen Bilder G₁ bis G_N-1 ersetzt werden). Das Gaußsche Bild G_N (mit der am stärksten reduzierten Abtastwertdichte) wird nicht in seinem entsprechenden Speicher durch ein Laplacesches Bild ersetzt, sondern bleibt in diesem gespeichert als Gaußscher Rest, der aus den niedrigsten Raumfrequenzen des Original­ bildes besteht (also aus denjenigen unterhalb der Oktave L_N-1).

Der Burt-Pyramiden-Algorithmus erlaubt eine Speicherung des Originalbildes ohne Aliasing-Effekte durch ein itera­ tives Rechenverfahren aus mehreren Schritten der Expandierung des gespeicherten Restbildes G_N auf die Abtastwertdichte des Bildes L_N-1 und anschließendes Addieren dieses Bildes zum ge­ speicherten Laplaceschen Bild L_N-1 für die Ableitung eines Summenbildes. Dieses Summenbild wird in ähnlicher Weise expan­ diert und zum Laplaceschen Bild L_N-2 addiert usw., bis das ur­ sprüngliche hochaufgelöste Bild synthetisiert ist durch Summa­ tion aller Laplaceschen Bilder und des Restbildes. Nach der Analyse eines oder mehrerer Originalbilder in N Laplacesche Bilder und einen Gaußschen Rest kann man irgendeinen speziellen gewünschten Bildverarbeitungs- oder -veränderungsschritt vor­ nehmen (wie etwa eine Bildverzahnung), ehe ein komplettes hoch­ auflösendes Bild daraus synthetisiert wird.

Die nicht in Realzeit erfolgende Realisierung des Burt- Pyramiden-Algorithmus durch Computerverarbeitung ist wirkungs­ voll bei der Verarbeitung fester Bildinformation. Sie ist jedoch nicht anwendbar zur Analyse fortlaufend auftretender Bilder, die sich zeitlich ständig ändern (also aufeinander­ folgender Videobilder beim Fernsehen).

Aus dem Artikel von John Conover "Einführung in die Technik von Abtastfiltern" in der Zeitschrift "nachrichten elektronik" Nr. 35, (1981) Heft 7, Seiten 270 bis 272, sind Abtastfilter be­ kannt, welche analoge Kurvenzüge punktweise abtasten und in Vermittlungssystemen, insbesondere im Zusammenhang mit Codec- Schaltungen verwendet werden, wo eine Frequenzaufbereitung er­ forderlich ist. Derartige Abtastfilter bestehen aus einer Reihenschaltung von Laufzeitstufen, durch welche das Signal schrittweise durchgetaktet wird. Nach jeder Laufzeitstufe wird das dort ankommende Signal über eine Gewichtungsschaltung aus­ gekoppelt, und die Ausgänge sämtlicher Gewichtungsschaltungen werden in einer Summierungsschaltung zum gefilterten Signal zusammengefaßt.

Die Aufgabe der Erfindung besteht in der Angabe von Maßnahmen, welche auch eine Analysierung bzw. eine Synthetisierung eines fortlaufenden Zeitsignals, insbesondere aufeinanderfolgend auf­ tretender, sich zeitlich verändernder Bilder erlauben, also in einer Realzeitrealisierung des Burt-Pyramiden-Algorithmus.

Ausgehend von Einrichtungen, wie sie durch den bereits erwähn­ ten Aufsatz "The Laplacian Pyramid as a Compact Image Code" des Autors Peter J. Burt bekanntgeworden und in den Oberbegriffen der Ansprüche 1 und 7 vorausgesetzt sind, wird diese Aufgabe durch die im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in Unteransprüchen 2 bis 6 bzw. 8 und 9 beschrieben.

Die Erfindung verwendet in einer Reihenfolge angeordnete Signalübertragungsschaltungen, die auf diese Weise eine sog. Pipeline-Struktur bilden, um in verzögerter Real­ zeit das Frequenzspektrum einer Informationskomponente (die ein oder mehrere Dimensionen hat) eines gegebenen zeitlichen Signals zu analysieren, dessen höchste interes­ sierende Frequenz nicht größer als f₀ ist, und/oder in verzögerter Realzeit ein solches zeitliches Signal aus seinem analysierten Frequenzspektrum zu synthetisieren. Die zu analysierende Informationskomponente des gegebenen zeitlichen Signals entspricht einer Information mit einer gegebenen Anzahl von Dimensionen. Die Einrichtung enthält einen Satz von N nach einer Reihenfolge angeordneten Über­ tragungseinrichtungen für abgetastete Signale (wobei N eine ganze Zahl <1 ist). Jede der Übertragungseinrichtungen hat einen ersten und einen zweiten Eingangsanschluß sowie einen ersten und einen zweiten Ausgangsanschluß. Dem ersten Eingangsanschluß der ersten Übertragungseinrichtung des Satzes wird ein gegebenes zeitliches Eingangssignal zuge­ führt. Der erste Eingangsanschluß jeder der zweiten bis N-ten Übertragungseinrichtungen des Satzes ist mit dem ersten Ausgangsanschluß der unmittelbar vorangehenden Übertragungseinrichtung dieses Satzes gekoppelt, so daß jede der zweiten bis N-ten Übertragungseinrichtungen ein Signal zur unmittelbar folgenden Übertragungseinrichtung des Satzes weiterleitet. Dem zweiten Eingangsanschluß jeder der Übertragungseinrichtungen des Satzes wird ein getrenn­ tes Abtast-Taktsignal zugeführt. Bei dieser Anordnung lie­ fert jede der Übertragungseinrichtungen des Satzes an ihrem ersten und zweiten Ausgangsanschluß Signale mit einer Rate, die gleich der Abtastfrequenz des zugeführten Takt­ signals ist.

Weiterhin weist jede der Übertragungseinrichtungen des Satzes eine Tiefpaß-Übertragungsfunktion zwischen ihrem ersten Eingangsanschluß und ihrem ersten Ausgangsanschluß für die Informationskomponente des ihrem ersten Eingangs­ anschluß zugeführten Signals auf. Die Tiefpaß-Übertragungs­ funktion jeder Übertragungseinrichtung des Satzes hat eine nominelle Grenzfrequenz, die eine direkte Funktion der Abtastfrequenz des am zweiten Eingang dieser Übertragungs­ einrichtung dem Satzes zugeführten Taktsignals ist. Das dem zweiten Eingangsanschluß der ersten Übertragungsein­ richtung des Satzes zugeführte Taktsignal hat weiterhin eine Abtastfrequenz, die (a) doppelt so groß wie f₀ ist und (b) für diese Informationskomponente eine nominelle Grenzfrequenz dieser Tiefpaß-Übertragungsfunktion der ersten Übertragungseinrichtung des Satzes ergibt, welche kleiner als f₀ ist. Schließlich hat der dem zweiten Ein­ gangsanschluß jeder der zweiten bis N-ten Übertragungs­ einrichtungen des Satzes zugeführte Takt eine Abtastfre­ quenz, die (a) kleiner als die Taktfrequenz ist, die dem zweiten Eingangsanschluß der unmittelbar vorangehenden Übertragungseinrichtung des Satzes zugeführt wird, (b) min­ destens gleich dem doppelten der Maximalfrequenz der am ersten Eingangsanschluß zugeführten Informationskomponente ist und (c) eine nominelle Grenzfrequenz für ihre Tiefpaß- Übertragungsfunktion ergibt, die unter derjenigen der un­ mittelbar vorangehenden Übertragungseinrichtung des Satzes liegt.

Das am zweiten Ausgangsanschluß jeder der Übertragungs­ einrichtungen des Satzes gelieferte Signal entspricht der Differenz zwischen der an ihrem ersten Eingangsanschluß zugeführten Informationskomponente und einer direkten Funktion der an ihrem ersten Ausgangsanschluß gelieferten Informationskomponente.

Die Informationskomponente des gegebenen zeitlichen Signals, welches durch die erfindungsgemäße Signalverar­ beitungseinrichtung verarbeitet wird, kann beispielswei­ se, ohne jedoch hierauf beschränkt zu sein, den zwei­ dimensionalen Raumfrequenzkomponenten jedes der aufein­ anderfolgenden Vollbilder eines Fernsehbildes entsprechen, das seriell in jeder der beiden Dimensionen abgelenkt wird.

Generell ist die Erfindung nützlich beim Analysieren des Frequenzspektrums eines Signals, das von einer Quelle räumlicher oder nicht räumlicher Frequenzen in einer oder mehreren Dimensionen abgeleitet wird, unabhängig von der speziellen Art dieser Quelle. So eignet sich beispiels­ weise die Erfindung zum Analysieren von ein-, zwei-, drei- oder mehrdimensionalen komplexen Signalen, die von Ton­ quellen, Radarquellen, seismographischen Quellen, Roboter­ quellen etc. stammen, außer den zweidimensionalen sicht­ baren Bildquellen, wie etwa Fernsehbilder. Weiterhin be­ trifft die Erfindung eine Signalverarbeitungseinrichtung, die eine Pipeline-Struktur benutzt und aus einem Satz analysierter Signale in verzögerter Realzeit ein solches komplexes Signal synthetisiert.

In den beiliegenden Zeichnungen zeigen:

Fig. 1 ein Funktionsblockschaltbild zur Veranschaulichung der Erfindung in ihrer allgemeinsten Form;

Fig. 1a eine digitale Ausführungsform einer ersten Art einer beliebigen des Satzes der Übertragungsein­ richtungen für das abgetastete Signal gemäß Fig. 1;

Fig. 1b eine digitale Ausführungsform einer zweiten Art einer beliebigen des Satzes der Signalübertra­ gungseinrichtungen für das abgetastete Signal ge­ mäß Fig. 1;

Fig. 1c eine alternative digitale Ausführungsform der letzten Signalübertragungseinrichtung des Satzes von Übertragungseinrichtungen für das abgetastete Signal entweder der ersten oder der zweiten Art;

Fig. 2 ein Veranschaulichungsbeispiel einer Kerngewichts­ funktion, die zur Realisierung der Erfindung be­ nutzbar ist;

Fig. 3 ein Blockschaltbild eines eindimensionalen Systems des Spektrumanalysators, der Spektrumveränderungs­ schaltung und des Signalsynthetisierers gemäß Ge­ sichtspunkten der Erfindung, wobei eine Legende bestimmte der dargestellten Blöcke bezeichnet;

Fig. 4 ein Blockschaltbild einer der Analysierstufen, die bei den iterativen Berechnungen der einen Gesichtspunkt der Erfindung realisierenden Spektral­ analyse nach Fig. 3 verwendet werden;

Fig. 5 ein Blockschaltbild einer Abwandlung, die sich bei einem nachfolgenden Paar der Analysierstufen ge­ mäß Fig. 4 bei einer anderen Ausführungsform der Erfindung vornehmen läßt;

Fig. 6 ein Blockschaltbild einer der Synthetisierstufen, die bei dem iterativen Verfahren der Signalanalyse gemäß Fig. 3 aus den Spektralkomponenten verwendet wird;

Fig. 7, 8, 9 und 10 Blockdiagramme repräsentativer Spek­ trumsabwandlungsschaltungen gemäß Fig. 3 zur Ver­ wendung bei der Erfindung;

Fig. 11 ein Blockschaltbild einer Abwandlung des in Fig. 3 dargestellten Systems, welche verwendet wird, wenn die Spektrumsabtastwerte für die Verarbeitung zeitlich ausgerichtet werden, gemäß einem Gesichts­ punkt der Erfindung;

Fig. 12 ein Blockschaltbild eines zweidimensionalen Raum­ frequenzspektrumsanalysators unter Verwendung einer Pipeline-Struktur zur Durchführung der Spektralanalyse mit verzögerter Realzeit und

Fig. 13 ein Blockschaltbild einer Schaltung zur Syntheti­ sierung von Signalen, welche das Abtasthalbbild beschreiben, das von dem Spektrumsanalysator nach Fig. 12 analysiert worden ist, aus dessen Ausgangs­ spektren.

Wie Fig. 1 zeigt, hat jede Signalübertragungsschaltung eines Satzes von N reihenfolgemäßig angeordneter Über­ tragungseinrichtungen 100-1 bis 100-N einschließlich für abgetastete Signale zwei Eingangsanschlüsse und zwei Aus­ gangsanschlüsse (N ist hier eine ganze Zahl <1). Einem ersten der beiden Eingangsanschlüsse der ersten Übertra­ gungseinrichtung 100-1 des Satzes wird als Eingangssignal ein gegebenes zeitliches Signal G₀, welches eine Informa­ tion definiert, zugeführt. Das zeitliche Signal G₀ kann ein kontinuierliches analoges Signal (wie etwa ein Ton­ signal oder ein Videosignal) sein, oder alternativ kann das zeitliche Signal G₀ ein abgetastetes Analogsignal sein; weiterhin kann im letztgenannten Fall jeder Abtast­ wert direkt durch einen Amplitudenpegel oder indirekt durch eine Digitalzahl dargestellt werden (indem man etwa jeden Abtastamplitudenpegel durch einen Analog/Digital- Konverter laufen läßt, der in Fig. 1 jedoch nicht darge­ stellt ist, ehe das zeitliche Signal G₀ dem ersten Ein­ gangsanschluß der Übertragungseinrichtung 100-1 zugeführt wird). Das Frequenzspektrum von G₀ liegt in einem Bereich, der zwischen 0 (also Gleichstrom) und der Frequenz f₀ ver­ läuft (also einem Bereich, der alle interessierenden Fre­ quenzen enthält, die einer Information mit einer gegebe­ nen Anzahl von Dimensionen entsprechen). Speziell kann G₀ ein vorgefiltertes Signal sein, das keine Frequenzen enthält, die größer als f₀ sind. In diesem Fall erfüllt die Taktfrequenz 2f₀ der Übertragungseinrichtung 100-1 das Nyquist-Kriterium für alle Frequenzkomponenten von f₀. Bei der Alternative kann G₀ jedoch einige Frequenz­ komponenten enthalten, die höher als f₀ sind und nicht interessieren. In diesem letztgenannten Fall wird das Nyquist-Kriterium nicht erfüllt, und es treten Aliasing- Effekte auf. Aus praktischen Gesichtspunkten können sol­ che Aliasing-Effekte (wenn sie nicht zu groß sind) häufig toleriert werden, obgleich sie unerwünscht sind.

Gemäß Fig. 1 ist der erste Eingangsanschluß von je einer der anderen Übertragungseinrichtungen 100-1. . .100-N des Satzes mit dem ersten von zwei Ausgangsanschlüssen der unmittelbar vorangehenden Übertragungseinrichtung des Satzes gekoppelt. Speziell ist der erste Ausgangsanschluß der Signalübertragungseinrichtung 100-1 mit dem ersten Eingangsanschluß der Übertragungseinrichtung 100-2 gekop­ pelt; der erste Ausgangsanschluß der Übertragungseinrich­ tung 100-2 ist mit dem ersten Eingangsanschluß der Über­ tragungseinrichtung 100-3 gekoppelt (welche nicht ge­ zeichnet ist) . . . Und der erste Ausgangsanschluß der Über­ tragungseinrichtung 100-(N-1), die ebenfalls nicht ge­ zeichnet ist, ist mit dem ersten Eingangsanschluß der Über­ tragungseinrichtung 100-N gekoppelt. Auf diese Weise ver­ wendet die in Fig. 1 veranschaulichte Signalverarbeitungs- Schaltung eine Pipeline-Struktur bei der Koppelung jeder der einzelnen Übertragungseinrichtungen des Satzes mit einer anderen.

Dem zweiten der beiden Eingangsanschlüsse je einer Übertragungseinrichtung 100-1. . .100-N des Satzes wird ein separater Abtastfrequenztakt zugeführt. Speziell wird der Übertragungseinrichtung 100-1 ein Abtastfrequenztakt CL₁ an einem zweiten Eingang zugeführt, der Übertragungs­ einrichtung 100-2 wird ein Abtastfrequenztakt CL₂ an einem zweiten Eingang zugeführt . . . und der Übertragungs­ einrichtung 100-N wird ein Abtastfrequenztakt CL_N an ihrem zweiten Eingang zugeführt. Die relativen Werte der Takte CL₁. . .CL_N mit Bezug aufeinander sind in der in Fig. 1 angedeuteten Weise eingeschränkt. Die Bedeutung dieser Einschränkungen wird im einzelnen noch erläutert werden.

Ferner liefert die Übertragungseinrichtung 100-1 an ihrem zweiten Ausgangsanschluß ein zweites Ausgangssignal L₀. In ähnlicher Weise liefern die anderen Übertragungsein­ richtungen 100-2. . .100-N des Satzes an ihren jeweiligen zweiten Ausgangsanschlüssen entsprechende zweite Ausgangs­ signale L₁. . .L_N-1.

Jede einzelne der Übertragungseinrichtungen 100-1. . .100-N des Satzes kann, unabhängig von ihrem speziellen inneren Aufbau, als schwarzer Kasten betrachtet werden, der eine Tiefpaß-Übertragungsfunktion zwischen seinem ersten Ein­ gangsanschluß und seinem ersten Ausgangsanschluß für das Frequenzspektrum der Informationskomponente des seinem ersten Eingangsanschluß zugeführten Eingangssignals auf­ weist. Diese Tiefpaß-Übertragungsfunktion jeder einzelnen Übertragungseinrichtung 100-1, 100-2. . .100-N des Satzes hat ferner einen Abfall mit einer nominellen Grenzfrequenz, welche eine direkte Funktion der Abtastfrequenz des am zweiten Eingangsanschluß zugeführten Taktes ist. Wie be­ reits festgestellt wurde, kann der Abfall im Falle der Burt-Pyramide allmählich anstatt steil verlaufen.

Im einzelnen wird dem ersten Eingang der Übertragungsein­ richtung 100-1 das bereits erwähnte Eingangssignal G₀ zu­ geführt. Die höchste interessierende Frequenz im Frequenz­ spektrum von G₀ ist nicht größer als f₀. Ferner ist der dem zweiten Eingangsanschluß der Übertragungseinrichtung 100-1 zugeführte Abtastfrequenztakt CL₁ gleich 2f₀ (er hat also eine Frequenz, welche das Nyquist-Kriterium für alle interessierenden Frequenzen innerhalb des Frequenz­ spektrums von G₀ erfüllt). In diesem Fall verläuft die Tiefpaßübertragungsfunktion zwischen dem ersten Eingangs­ anschluß und dem ersten Ausgangsanschluß der Übertragungs­ einrichtung 100-1 derart, daß nur solche Frequenzen inner­ halb des Frequenzspektrums von G₀, die nicht größer als f₁ sind (wobei f₁ kleiner als f₀ ist) zum ersten Ausgangs­ anschluß der Übertragungseinrichtung 100-1 durchgelassen werden. Auf diese Weise wird am ersten Ausgangsanschluß der Übertragungseinrichtung 100-1 ein Ausgangssignal G₁ geliefert, dessen Frequenzspektrum (welches durch die speziellen Eigenschaften der Tiefpaß-Übertragungsfunktion bestimmt wird) hauptsächlich aus dem unteren Teil des Fre­ quenzspektrums von G₀ besteht. Dieses Signal G₁ wird dann als Eingangssignal dem ersten Eingangsanschluß der Über­ tragungseinrichtung 100-2 zugeführt.

Wie Fig. 1 zeigt, ist der Abtastfrequenztakt CL₂ (welcher dem zweiten Eingangsanschluß der Übertragungseinrichtung 100-2 zugeführt wird, niedriger als 2f₀ (der Abtastfre­ quenz des Taktes CL₁), jedoch mindestens gleich 2f₁ (der doppelten Maximalfrequenz f₁ im Frequenzspektrum von G₁). Daher liegt die Abtastfrequenz des Taktes CL₂ noch genügend hoch, um das Nyquist-Kriterium für das Frequenzspektrum von G₁ zu erfüllen, welches dem ersten Eingangsanschluß der Übertragungseinrichtung 100-2 zugeführt wird, jedoch es ist nicht genügend hoch, um das Nyquist-Kriterium für die höchste mögliche interessierende Frequenz f₀ im Fre­ quenzspektrum von G₀ zu erfüllen, welches dem ersten Ein­ gangsanschluß der unmittelbar vorangehenden Übertragungs­ einrichtung 100-1 zugeführt ist. Diese Art von Beziehung (in welcher die Abtastfrequenz des dem zweiten Eingangs­ anschluß der Übertragungseinrichtung des Satzes zugeführ­ ten Taktes niedriger wird, wenn die Reihenfolgenposition dieser Übertragungseinrichtung des Satzes höher wird) gilt generell. Speziell hat der dem zweiten Eingangsanschluß jeder der Übertragungseinrichtungen 100-2. . .100-N des Satzes zugeführte Takt eine Abtastfrequenz, die (a) niedri­ ger als der dem zweiten Eingangsanschluß der unmittelbar vorangehenden Übertragungseinrichtung des Satzes Zuge führ­ te Takt ist, (b) mindestens gleich der doppelten Maximal­ frequenz der Informationskomponente des ihrem ersten Ein­ gangsanschluß Zuge führten Signals ist und (c) die nominel­ le Grenzfrequenz für ihre Tiefpaßfilterfunktion auf einen Wert herunterbringt, der unter demjenigen ihrer unmittel­ bar vorangehenden Übertragungseinrichtung des Satzes ist. Damit ist die maximale Frequenz f₂ des Signals G₁, die am zweiten Ausgangsanschluß der Übertragungseinrichtung 100-2 auftritt, kleiner als f_N. . . und schließlich ist die Maximalfrequenz f_N im Frequenzspektrum des Signals G_N (das am ersten Ausgangsanschluß der Übertragungseinrichtung 100-N auftritt) niedriger als die Frequenz f_N-1 des Fre­ quenzspektrums des Signals G_N-1 (das am ersten Ausgangs­ anschluß der nicht dargestellten Übertragungseinrichtung des Satzes auftritt, die der Übertragungseinrichtung 100-N unmittelbar vorangeht und das dem ersten Eingangsanschluß der Übertragungseinrichtung 100-N zugeführt wird).

Sieht man wiederum jede einzelne der Übertragungseinrich­ tungen 100-1. . .100-N als schwarzen Kasten an, dann ent­ spricht jedes der einzelnen Ausgangssignale L₀. . .L_N-1, die jeweils am zweiten Ausgangsanschluß jeder einzelnen der Übertragungseinrichtungen 100-1 bis 100-N des Satzes ge­ liefert werden, der Differenz zwischen der Informations­ komponente des dem ersten Eingangsanschluß dieser Über­ tragungseinrichtung zugeführten Signals und einer direkten Funktion der Informationskomponente des am ersten Ausgangs­ anschluß dieser Übertragungseinrichtung gelieferten Signals. Damit ist L₀ gleich der Differenz G₀-g(G₁) oder entspricht dieser zumindest, wie in Fig. 1 angedeutet ist, wobei g(G₁) entweder G₁ selbst oder eine in bestimmter Weise spezifi­ zierte direkte Funktion von G₁ ist. In gleicher Weise ist L₁ gleich (oder entspricht mindestens) G₁-g(G²);. . .L_N-1 ist gleich (oder entspricht mindestens) G_N-1-g(G_N).

Die in Fig. 1 gezeigte Signalverarbeitungsschaltung analysiert das ursprüngliche Signal G₀ in eine Mehrzahl von parallelen Ausgangssignalen, die aus den Laplace­ schen Ausgangssignalen L₀, L₁. . .L_N-1 (welche jeweils am zweiten Ausgangsanschluß jeder der entsprechenden Pipeline- Struktur-Übertragungseinrichtungen 100-1. . .100-N des Satzes entstehen) plus einem Rest-Gauß-Ausgangssignal G_N (das am ersten Ausgangsanschluß der letzten Über­ tragungseinrichtung 100-N des Satzes entsteht) besteht.

Generell sind die einzigen Beschränkungen für die relati­ ven Werte der jeweiligen Abtasttaktfrequenzen f₀. . .f_N-1 die in Fig. 1 angedeuteten. Jedoch ist es gewöhnlich vorteilhaft, Werte der Abtasttaktfrequenzen, die dem zweiten Eingangsanschluß jeder der jeweiligen Übertra­ gungseinrichtungen 100-1. . .100-N zugeführt werden, zu spezifizieren, so daß die jeweiligen Verhältnisse CL₂/CL₁, CL₃/CL₂. . .CL_N/CL_N-1 gleich 1/2 sind (oder sie können auch eine ganzzahlige Potenz von 1/2 sein entsprechend der An­ zahl von Dimensionen der Informationskomponente des zu analysierenden Signals). Dies führt zu einer Aufteilung des analysierten Ausgangs des Frequenzspektrums des Originalsignals G₀ in getrennte parallele Frequenzbänder der Laplaceschen Komponentensignale L₀. . .L_N-1, die (unter Vernachlässigung jeglicher Abtastfehler infolge von Ver­ lusten der Signalinformation durch Reduzierung der Abtast­ dichte oder infolge der Zufügung vorübergehender Aliasing- Frequenzkomponenten) jeweils eine Bandbreite von einer Oktave für jede Dimension der Informationskomponente haben und nur diejenigen Frequenzen enthalten, die im Frequenzspektrum des Originalsignals G₀ liegen und in diese spezielle Oktave hineinfallen. Diese Frequenzen des Frequenzspektrums des Originalsignals G₀, die unter das Laplace-Komponentensignal L_N-1 der tiefsten Oktave fallen, sind dann im Rest-Gauß-Signal G_N des analysierten Ausgangs enthalten.

Allgemein ist N eine ganze Zahl mit irgendeinem gegebenen Wert von 2 oder mehr. Es gibt jedoch Informationsarten, bei denen ein relativ kleiner gegebener Wert von N aus­ reichen kann, um alle interessierenden Frequenzen in jeder Dimension des Frequenzspektrums des Originalsignals G₀ mit genügend hoher Auflösung zu analysieren. Beispielsweise findet man im Falle sichtbarer Bilder häufig einen Wert von 7 für N ausreichend, so daß in diesem Falle die Fre­ quenzen in jeder Dimension des Restsignals G_N kleiner als 1/128stel (1/2⁷) der höchsten interessierenden Frequenz f₀ des Frequenzspektrums G₀ des Originalsignals sind.

Fig. 1a zeigt in allgemeiner Form eine digitale Ausfüh­ rung einer ersten Art der Übertragungseinrichtungen 100-1 . . .101-N des Pipeline-Satzes für abgetastete Signale ge­ mäß Fig. 1. In Fig. 1a ist diese erste Ausführungsart jeder einzelnen der Übertragungseinrichtungen 100-1. . .100(N-1) des Satzes mit 100a-K und die erste Ausführungsart der unmittelbar darauffolgenden Übertragungseinrichtung des Satzes mit 100a-(K-1) bezeichnet.

Die Übertragungseinrichtung 100a-K besteht aus einem digitalen Faltungsfilter 102 mit m-Abgriffen (wobei m eine ganze Zahl 3, vorzugsweise ungerade, ist), ferner einer Dezimierschaltung 104, einer Expandierschaltung 106, einem digitalen Interpolationsfilter 108 mit n-Abgriffen (wobei n eine ganze Zahl 3, vorzugsweise ungerade) ist, einer Verzögerungsschaltung 109 und einer Subtrahier­ schaltung 110. Der Abtastfrequenztakt CL_K (der gemäß Fig. 1 dem zweiten Eingangsanschluß jeder Übertragungsein­ richtung des Satzes 100a-K zugeführt wird) wird jedem der Elemente 102, 104, 106, 108, 109 und 110 als Steuer­ signal zugeführt.

Das dem ersten Eingangsanschluß der Übertragungseinrich­ tung 100a-K zugeführte Signal G_K-1 wird dem Faltungsfil­ ter 102 und über eine Verzögerungsschaltung 109 einem Eingang der Subtrahierschaltung 110 zugeführt. Die in Fig. 1a angegebenen Abtastwertdichten sind diejenigen pro Dimension des Informationssignals. Speziell hat das Signal G_K-1 eine Abtastwertdichte in jeder Dimension des Informationssignals, die in der Zeitebene als Abtastrate des Taktes CL_K der Übertragungseinrichtung 100a-K aufge­ tragen ist. Auf diese Weise wird jeder der durch G_K-1 gebildeten Abtastwerte vom Filter 102 verarbeitet. Der Sinn des Faltungsfilters 102 besteht in der Reduzierung der Maximalfrequenz seines Ausgangssignals G_K bezüglich der Maximalfrequenz seines Eingangssignals G_K-1 (wie oben im Zusammenhang mit Fig. 1 bereits erläutert wurde). Die Abtastwertdichte am Ausgang des Filters 102 ist je­ doch noch die Abtastrate CL_K wie in Fig. 1 angegeben ist.

Das Ausgangssignal des Filters 102 wird der Dezimierschal­ tung 104 als Eingangssignal zugeführt. Die Dezimierschal­ tung läßt nur bestimmte (nicht alle) der ihrem Eingang vom Filter 102 zugeführten aufeinanderfolgenden Abtast­ werte in jeder Dimension zu ihrem Ausgang gelangen. Auf diese Weise wird die Abtastwertdichte in jeder Dimension am Ausgang der Dezimierschaltung 104 bezüglich der Abtast­ wertdichte in dieser Dimension am Eingang zur Dezimier­ schaltung 104 verringert. Wie Fig. 1a zeigt, ist die Ab­ tastdichte CL_K+1 in jeder Dimension am Ausgang der Dezi­ mierschaltung 104 so, daß sie in der Zeitebene mit einer reduzierten Rate aufgetragen werden kann, die durch den reduzierten Abtastfrequenztakt CL_K+1 bestimmt ist, welcher am zweiten Eingangsanschluß der unmittelbar folgenden Übertragungseinrichtung 100a-(K+1) zugeführt worden ist. Weiterhin treten die Abtastwerte reduzierter Abtastwert­ dichte in jeder Dimension des Signals G_K am Ausgang der Dezimierschaltung 104 bei Auftragung in der Zeitebene in Phase mit dem Auftreten des Abtastfrequenztaktes CL_K+1 auf, der dem zweiten Eingangsanschluß der unmittelbar folgenden Übertragungseinrichtung 100a-(K+1) zugeführt wird. In Fig. 1a wird das Ausgangssignal G_K von der Dezimierschaltung 104 (also das Signal am ersten Ausgangs­ anschluß der Übertragungseinrichtung 100a-K) dem ersten Eingangsanschluß der unmittelbar folgenden Übertragungs­ einrichtung 100a-(K+1) zugeführt. Damit ist die isochrone Beziehung zwischen den Abtastwerten reduzierter Abtast­ wertdichte von G_K am ersten Eingangsanschluß mit dem Takt CL_K+1 reduzierter Abtastfrequenz am zweiten Eingangsan­ schluß der Übertragungseinrichtung 100a-(K+1) ähnlich der isochronen Beziehung zwischen der höheren Abtastwertdichte der Abtastwerte von G_K-1 am ersten Eingangsanschluß und dem höheren Abtastfrequenztakt CL_K am zweiten Eingangsan­ schluß der Übertragungseinrichtung 100a-K (wie oben er­ läutert).

Eine bevorzugte Ausführungsform der Dezimierschaltung 104 ist, jedoch ohne darauf beschränkt zu sein, eine sol­ che, die in jeder Dimension der Signalinformation die Abtastwertdichte an ihrem Eingang in dieser Dimension um die Hälfte reduziert. In diesem Falle leitet die Dezimier­ schaltung 104 in jeder Dimension jeden zweiten Abtastwert an ihrem Eingang zu ihrem Ausgang weiter. Für eine ein­ dimensionale Signalinformation ist daher die Abtastwert­ dichte CL_K+1 gleich(1/2)¹ oder halb so groß wie die Ab­ tastwertdichte CL_K. Für eine zweidimensionale Signalinfor­ mation ist die Abtastwertdichte CL_K+1 in jeder der beiden Dimensionen ein halb, so daß sich eine zweidimensionale Abtastwertdichte von (1/2)² oder 1/4 ergibt.

Obgleich das Basisband-Frequenzspektrum von G_K am Eingang der Dezimierschaltung 104 und an ihrem Ausgang das gleiche ist, ergibt das Signal G_K verringerter Abtastwertdichte am Ausgang der Dezimierschaltung 104 einen Verlust einer ge­ wissen Menge der Phaseninformation, die im Signal G_K höherer Abtastwertdichte, das dem Eingang der Dezimier­ schaltung 104 zugeführt wird, vorhanden ist.

Das Ausgangssignal von der Dezimierschaltung 104 wird außer dem ersten Eingangsanschluß der unmittelbar folgenden Übertragungseinrichtung auch einem Eingang der Expandier­ schaltung 106 zugeführt. Diese setzt als zusätzlichen Abtastwert eine Null (eine den Pegel 0 darstellende Digi­ talzahl) an jede Abtastposition des Taktes CL_K, wo ein Abtastwert vom Ausgang der Dezimierschaltung 104 fehlt. Auf diese Weise wird die Abtastdichte am Ausgang der Expan­ dierschaltung 106 wieder auf die Abtastdichte am Eingang zur Dezimierschaltung 104 gebracht. In dem bevorzugten Fall, in welchem die Abtastdichte in jeder Dimension um 1/2 reduziert wurde, fügt die Expandierschaltung 106 in jeder Dimension eine 0 zwischen jedes Paar benachbarter Abtastwerte in dieser Dimension am Ausgang der Dezimier­ schaltung 104.

Während die Expandierschaltung 106 die Abtastdichte an ihrem Ausgang gegenüber ihrem Eingang vergrößert, verändert sie in keiner Weise die Information des Signals G_K an ihrem Ausgang hinsichtlich ihrem Eingang. Jedoch hat das Einsetzen von Nullen die Wirkung einer Hinzufügung von Bildern oder wiederholt die Information des Basisband­ signals G_K, die als Oberwellen der Seitenbandfrequenz­ spektren CL auftreten.

Das Signal G_K am Ausgang der Expandierschaltung 106 ge­ langt dann durch das Interpolationsfilter, welches ein Tiefpaßfilter ist und das Basisbandsignal G_K durchläßt, jedoch die Oberwellen der Seitenbandfrequenzspektren CL unterdrückt. Daher ersetzt das Filter 108 jeden der null­ wertigen Nullabtastwerte durch Interpolationswert-Abtast­ werte, von denen jeder einen Wert hat, der durch die je­ weiligen Werte der ihn umgebenden informationsenthalten­ den Abtastwerte bestimmt wird. Die Wirkung dieser Inter­ polationswert-Abtastwerte besteht darin, die Hüllkurve der informationsenthaltenden Abtastwerte mit höherer Auflösung zu definieren. Auf diese Weise werden die hochfrequenten Komponenten des Signals G_K am Ausgang der Expandierschal­ tung 106, die oberhalb des Basisbandes liegen, durch das Interpolationsfilter 108 im wesentlichen entfernt. Jedoch fügt das Interpolationsfilter 108 keinerlei Information zum interpolierten Signal G_K an seinem Ausgang hinzu, die nicht bereits im Signal verringerter Abtastdichte G_K am Ausgang der Dezimierschaltung 104 vorhanden wäre, und kann dies auch nicht. Mit anderen Worten dient die Expandier­ schaltung 106 der Expandierung der verringerten Abtastdich­ te in jeder Dimension des Signals G_K wieder zur Abtast­ dichte in jeder Dimension des Signals G_K am Ausgang des Faltungsfilters 102.

Die Subtrahierschaltung 110 subtrahiert das am Ausgang des Interpolationsfilters 108 erscheinende Signal G_K vom Signal G_K-1, das dem ersten Eingangsanschluß der Übertragungsein­ richtung 100a-K zugeführt worden ist und als Eingangssignal dem Faltungsfilter 102 und über die Verzögerungsschaltung 109 der Subtrahierschaltung 110 zugeführt worden ist. Die Verzögerungsschaltung 109 ergibt eine Verzögerung, die gleich der Gesamtverzögerung ist, welche durch das Faltungs­ filter 102, die Dezimierschaltung 104, die Expandierschal­ tung 106 und das Interpolationsfilter 108 bedingt ist. Da beide der Subtrahierschaltung 110 als Eingänge zugeführte Signale in jeder ihrer Dimension dieselbe Abtastdichte CL_K haben und gleich verzögert werden, subtrahiert somit die Subtrahierschaltung 110 den durch die Digitalzahl jedes Ab­ tastwertes des ihr zugeführten Eingangssignals G_K darge­ stellten Pegel von dem Pegel, der dargestellt wird durch die Digitalzahl des entsprechenden Abtastwertes ihres Ein­ gangssignals G_K-1. Daher stellt das Ausgangssignal der Sub­ trahierschaltung 110 das Laplacesche Signal L_K-1 dar, wel­ ches am zweiten Ausgangsanschluß der Übertragungseinrich­ tung 100a-K abgeleitet wird.

Nur diejenigen Signalkomponenten von G_K-1, die nicht auch im der Subtrahierschaltung 110 zugeführten Signal G_K vor­ handen sind, sind am Ausgang der Subtrahierschaltung 110 im Laplaceschen Signal L_K-1 enthalten. Eine erste solche Komponente besteht aus dem hochfrequenten Teil des Fre­ quenzspektrums des Signals G_K-1, das oberhalb des Durch­ laßbandes des Faltungsfilters 102 liegt. Wenn beispiels­ weise die Übertragungseinrichtung 100a-K der Übertragungs­ einrichtung 100-1 aus Fig. 1 entspricht, dann enthält also die erste Komponente von L_K-1 (L₀) diejenigen Frequenzen des Frequenzspektrums von G_K-1 (G₀), die innerhalb des Durchlaßbandes von f₁ bis f₀ liegen. Außer dieser Komponen­ te enthält das Laplacesche Ausgangssignal L_K-1 von der Subtrahierschaltung 110 auch eine zweite Fehlerkompensa­ tionskomponente aus Frequenzen innerhalb des Durchlaßban­ des des Faltungsfilters 102, die im wesentlichen der Pha­ seninformation entsprechen, die im Signal G_K höherer Ab­ tastdichte am Ausgang des Faltungsfilters 102 enthalten ist und bei dem (oben erläuterten) Dezimierungsprozeß ver­ lorengegangen war. Somit wird die verlorene Phaseninforma­ tion im (dezimierten) Signal G_K verringerter Abtastdichte, das zum ersten Eingangsanschluß der unmittelbar folgenden Übertragungseinrichtung 100a-(K+1) weitergeleitet wird, im wesentlichen im Laplaceschen Signal L_K-1 beibehalten, welches am zweiten Ausgangsanschluß der Übertragungsein­ richtung 100a-K entsteht.

Jede der Übertragungseinrichtungen 100-1. . .100-N kann den Aufbau der Übertragungseinrichtung 100a-K gemäß Fig. 1a haben. In diesem Falle hat das Restsignal G_N am Analysator­ ausgang, welches am ersten Ausgangsanschluß der letzten Übertragungseinrichtung 100-N des Satzes geliefert wird, eine Abtastdichte in jeder seiner Dimensionen, die kleiner (vorzugsweise die Hälfte) als die Abtastdichte in jeder Dimension des Signals G_N-1 ist, welches ihrem ersten Ein­ gang zugeführt wird. Da jedoch definitionsgemäß keine Übertragungseinrichtung des Satzes der Übertragungseinrich­ tung 100-N mehr folgt, ist es für die meisten Anwendungen unwichtig (jedoch mit Ausnahme von Anwendungsfällen bei komprimierter Datenübertragung), daß die Abtastdichte des Restsignals G_N kleiner als die Abtastdichte des Signals G_N-1 ist, welches dem ersten Eingangsanschluß der Über­ tragungseinrichtung 100-N zugeführt ist. Daher kann in die­ sem Falle die letzte Übertragungseinrichtung 100-N des Satzes anstelle des gesamten Aufbaus der Übertragungsein­ richtungen 100a-K alternativ gemäß Fig. 1c aufgebaut sein (obwohl jede der anderen Übertragungseinrichtungen (100-1 . . .100(N-1) des Satzes der ersten Art noch in der Weise wie die Übertragungseinrichtung 100a-K aufgebaut ist). In Fig. 1c wird das Ausgangssignal G_N des Faltungsfilters 102 (welches dieselbe Abtastdichte in jeder seiner Dimensionen hat wie das dem Eingang des Faltungsfilters 102 zugeführte Signal G_N-1) nicht durch eine Dezimierschaltung hindurch­ geleitet, sondern es wird direkt als Restausgangssignal G_N von der letzten Übertragungseinrichtung 100a-N des Satzes der ersten Art weitergeleitet. Da in diesem Falle keine Dezimierung erfolgt ist, braucht auch keine Expan­ sion und Interpolation vorgenommen zu werden. Daher wird das Signal G_N am Ausgang des Faltungsfilters 102 direkt als Eingangssignal G_N der Subtrahierschaltung 110 zugeführt. Mit anderen Worten unterscheidet sich der Aufbau der Über­ tragungseinrichtung 100a-N nach Fig. 1c von demjenigen der Übertragungseinrichtung 100a-K nach Fig. 1a durch Weglas­ sen der Dezimierschaltung 104, der Expandierschaltung 106 und des Interpolationsfilters 108. In diesem Falle sorgt die Verzögerungsschaltung 109 für eine Verzögerung, die nur gleich derjenigen infolge des Faltungsfilters 102 ist.

Die in Fig. 1a gezeigte erste Art (oder alternativ die nach den Fig. 1a und 1c) stellt eine Realzeit-Realisierung des Burt-Pyramiden-Algorithmus dar. In ihrer nützlichsten Form hat natürlich jede der Laplaceschen Komponenten am Analysatorausgangssignal, das nach dem Burt-Pyramiden- Algorithmus abgeleitet worden ist, eine Bandbreite von einer Oktave in jeder seiner Richtungen. Diese nützlich­ ste Form des Burt-Pyramiden-Algorithmus wird bei der Real­ zeit-Realisierung gemäß Fig. 1a dadurch erreicht, daß man den Abtastfrequenztakt CL_K+1 in jeder Dimension halb so groß wie den Abtastfrequenztakt CL_K in dieser Dimension macht.

Es sei nun ein anderer Typ einer Hierarchie-Pyramide be­ schrieben, die eine Alternative zur Burt-Pyramide dar­ stellt. Diese alternative Pyramide wird als Filter-Sub­ trahier-Dezimier-Pyramide (FSD-Pyramide) bezeichnet. Zwar besitzt diese FSD-Pyramide bestimmte gewünschte Eigen­ schaften der Burt-Pyramide nicht, doch besitzt sie be­ stimmte andere erwünschte Eigenschaften, welche die Burt- Pyramide ihrerseits nicht hat. Eine erwünschte Eigen­ schaft der Burt-Pyramide (welche die FSD-Pyramide nicht hat) ist beispielsweise ihre inhärente Kompensation zu­ fälliger Aliasing-Frequenzen bei der Synthese des rekon­ struierten Originalsignals, die in jeder der jeweiligen Laplaceschen Komponenten und Restkomponenten in den analy­ sierten Ausgangssignalen auftreten. Bei bestimmten Anwen­ dungen erfordert dagegen die FSD-Pyramide einen geringeren apparativen Aufwand und läßt sich daher billiger als die Burt-Pyramide realisieren.

Die erfindungsgemäße Signalübertragungseinrichtung mit der Pipeline-Struktur ist auch nützlich für die Realzeit- Realisierung der FSD-Pyramide. Die FSD-Pyramide umfaßt eine zweite Art oder Spezies des strukturellen Aufbaus für die einzelnen Abtastsignal-Übertragungseinrichtungen 100-a. . .100-N des Satzes, welche in Fig. 1 gezeigt sind, unter Verwendung von Übertragungseinrichtungen oder -stufen wie die Stufen 100b-K gemäß Fig. 1b (anstelle der bei der Burt-Pyramide verwendeten oben beschriebenen Über­ tragungseinrichtungen 100a-K).

Die Übertragungseinrichtung 110b-K gemäß Fig. 1b zeigt eine digitale Ausführung der oben erwähnten zweiten Art, bei welcher jede einzelne Übertragungseinrichtung 100-1. . . 100(N-1) des Satzes nach Fig. 1 die in Fig. 1b gezeigte Übertragungseinrichtung wie 100b-K und 100b-(K+1) ver­ wendet. Weiterhin stellt die Übertragungseinrichtung 100b-(K+1) nach Fig. 1b diejenige der Übertragungseinrich­ tungen 100-1. . .100-N des Satzes dar, welche unmittelbar auf die Übertragungseinrichtung 100b-K folgt.

Wie in Fig. 1b gezeigt ist, weist die Übertragungseinrich­ tung 100b-K nur ein digitales Faltungsfilter 102 mit Abgriffen eine Dezimierschaltung 104, eine Verzögerungsschal­ tung 109 und eine Subtrahierschaltung 110 auf. Der struk­ turelle Aufbau der Übertragungseinrichtung 100b-K der zwei­ ten Art gemäß Fig. 1b ist ähnlich demjenigen der Übertra­ gungseinrichtung 100a-K (Fig. 1a) der ersten Art, außer daß das Signal G_K-1 (mit einer Abtastdichte CL_K) dem Fil­ ter 102 als ein Eingangssignal und über die Verzögerungsschal­ tung 109 der Subtrahierschaltung 110 als Eingangssignal zugeführt wird und daß das Ausgangssignal G_K (ebenfalls mit der Abtastdichte CL_K) durch die Dezimierschaltung 104 ge­ schickt wird, um jede Dimension der Abtastdichte des Signals G_K auf CL_K+1 zu reduzieren, ehe das Signal G_K reduzierter Abtastdichte dem ersten Eingangsanschluß der unmittelbar folgenden Übertragungseinrichtung 100b-(K+1) zugeführt wird.

Die Übertragungseinrichtung 100b-K der zweiten Art unter­ scheidet sich von der Übertragungseinrichtung 100a-K der ersten Art dadurch, daß dem G_K-Eingang der Subtrahierschal­ tung 110 das Signal G_K der Abtastdichte CL_L (in jeder Dimension), welches vom Ausgang des Filters 102 auf den Eingang der Dezimierschaltung 104 gegeben wird, unmittel­ bar zugeführt wird. Genauer ausgedrückt unterscheidet sich dies von der Übertragungseinrichtung 100a-K der ersten Art, welche das Signal G_K verringerter Abtastdichte CL_K+1 (in jeder Dimension) am Ausgang der Dezimierschaltung 104 ver­ wendet. Die erste Art benötigt also die Expandierschaltung 106 und das Interpolationsfilter 108 zur Wiederherstellung des Signals G_K auf seine Abtastdichte CL_K (in jeder Dimen­ sion) ehe es dem G_K-Eingang der Subtrahierschaltung 110 zugeführt wird. Da das Eingangssignal G_K der Subtrahier­ schaltung 110 der Übertragungseinrichtung 100b-K der zwei­ ten Art nicht von einer Quelle dezimierter Abtastdichte abgeleitet wird, wird keine Expandierschaltung 106 und kein Interpolationsfilter 108 in der Übertragungseinrich­ tung 100b-K benötigt. Somit liefert gemäß Fig. 1 die Ver­ zögerungsschaltung 109 eine Verzögerung, die nur gleich der durch das Faltungsfilter 102 bedingten Verzögerung ist. Weiterhin besteht das Ausgangssignal L_K-1 der Subtrahier­ schaltung 110 aus nur denjenigen relativ hochfrequenten Komponenten des Frequenzspektrums des Signals G_K-1, die nicht auch im Signal G_K am Ausgang des Faltungsfilters 102 vorhanden sind.

Gemäß der zweiten Art kann die letzte Übertragungseinrich­ tung 100-N des Satzes auch den strukturellen Aufbau der Übertragungseinrichtung 100b-K haben oder alternativ den strukturellen Aufbau gemäß Fig. 1c.

Die jeweiligen Ausführungen der ersten und zweiten Art ge­ mäß den Fig. 1a und 1b sind digitale Ausführungen. Bei solchen digitalen Ausführungsformen wird ein Analog/Digital- Konverter anfangs benutzt, um ein analoges Signal in Digitalpegel-Abtastwerte umzuwandeln, wobei der Pegel jedes Abtastwertes normalerweise durch eine Mehrbit-Binärzahl dargestellt wird. Es ist jedoch nicht wesentlich, daß die erste oder zweite Art oder Spezies der erfindungsgemäßen Anordnung in digitaler Form realisiert wird. Abtastsignal- Übertragungseinrichtungen mit ladungsgekoppelten Elementen (CCD-Schaltungen) sind im Stande der Technik bekannt. Bei­ spielsweise können CCD-Transversalfilter, etwa Split-Gate- Filter, als Faltungsfilter oder Interpolationsfilter ent­ worfen werden. CCD-Signale bestehen aus einer Serie diskre­ ter Abtastwerte, jedoch hat jeder Abtastwert einen analogen Amplitudenpegel. Somit läßt sich die Erfindung entweder in digitaler oder in analoger Form ausführen.

Die Filtercharakteristika eines Filters mit Abgriffen hängt von Faktoren ab, wie der Anzahl der Abgriffe, der effektiven Zeitverzögerung zwischen den Abgriffen und den spezifizierten Amplitudenpegeln und der Polarität der je­ weiligen Gewichtsfaktoren, die den einzelnen Abgriffen zugeordnet sind. Zu Veranschaulichungszwecken sei angenom­ men, daß das Faltungsfilter 102 ein eindimensionales Fil­ ter mit fünf Abgriffen ist. Fig. 2 zeigt ein Beispiel für die spezifizierten Größenpegel der Gewichtsfaktoren, die alle dieselbe Polarität haben (in Fig. 2 positiv) und jeweils den fünf einzelnen Abgriffen zugeordnet sind. Sie zeigt auch die effektive Zeitverzögerung zwischen jedem Paar benachbarter Abgriffe. Genauer gesagt ist, wie Fig. 2 andeutet, die effektive Zeitverzögerung zwischen jedem Paar benachbarter Abgriffe 1/CL_K, also der Abtast­ periode, welche durch den Abtastfrequenztakt CL_K definiert ist, welcher dem Faltungsfilter 102 jeder einzelnen der Übertragungseinrichtungen 100-1. . .100-N der ersten oder zweiten Spezies (wie in den Fig. 1a, 1b und 1c gezeigt) individuell zugeführt wird. Somit ist der Absolutwert der Zeitverzögerung CL_K des Faltungsfilters 102 jeder Über­ tragungseinrichtung 100-1. . .100-N größer als diejenige der unmittelbar vorangehenden Übertragungseinrichtung des Satzes.

Gemäß Fig. 2 haben die zu den fünf Abgriffen gehörigen Ge­ wichtsfaktoren alle positive Polarität und spezifizierte Größenpegel (spezielle Werte), welche um den dritten Ab­ griff symmetrisch verteilt sind. Genauer gesagt, haben die im Ausführungsbeispiel nach Fig. 2 dem dritten Abgriff zugeordneten Gewichtsfaktoren spezifizierte Werte von 6, die jeweiligen Gewichtsfaktoren des zweiten und vierten Ab­ griffs haben denselben spezifizierten niedrigeren Wert 4, und die Gewichtsfaktoren jeweils am ersten und fünften Ab­ griff haben denselben noch niedrigeren spezifizierten Wert 1. Die Hüllkurve 202 der Gewichtsfaktoren 200 definiert die Kern- oder Rumpffunktion (und damit die Form der Filterkennlinie in der Frequenzebene) des Faltungsfilters 102 jeder der Übertragungseinrichtungen 100-1. . .100-N des Satzes. Weil alle Abtastwerte 200 erstens dieselbe Polari­ tät (gemäß Fig. 2 positiv) haben, zweitens symmetrisch um den Mittelabgriff (dritter Abgriff) liegen und drittens der Abtastwert um so kleiner wird, je weiter er vom Mittel­ abtastwert wegliegt, hat das Faltungsfilter 102 eine Tief­ paßfilterkennlinie in jeder der jeweiligen Übertragungs­ einrichtungen 100-1. . .100-N des Satzes. Während in Fig. 2 alle Gewichtsfaktoren die gleiche (positive) Polarität haben, muß dies bei einem Tiefpaßfilter nicht so sein. Einige der Gewichtsfaktoren können die entgegengesetzte (negative) Polarität haben, solange die algebraische Sum­ me der Gewichtsfaktoren verschieden von Null ist. Die Kernfunktionsform (beispielsweise etwa die Einhüllende 202 nach Fig. 2) dann für alle Faltungsfilter 102 der je­ weiligen Übertragungseinrichtungen des Satzes die glei­ che sein, so daß die relativen Tiefpaßfrequenzcharakteri­ stika (die Form der Filterkennlinien in der Frequenzebene) für alle Filter 102 gleich ist (obwohl dies nicht notwen­ dig ist). Der Absolutwert der nominellen Tiefpaßgrenz­ frequenz des Filters hat jedoch eine Bemessung für jede einzelne der Übertragungseinrichtungen, die von der Abtast­ frequenzperiode 1/CL_K für dieses Filter abhängt. Durch ge­ eignete Wahl der Pegel oder Größe der Gewichtsfaktoren 200 (welche nicht die speziellen Werte 1, 4 und 6 gemäß Fig. 2 haben), kann man eine nominelle Tiefpaßgrenzfre­ quenz für das Signal G_K am Ausgang des Faltungsfilters 102 erreichen (welches in jeder Dimension eine Abtast­ dichte CL_K hat), die im wesentlichen die Hälfte der Maxi­ malfrequenz (oder im Falle von G₀ die höchstmögliche interessierende Frequenz f₀) des Eingangssignals G_K-1 für das Faltungsfilter ist. In diesem Falle reduziert die Dezimierschaltung 104 in jeder Dimension die eindimensiona­ le Abtastdichte des Signals G_K auf CL_K/2 durch Unterdrückung jedes zweiten Abtastwertes in dieser Dimension. Jedoch bleibt das Signal G_K (welches durch die Abtasthüllkurve 202 bestimmt ist) am Ausgang der Dezimierschaltung 104 im wesentlichen dasselbe wie an ihrem Eingang (obwohl ein gewisser Verlust an Phaseninformation wegen der niedrige­ ren Abtastdichte am Ausgang der Dezimierschaltung 104 auf­ tritt).

Es seien nun bestimmte bevorzugte Ausführungen der Real­ zeit-Realisierung der Burt-Pyramide beschrieben, welche die erste Spezies (Fig. 1a) der Art nach Fig. 1 bilden.

Hierbei wird auf Fig. 3 Bezug genommen, welche ein System­ blockschaltbild eines Spektralanalysators, einer Spektrums­ änderungsschaltung und einer Signalsynthetisierschaltung zeigt, die ein elektrisches Signal verarbeiten, welches eine eindimensionale Information darstellt (wie beispiels­ weise etwa irgendein sich zeitlich verändernde Information enthaltender Signaltyp).

Gemäß Fig. 3 wird das elektrische Originalsignal, dessen Spektrum analysiert werden soll, in analoger Form einem A/D-Konverter 305 zur Digitalisierung zugeführt. Das auf­ grund der Abtastung erhaltene digitale Ausgangssignal des A/D-Konverters 305 ist mit G₀ bezeichnet. Das höherfre­ quente Ausgangssignal aufgrund von G₀, ein Hochpaßspektrum Lob wird in einer Analysatorstufe 310 nullter Ordnung extrahiert, wobei G₁ übrig bleibt, ein tiefpaßgefiltertes Ausgangssignal aufgrund von G₀. Der höherfrequente Anteil von G₁, ein Bandpaßspektrum L₁, wird in einer Analysator­ stufe 315 erster Ordnung extrahiert, so daß G₂ verbleibt, ein tiefpaßgefiltertes Ausgangssignal aufgrund von G₁. Der höherfrequente Anteil von G₂, ein Bandpaßspektrum L₂ unterhalb des Bandpaßspektrums L₁ wird in einer Analysator­ stufe 320 zweiter Ordnung extrahiert, wobei G₃ übrig bleibt, ein tiefpaßgefiltertes Ausgangssignal aufgrund von G₂. Der höherfrequente Anteil von G₃, ein Bandpaß­ spektrum L₃ unterhalb der Bandpaßspektren L₁ und L₂ wird in einer Analysatorstufe 325 dritter Ordnung extrahiert, wobei G₄ übrig bleibt, ein tiefpaßgefiltertes Ausgangs­ signal aufgrund von G₃. Der höherfrequente Anteil von G₄, ein Bandpaßspektrum L₄ unterhalb des Bandpaßspektrums L₃, wird in einer Analysatorstufe 330 vierter Ordnung extrahiert, wobei G₅ übrig bleibt, ein tiefpaßgefilter­ tes Ausgangssignal aufgrund von G₄. Der höherfrequente Anteil von G₅, ein Bandpaßspektrum unterhalb der anderen Bandpaßspektren wird in einer Analysatorstufe 335 fünf­ ter Ordnung extrahiert, wobei G₄ übrig bleibt, ein tief­ paßgefiltertes Restausgangssignal aufgrund von G₅. Das Ausgangssignal G₆ ist praktisch ein sechsmal tiefpaßge­ filtertes Ausgangssignal aufgrund des Originalsignals G₀.

Die Analysatorstufen 310, 315, 320, 325, 330 und 335 ent­ halten Eingangstiefpaßfilterstufen 311, 316, 321, 326, 331 bzw. 336 mit zunehmend schmaleren Durchlaßbandbreiten. Die tiefpaßgefilterten Ausgangssignale dieser Filter 311 bis 336 sind genügend schmaler als ihre Eingangssignale, so daß sie mit reduzierter Rate neu abgetastet werden können, ehe sie zur nächsten Analysatorstufe weitergegeben werden. Die Reduzierung der Abtastwerte erfolgt durch Selektion auf einer regelmäßigen Basis (etwa durch Dezi­ mierung) in Dezimierungsschaltungen 312, 317, 322, 327, 332, 337, welche auf die Filter 311, 316, 321, 326, 331 bzw. 336 folgen. Bei der oktavenweisen Spektralanalyse, die besonders zweckmäßig ist, wird durch den Dezimierungs­ prozeß jeder zweite Abtastwert unterdrückt.

Die höherfrequenten Anteile des jeder Analysatorstufe zu­ geführten Eingangssignals werden extrahiert, indem vom Eingangssignal die niedrigfrequenten Anteile weggenommen werden. Der dezimierte niedrigerfrequente Anteil des Ein­ gangssignals führt auf die Probleme, unerwünschterweise in einer Abtastmatrix geringerer Auflösung als das Eingangs­ signal vorzuliegen und unerwünschterweise gegenüber dem Eingangssignal verzögert zu sein. Das erste dieser Proble­ me wird in Expansionsschaltungen 313, 318, 323, 328, 333, 338 gelöst durch Einsetzen von Nullen an die fehlenden Abtastpunkte in der Abtastmatrix des Tiefpaßfilter-Aus­ gangssignals und anschließende Eliminierung der gleich­ zeitig eingeführten zufälligen Oberwellenspektren durch Tiefpaßfilterung. Das zweite Problem wird gelöst durch Ver­ zögerung der Eingangssignale der Analysatorstufen, ehe von ihnen die expandierten Tiefpaßfilter-Ausgangssignale sub­ trahiert werden, welche von den Expansionsschaltungen 313, 318, 323, 328, 333, 338 geliefert werden.

Der Verzögerungs- und Subtraktionsvorgang erfolgt in Schaltungen 314, 319, 324, 329, 334, 339, die jeweils in den Analysatorstufen 310, 315, 320, 325, 330, 335 enthal­ ten sind. (In bestimmten Fällen können Bauteile vorteil­ hafterweise von den Eingangstiefpaßfiltern und der Ver­ zögerungs- und Subtraktionsschaltung jeder Analysator­ stufe gemeinsam benutzt werden, wie noch beschrieben wer­ den wird.)

Die soeben beschriebene Spektralanalyse hat eine Pipeline- Natur, und es erfolgt eine zunehmend längere Zeitverschie­ bung der Abtastwerte L₁, L₂, L₃, L₄ und L₅ gegenüber den Abtastwerten L ¢. Der hier benutzte Ausdruck "Zeitverschie­ bung" bezieht sich auf differentielle Zeitverzögerungen vorbestimmter bekannter Beträge, die zwischen den ent­ sprechenden Abtastwerten der informationsmäßig zusammen­ hängenden parallelen Signale auftreten, etwa zwischen ent­ sprechenden Abtastwerten der analysierten Ausgangssignale L₀, b₁, L₂, L₃, L₄, L₅ und G₆ des in Fig. 3 gezeigten Spektralanalysators. Die noch zu beschreibende Signal­ synthese aus den Spektrumsverfahren erfordert eine ent­ gegengesetzte Zeitverschiebung entsprechender Sätze von Abtastwerten. Dies kann mit Hilfe von Verzögerungsleitungen 340, 341, 342, 343 und 344 (typischerweise in Form von Schieberegistern oder anderen Arten von Speichern, welche die äquivalente Funktion ausführen, also ein serienweise einzuschreibender und auszulesender Speicher) für die Ab­ tastwerte L₀, L₁, L₂, L₃ und L₄ erfolgen, ehe diese in den Schaltungen 345, 346, 347, 348 bzw. 349 verändert wer­ den, wie dies Fig. 3 zeigt. Alternativ können die Spektren verändert und der zum veränderten Spektrum gehörige Ab­ tastwert zunehmend verzögert werden. Oder die Verzögerung kann in verschiedener Weise aufgeteilt und vor sowie nach der Veränderung erfolgen, um beispielsweise Spektrumsver­ änderungen zeitlich parallel durchzuführen. Verständli­ cherweise können innerhalb der Veränderungsschaltungen 345, 346, 347, 348 und 349 selbst unterschiedliche Verzöge­ rungen als Teile der insgesamt unterschiedlichen Verzöge­ rungserfordernisse in manchen Beispielen verwendet werden.

Die Spektren L₅ und G₆ werden in Veränderungsschaltungen 350 und 351 verändert. Bei einigen Signalverarbeitungs­ anwendungen mögen die Veränderungsschaltungen 345 bis 351 nicht benötigt werden und durch jeweils unmittelbare Ver­ bindungen ersetzt werden. Die soweit beschriebenen Spek­ tralanalyseverfahren können durch Verwendung zusätzlicher Analysatorstufen erweitert oder bei Benutzung von weniger Analysatorstufen beschnitten werden. In solchen Fällen ist das restliche Tiefpaßspektrum G_Ω am Ende der Spektral­ analyse nicht G₆.

Bei der Signalsynthese durch Rekombination der Spektral­ analysekomponenten, möglicherweise in veränderter Form, muß die Dezimierung der Abtastmatrix von Analysatorstufe zu Analysatorstufe rückgängig gemacht werden, damit die Spektralabtastwerte mit Hilfe der Addierer 353, 355, 357, 359, 361, 363 summiert werden können. Dies erfolgt zusätz­ lich zur Korrektur der Zeitverschiebung in den Verzöge­ rungsschaltungen 340 bis 344. Die Dezimierung wird rück­ gängig gemacht mit Hilfe von Expansionsschaltungen 352, 354, 356, 358, 360 und 362, welche im wesentlichen gleich den Expansionsschaltungen 338, 333, 328, 323, 318 bzw. 313 sind. Durch Multiplexbetrieb kann eine einzige Schaltung eine doppelte Aufgabe erfüllen. Das restliche Tiefpaß­ spektrum G_Ω wird zeitlich gegenüber dem benachbarten Band­ paßspektrum L_Ω-1 vorverschoben, so daß seine Expandierung seinen Abtastwert zeitlich mit demjenigen des Signals L_Ω-1 ausrichtet. G_Ω ist in Fig. 3 G₆, welches in der Ex­ pansionsschaltung 352 verändert (neu G_6′) und expandiert und dann in der Addierschaltung 353 zum geänderten Signal L_Ω-1 (L₅ in Fig. 3) hinzuaddiert ist, so daß ein synthe­ tisiertes neues Signal G_Ω-1 (neu G_5′) entsteht. Das Aus­ gangssignal der Addierschaltung 353 wird in der Expansions­ schaltung 354 expandiert und in der Additionsschaltung 355 zum verzögerten und geänderten Signal L₄ hinzuaddiert, so daß das neue Signal G_4′ synthetisiert wird. Das Aus­ gangssignal der Addierschaltung 355 wird in der Expan­ sionsschaltung 354 expandiert und in der Addierschaltung 357 zum verzögerten veränderten Signal L₃ hinzuaddiert, so daß das neue Signal G_3′ synthetisiert wird. Das Aus­ gangssignal der Addierschaltung 357 wird in der Expansions­ schaltung 358 expandiert und in der Addierschaltung 359 zum verzögerten und veränderten Signal L₂ zum synthetisier­ ten neuen Signal G_2′ hinzuaddiert. Das Ausgangssignal der Addierschaltung 359 wird in der Expansionsschaltung 60 expandiert und in der Additionsschaltung 361 zum verzöger­ ten und veränderten Signal L₂ zum synthetisierten neuen Signal G_1′ hinzuaddiert. Schließlich wird das Ausgangs­ signal der Addierschaltung 361 in der Expansionsschaltung 362 expandiert und in der Addierschaltung 363 zum synthe­ tisierten neuen Signal G_0′ addiert. Die neuen Signale G_0′, G_1′, G_2′, G_3′, G_4′, G_5′ und G_6′ sind in der Signalsynthe­ tisierungsschaltung gemäß Fig. 3 durch Striche gekenn­ zeichnet. Das neue Signal G_0′ kann gewünschtenfalls mit Hilfe eines (nicht dargestellten) Digital/Analog-Konverters in analoge Form umgewandelt werden.

Die Expandierungen in den Schaltungen 352, 354, 356, 358, 360, 362 ergeben bei jedem Schritt des Syntheseverfahrens eine Unterdrückung oberhalb des Bandes. Wenn die Bandpaß­ spektren nicht breiter als eine Oktave sind, dann ergibt dies eine Unterdrückung sämtlicher Harmonischer, die von den Veränderungsschaltungen 345 bis 351 erzeugt worden sind, welche andernfalls die Signalsynthese durch Einfüh­ rung zufälliger "alias"-Frequenzen (Fremdfrequenzen) be­ einträchtigen würden.

Fig. 4 zeigt den Aufbau der Spektralanalysatorstufe für eine eindimensionale Information genauer, etwa die für die oktavenweise Spektralanalyse verwendeten Stufen 310, 315, 320, 325, 330 oder 335. Die Stufe ist die Spektralanalysa­ torstufe K-ter Ordnung, wobei K Null oder eine positive ganze Zahl ist. Im Fall einer Spektralanalysestufe nullter Ordnung hat die Taktfrequenz für diese Stufe eine Rate R für die Abtastung des Originaleingangssignals G₀, dessen Spektrum zu analysieren ist. Ist K eine positive ganze Zahl, dann verringert sich die Taktfrequenz um 2^K.

Das Eingangssignal G_K wird der Spektralanalysatorstufe nach Fig. 4 als Eingangssignal eines Schieberegisters 470 mit M Stufen zugeführt, das mit einer Taktfrequenz von R/2^K getaktet wird. Die (M+1) Abtastwerte mit zunehmend längerer Verzögerung, die am Eingang und den Ausgängen des Schieberegisters 470 vorhanden sind, bilden jede seiner Ausgangsfunktionen als Mehrabgriffs-Verzögerungsleitung eines Tiefpaß-Verzögerungsleitungsfilters. Die Abtastwerte werden in der Schaltung 471 gewichtet und summiert, um Ab­ tastwerte eines linearphasigen Tiefpaßfilter-Ausgangs­ signals G_(K+1) zu werden. Mit Ausnahme der Eingangsstufe dezimiert in allen Analysatorstufen, in denen K größer als 0 ist, die halbierte Taktrate (verglichen mit der Taktrate der vorangehenden Stufe), die im anfänglichen Schieberegi­ ster 470 und den Addierern der Gewichtungs- und Summierungs­ schaltung 471 verwendet wird, das Signal G_(K+1) gegenüber dem Signal G_K. Das Ausgangssignal G_(K+1) wird als ein Eingangssignal einem Multiplexer 472 zugeführt, der mit einer Umschaltrate von R/2^K abwechselnd sein Eingangs­ signal G_K+1 bzw. ein Nullsignal auswählt und ein Signal G_(K+1) * erzeugt.

Das Signal G_(K+1) * hat ein Basisbandfrequenzspektrum, welches doppelt so groß wie das Spektrum von G_(K+1) ist und mit einem harmonischen Doppelseitenbandspektrum mit unterdrücktem Träger mit einer Spitzenamplitude G_(K+1) vermischt ist. Nebenbei sei bemerkt, daß die nachfolgende Spektralanalysatorstufe als Eingangssignal ein zeitlich geeignet liegendes Signal G_(K+1) * anstatt des Signals G_(K+1) erhalten kann. Das Signal G_(K+1) * wird als Ein­ gangssignal einem anderen Schieberegister 473 mit mehreren Stufen zugeführt (die Stufenzahl kann gleich oder ver­ schieden von M sein), welches mit einer Rate von R/2^K ge­ taktet wird. Die vom Eingangssignal und den Ausgangssigna­ len von jeder Stufe des Schieberegisters 473 gebildeten (M+1) Abtastwerte werden einer anderen Gewichtungs- und Summierschaltung 474 zugeführt, die gleich der Schaltung 471 ist. Die Schaltung 474 unterdrückt ein erstes harmoni­ sches Spektrum von G_(K+1) und liefert das Signal G_(K+1) in expandierter Form als Abtastmatrix mit ebensovielen Abtastwerten wie die Abtastmatrix von G_K.

In einer Addierschaltung 475 wird diese expandierte Form von G_K+1 subtrahiert von G_K, nachdem G_K im Schieberegister 470 und einer Verzögerungsschaltung 476 verzögert worden ist. Die Verzögerung des Signals G_K um M-Zyklen im Schiebe­ register 470 kompensiert die M/2-Zyklenverzögerung des mittleren Abtastwertes für die Gewichtungs- und Summier­ schaltung 471 hinsichtlich des Eingangssignals G_K für die Spektralanalysatorstufe nach Fig. 4 und hinsichtlich der gleichen M/2-Periodenverzögerung zwischen G_(K+1) * und dem mittleren Abtastwert für die Gewichtungs- und Summierschal­ tung 474. Die Verzögerungsschaltung 476 bringt eine Ver­ zögerung zur Kompensation von Verzögerungen, die bei der Addition in den Gewichtungs- und Summierschaltungen 471 und 474 auftreten, und die Verzögerungsschaltung 476 kann einfach durch eine Verlängerung des Schieberegisters 470 um die erforderliche Anzahl weiterer Stufen realisiert werden. Das Ausgangssignal L_K von der Addierschaltung 475 ist eine der gesuchten Spektralanalysekomponenten, deren untere Frequenzgrenze durch die Tiefpaßfilterung in der K-ten Spektralanalysatorstufe gemäß Fig. 4 bestimmt wird und dessen obere Frequenzgrenze durch die Tiefpaßfilte­ rung in der vorangehenden Spektralanalysatorstufe, falls eine solche vorhanden ist, bestimmt ist.

In Fig. 5 ist eine Möglichkeit zur Verringerung der Anzahl der Schieberegisterstufen, die im erfindungsgemäßen Spektrumanalysator verwendet werden, dargestellt. Die Proben zur Definition von G_(K+1) *, die gewichtet und summiert werden, um die Tiefpaßfilterung zu bewirken, die der Interpolation von G_(K+1) zugeordnet ist, werden von der mit Abgriffen versehenen Verzögerungsleitungs­ anordnung gewonnen, die zur Unterstützung der anfängli­ chen Tiefpaßfilterung von G_(K+1) in der folgenden Spektral­ analysatorstufe dient, und nicht durch Verwendung des Schieberegisters 473.

Fig. 5 zeigt anhand eines Beispiels, wie dies etwa zwi­ schen der Analysatorstufe nullter Ordnung, die zur Erzeu­ gung von L₀ verwendet wird, und der nachfolgenden Analysa­ torstufe durchgeführt wird. Die Elemente 570-0, 571-0, 575-0 und 576-0 sind diejenigen Elemente in der Spektral­ analsystorstufe nullter Ordnung, welche den Elementen 470, 471, 475 und 476 der Spektralanalysatorstufe K-ter Ordnung nach Fig. 4 entsprechen. Die Elemente 570-1 und 571-1 der Spektralanalysenstufe erster Ordnung sind analog den Elementen 570-0 und 571-0 der Spektralanalysenstufe nullter Ordnung, außer daß sie mit der halben Rate getak­ tet werden. Die vier vom Eingang und den ersten drei Aus­ gängen des Schieberegisters 570-1 entnommenen Abtastwerte werden parallel mit einer Taktrate R/2 zugeführt. Zwischen sie werden Nullen eingeschachtelt, und die Ergebnisse wer­ den in zwei Phasenbeziehungen durch ein siebener Filter­ gewichts-Muster ABCDCBA gewichtet, um ein paar aufeinander­ folgender Abtastwerte zu erzeugen, die in der Subtrahier­ schaltung 575-0 mit der Taktrate R vom verzögerten Signal G₀ subtrahiert werden.

Der frühere Abtastwert jedes Paares aufeinanderfolgender Abtastwerte, die vom verzögerten Signal G₀ subtrahiert werden sollen, wird durch Multiplizieren des Eingangs­ signals des Schieberegisters 570-1 und seiner ersten drei Ausgangssignale mit Hilfe der Filtergewichte A, C, C und A in den Gewichtsschaltungen 580, 581, 582 und 583 und anschließendes Summieren der gewichteten Abtastwerte in der Summierschaltung 587 erhalten. Die dazwischengefügten Nullen würden bei dieser Positionierung von G₁ gegenüber dem Filtergewichtsmuster an die mit B, D, B zu gewichten­ den Stellen fallen. Der spätere Abtastwert jedes Paares aufeinanderfolgender Abtastwerte, die vom verzögerten Signal G₀ zu subtrahieren sind, wird erhalten durch Multi­ plizierung des Eingangssignals des Schieberegisters 570-1 und seiner ersten beiden Eingangssignale mit den Filter­ gewichten B, D und B in den Gewichtungsschaltungen 584, 585 und 586 und anschließendes Summieren der gewichteten Abtastwerte in der Summierschaltung 588. Die dazwischen­ gefügten Nullen würden an Stellen fallen, die für diese Positionierung von G gegenüber dem Filtergewichtsmuster mit A, C, C, A zu gewichten sind. Ein mit der Taktrate R betriebener Multiplexer 589 wählt abwechselnd zwischen Ab­ tastwerten an den Ausgängen der Summierschaltungen 587 und 588 aus und liefert einen Abtastwertfluß, der in der Subtrahierschaltung 575-0 vom verzögerten Signal G₀ zu subtrahieren ist.

Fig. 6 zeigt in weiteren Einzelheiten eine Stufe der Signalsynthetisierschaltung nach Fig. 3. Die Abtastwerte von G_K′ (oder verzögert und verändert G_Ω) werden im Multi­ plexer 692 mit Nullen verschachtelt, und das resultierende expandierte Signal wird als Eingangssignal einem Schiebe­ register 693 mit M (oder einer anderen Zahl <1) Stufen zugeführt und mit der expandierten Abtastrate getaktet. Das Eingangssignal des Schieberegisters 693 und die Aus­ gangssignale von seinen Stufen werden einer Gewichtungs- und Summierschaltung 694 zugeführt. Das Spektrum G_K′ (oder G_Ω), das mit der doppelten Rate neu abgetastet wird und dann eine harmonische Struktur hat, gelangt anschlie­ ßend von der Gewichtungs- und Summierschaltung 694 zu einer Addierschaltung 695, wo es mit dem veränderten Signal L_(K-1) kombiniert wird und zeitlich verzögert wird, um mit den neu abgetasteten und gefilterten Abtastwerten G_K′ (oder G_Ω) ausgerichtet zu sein, mit denen es addiert wird. Der Multiplexer 692, das Schieberegister 693 und die Gewichtungs- und Summierschaltung 694 können im Multi­ plexbetrieb arbeiten, um beim Spektralanalyseprozeß als Elemente 472, 473 und 474 zu dienen.

An dieser Stelle ist es zweckmäßig, die Charakteristik der Tiefpaßfilterung zu betrachten, die beim Tiefpaßfiltern des Spektralanalyseverfahrens und bei der Expandierung der Spektralanalyse und Signalsynthese benutzt werden. Die Tiefpaßfilterung erfolgt phasenlinear, und damit ist das Muster der Filtergewichte symmetrisch um den (die) mittleren Abtastwert(e). Die Filtergewichte summieren sich zu 1, um tiefe Frequenzen im Hochpaßspektrum L₀ und in den Bandpaßspektren L₁, L₂, L₃ . . . weitgehend zu unter­ drücken. Erfolgt die Spektralanalyse oktavenweise und die Dezimierung bei der Neucodierung des durch die Tief­ paßfilterung in jeder Spektralanalysatorstufe entfernten Unterbandes um den Faktor 2, dann ist es wünschenswert, Frequenzen unter zwei Dritteln der Oktavenmittenfrequenz bei der Tiefpaßfilterung zu entfernen. Eine stufenförmige Frequenzcharakteristik des Filters (also ein steiler Ab­ fall der Filterkennlinie) führt zu Überschwingungen in den gefilterten Signalen, wodurch der Dynamikbereich sowohl der von der Spektralanalysatorstufe extrahierten Funktion G_(K+1) als auch der durch Subtraktion des expandierten Signals G_(K+1) von G_K erzeugte Funktion L_(K+1) vergrößert wird. Dies ist ein Beispiel für das Gibbs′sche Phänomen, welches durch Verwendung eines weniger abrupten Abbruches der Fourier-Reihe gemäßigt werden kann. Es ist eine Anzahl von Abbruchsfenstern (truncation windows) bekannt, die eine Filterkurve mit verringertem Gibbs′schen Phänomen ergeben, beispielsweise nach Bartlett, Hanning, Hamming, Blackman und Kaiser. Es sei hier auf Kapitel 5.5 des Buches "DIGITAL SIGNAL PROCESSING" von A.V. Oppenheim und R.W. Schäfer verwiesen, erschienen bei Prentice-Hall Inc., Englewood Cliffs, N.J., 1975: die Überschrift dieses Kapitels lautet "Design of FIR Filters Using Windows" und steht auf den Seiten 239 bis 251.

In der Praxis wird die Anzahl der Abtastwerte bei der Tief­ paßfilterung gewöhnlich auf wenige begrenzt. Bei einer Filterung unter Verwendung einer ungeraden Zahl von Abtast­ werten umfaßt das Filterausgangssignal eine direkte Kompo­ nente und eine Serie von Kosinusoberwellen, und bei einem eine gerade Anzahl von Abtastwerten benutzenden Filter um­ faßt das Filterausgangssignal eine direkte Komponente und eine Serie von Sinusoberwellen. Die gewünschte Kennlinie wird auf die beste Übereinstimmung approximiert, wobei mit Hilfe eines Computers die Gewichtsfaktoren nach einem Trial- und Error-Verfahren ausgewählt werden.

Man kann gemäß der Erfindung auch Spektren mit gleichem Q und anderen als Oktavenbreiten erzeugen, jedoch erscheint dies weniger zweckmäßig. Die Dezimierung des Tiefpaßfilter- Ausgangssignals zur Auswahl jedes dritten Abtastwertes und das Wegfiltern von Frequenzen unterhalb der Hälfte der Mittenfrequenz des Bandpaßspektrums zur Erzeugung eines Tiefpaßverhaltens führt zu einem Satz von Bandpaßspektren, deren Bandbreite zunehmend um ein Drittel statt beispiels­ weise um die Hälfte schmaler wird.

Die Abtastwert-Änderungsschaltungen 345 bis 351 nach Fig. 3 können verschiedene Formen haben, und einige von ihnen können durch direkte Verbindungen ersetzt werden. Zur Entfernung von Hintergrundrauschen niedrigen Pegels in den verschiedenen Spektren kann beispielsweise jede der Veränderungsschaltungen 345 bis 351 eine Basislinien- Begrenzungsschaltung 700 gemäß Fig. 7 enthalten. Solch eine Begrenzungsschaltung 700 läßt sich einfach realisie­ ren durch Fallenlassen der letztstelligen Bits des Signals.

Fig. 8 zeigt eine Schaltung, die für jede der Veränderungs­ schaltungen 345 bis 351 für einen Spektrumsequilizer be­ nutzt werden kann. Ein Drehschalter 897 ist so verdrahtet, daß er für jede von mehreren Wellenstellungen einen Binär­ code ergibt. Dieser Code wird über eine Verriegelungsein­ richtung 898 einem 2-Quadranten-Multiplizierer zugeführt zur Multiplikation der Eingangsspektrums-Abtastwerte, so daß Ausgangsspektrums-Abtastwerte entstehen, die zur Er­ zeugung von G_0′ synthetisiert werden können. Die Verriege­ lungseinrichtung 898 erhält den Codeeingang zum Multipli­ zierer 889, während die Einstellung des Drehschalters 897 verändert wird. Man kann jedes Oktavenspektrum unterteilen mit Hilfe von Digitalfiltern, bei denen dieselbe Abtast­ rate benutzt wird wie bei der Ableitung des Oktaven­ spektrums oder eine halbierte Abtastrate, und anschließend die Verstärkungen der Spektralunterteilungen 37545 00070 552 001000280000000200012000285913743400040 0002003423484 00004 37426einzeln einge­ stellt werden. Die Unterteilung der Oktaven in Zwölftel ergibt individuelle Ton- oder Halbtoneinstellungen von beispielsweise codierten Musiksignalen.

Die Änderungsschaltungen können ROM-Speicher zur Speicherung nichtlinearer Übertragungsfunktionen sein. Beispielsweise kann in jeder der Abtastwert-Veränderungsschaltungen 345 bis 351 einer Übertragungseinrichtung ein ROM-Speicher 990 verwendet werden, der eine logarithmische Form des Eingangssignals speichert (Fig. 9), und in jeder der ent­ sprechenden Abtastwert-Veränderungsschaltungen einer Empfangseinrichtung kann ein ROM-Speicher 1091 verwendet werden, der eine exponentielle Form des Eingangssignals speichert (Fig. 10), so daß man eine Preemphasis des Signals vor der Übertragung und eine Deemphasis nach dem Empfang erhält. Es können auch andere komplementäre Pre­ emphasis- und Deemphasiskennlinien in den ROM-Verände­ rungsschaltungen der Sender- und Empfänger-Spektral­ analyse-Signalsynthetisierschaltungen gespeichert werden.

Fig. 11 zeigt eine Abwandlung des Spektrumsanalysator und Signalsynthesesystems nach Fig. 3, wobei die Verzögerungen zwischen Analyse und Synthese aufgeteilt sind, so daß Spektralabtastwerte ohne Zeitverschiebung für die Verarbei­ tung geliefert werden. Eine solche Ausrichtung ist bei­ spielsweise erwünscht in einem Kompansionssystem, wo die Spektralanalyse zur Trennung von Signalen in Spektren vor der Kompansion benutzt wird, so daß die kompandierten Spektren zur Unterdrückung von Verzerrungen, die während schneller Signalkompression oder -expansion erzeugt wer­ den, gefiltert werden können. Die Amplitude des ursprüng­ lichen, dem Analog/Digital-Konverter 305 in Fig. 3 zuge­ führten Signals kann festgestellt werden, um in der Schal­ tung 1130 ein Kompansionssteuersignal CC zu erzeugen, welches jedem der Kompander 1110, 1111, 1112, 1113, 1114, 1115, 1116 zugeführt wird, um die von ihnen kompandierten Signale mit schnellem Anstieg und langsamen Abfall zu kompandieren (fast-attack, slow-decay compansion). Die Kompander 1111 bis 1116 können im wesentlichen aus digita­ len 2-Quadranten-Multiplizierern bestehen, bei denen das Steuersignal CC von einem Analog/Digital-Konverter abge­ leitet wird, der den üblichen Analogschaltungen nachge­ schaltet ist, um das zu kompandierende Signal festzustel­ len und daraufhin ein analoges Kompansionssteuersignal zu erzeugen.

Die Kompander 1110, 1111, 1112, 1113, 1114, 1115 und 1116 arbeiten mit den Spektren L₀, L₁, L₂, L₃, L₄, L₅ und G₆, nachdem diese unter Verwendung von Verzögerungsschaltungen 1100, 1101, 1102, 1103, 1104 und 1106 zur zeitlichen Aus­ richtung ihrer jeweiligen Abtastwerte differentiell ver­ zögert worden sind. Die Verzögerungsschaltungen 1120, 1121, 1122, 1123, 1124 und 1125 verschieben dann die kom­ pandierten Signale L_0′, L_1′, L_2′, L_3′, L_4′, L_5′ und G_6′ in geeigneter Weise für den Signalsynthesevorgang unter Verwendung der Elemente 352 bis 363 gemäß Fig. 3.

Die Verzögerungen in den Verzögerungsschaltungen 1106 und 1125 betragen im wesentlichen M/2-Zyklen der R/2^K-Taktrate, wobei K fünf oder 16M-Zyklen der Basistaktrate R ist, und diese Verzögerung tritt auf bei der Zusammenstellung der Abtastwerte für die Gewichtungs- und Summierungsschaltung 474 der letzten Spektralanalysatorstufe 335. Diese Verzöge­ rung von 16M-Zyklen wird um die Verzögerungszeit D₁ ver­ längert, um die Additionszeiten in den Expansionsschaltun­ gen 338 und 352 auszugleichen, und sie wird durch eine Verzögerungszeit D₂ weiter verlängert, um die zusätzlichen Zeiten in der Verzögerungs- und Subtrahierschaltung 334 und in der Addierschaltung 353 auszugleichen. Es sei ange­ nommen, daß alle Additionsvorgänge mit der Basistaktrate R ausgeführt werden und D₁ und D₂ lassen sich durch Zahlen dieser Taktzyklen ausdrücken.

Die Verzögerung in der Verzögerungsschaltung 1104 ist länger als 16M + D₁ + D₂ Zyklen der Taktrate R, und zwar um die Differenz zwischen der Zeit, die zur Entwick­ lung von L₅ aus G₅ benötigt wird, und der Zeit, die zur Entwicklung von L₄ aus G₅ benötigt wird. Die zur Entwick­ lung von L₅ aus G₅ benötigte Zeit beträgt M Zyklen von R/2⁵-Taktraten, um zweimal Abtastwerte zur Gewichtung und Summation zu sammeln, oder 32M-Zyklen der Basistaktrate plus 2D₁ für zwei Sätze von Abtastwertsummationen plus D₂ für die Abtastsubtraktion. Die für die Entwicklung von L₄ aus G₅ benötigte Zeit beträgt M/2 Zyklen von R/2⁴-Takt­ raten zum Sammeln von Abtastwerten zur Gewichtung und Sum­ mation oder 8M-Zyklen der Basistaktrate plus D₁ zur Abtast­ wertsummation plus D₂ zur Abtastwertsubtraktion. Man braucht 24M + D₁ Zyklen der Basistaktrate zusätzliche Ver­ zögerung, um die Abtastwerte L₄ zeitlich mit den Abtast­ werten L₅ auszurichten. Somit hat die Verzögerungsschal­ tung 104 eine Gesamtverzögerung von 40M + 2D₁ + D₂ Zyklen der Basistaktrate R. Ähnliche Berechnungen ergeben, daß die Zyklen der Basistaktrate R,um welche die Abtastwerte in den Verzögerungsschaltungen 103, 102, 101 und 100 ver­ zögert werden, 52M + 3D₁ + D₂, 58M + 4D₁ + D₂, 61M + SD₁ + D₂ bzw. (62 1/2)M + 6D₁ + D₂ betragen.

Die von der Verzögerungsschaltung 1124 zusätzlich zu der Ver­ zögerung durch die Verzögerungsschaltung 1125 benötigte Verzögerung ist diejenige Zeit, die für die Expansion in der Schaltung 354 und die für die Addition in der Addier­ schaltung 355 benötigte Verzögerung D₂ gebraucht wird. Die erstgenannte Verzögerung beträgt M/2 Zyklen der Taktrate R/2⁴ zum Sammeln von Abtastwerten für die Gewichtung und Summierung, 8M-Zyklen der Basistaktrate R plus der für die Summierung beim Gewichtungs- und Summierungsprozeß benötigten Verzögerung D₁. Die Gesamtverzögerung in der Verzögerungsschaltung 1124 beträgt dann 24M + D₁ + D₂. Durch ähnliche Berechnungen ergeben sich die Gesamtver­ zögerungen in den Verzögerungsschaltungen 1123, 1122, 1121 und 1120 in Zyklen der Basistaktrate R ausgedrückt zu 28M + 3D₁ + 3D₂, 30M + 4D₁ + 4D₂, 31M + 5D₁ + 5D₂ bzw. (31 1/2)M + 6D₁ + 6D₂.

Ähnliche Berechnungen lassen sich zur Bestimmung der Ge­ samtverzögerungen in den Verzögerungsschaltungen 340 bis 344 der Fig. 3 verwenden unter der Annahme, daß die Ände­ rungsschaltungen 345 bis 351 alle dieselben Verzögerungen haben. Die Verzögerungsschaltungen 340, 341, 342, 343, 344 und 345 haben jeweils Verzögerungen, in Zyklen der Basistaktrate R ausgedrückt, von 77M + 12D₁ + 7D₂, 76M + 10D₁ + 6D₂, 72M + 8D₁ + 5D₂, 64M + 6D₁ + 4D₂ und 48M + 4D₁ + 3D₂.

Die im Spektralanalysator angewandte digitale Filterung ist eine Art oder Spezies hierarchischer Filterung von allgemeinem Interesse, indem eine Tiefpaß- oder Bandpaß­ filterung, die sich über viele viele Abtastwerte er­ streckt, mit einer relativ kleinen Anzahl von zu irgend­ einer Zeit gewichteten und summierten Abtastwerten durch­ geführt wird.

Obgleich die Erfindung auch brauchbar ist für die Ver­ wendung des Spektrums einer eindimensionalen Signalinfor­ mation, wurde die Burt-Pyramide entwickelt zur Analysie­ rung primär der Raumfrequenzen zweidimensionaler Bild­ informationen. Die Erfindung erlaubt eine Realzeit- Spektralanalyse der Raumfrequenzen einer sich verändern­ den Bildinformation, wie sie in aufeinanderfolgenden Videobildern bei einer Fernsehdarstellung auftritt.

Wie in der Fernsehtechnik bekannt ist, treten aufeinander­ folgende Videovollbilder (im NTSC-Format) nacheinander mit einer Vollbildrate von 30 Vollbildern pro Sekunde auf. Jedes Vollbild besteht aus einem Raster von 525 ineinander­ verschachtelten Horizontalablenkzeilen. Die aufeinander­ folgenden ungeradzahligen Horizontalablenkzeilen eines Vollbildes werden während einer ersten Halbbildperiode nacheinander gesendet. Die aufeinanderfolgenden geradzah­ ligen Ablenkzeilen eines Vollbildes werden nacheinander während einer zweiten Halbbildperiode übertragen, welche auf die erste Halbbildperiode folgt. Darauf folgt die erste Halbbildperiode des nächstfolgenden Vollbildes. Die Dauer jeder Halbbildperiode beträgt 1/60-stel Sekunde. Jedoch muß man eine Speicherung für mindestens die Anzahl der Bildelemente in einer Halbbildzeit vorsehen, um das volle Raumfrequenzspektrum des Bildes in verzögerter Real­ zeit definieren zu können.

Eine als fortschreitende Abtastung bekannte Technik kennt man in der Fernsehtechnik, um aus einem NTSC-Videosignal Vollbilder mit den gesamten 525 aufeinanderfolgenden Zei­ len mit einer Rate von 60 Vollbildern pro Sekunde abzulei­ ten. Bei dieser Technik wird jedes aufeinanderfolgende NTSC-Halbbild für eine Halbbildperiode von 1/60-stel Sekun­ de verzögert. Auf diese Weise sind die aufeinanderfolgen­ den Ablenkzeilen eines gleichzeitig auftretenden ungerad­ zahligen Halbbildes mit den aufeinanderfolgenden Ablenk­ zeilen eines unmittelbar vorangehenden geradzahligen Halb­ bildes verschachtelt, welches um eine Halbbildperiode ver­ zögert worden ist, so daß man ein ganzes Vollbild von Bildelementen während des gleichzeitig auftretenden unge­ radzahligen Halbbildes jedes der aufeinanderfolgenden Vollbilder erhält. In ähnlicher Weise sind die aufeinander­ folgenden Ablenkzeilen eines gleichzeitig auftretenden geradzahligen Halbbildes mit den aufeinanderfolgend auf­ tretenden Ablenkzeilen eines unmittelbar vorangehenden ungeradzahligen Halbbildes verschachtelt, welches um eine Halbbildperiode verzögert worden ist, um ein volles Voll­ bild von Bildelementen während dieser gleichzeitig auf­ tretenden geradzahligen Halbbildperiode jedes der aufein­ anderfolgenden Vollbilder zu ergeben.

Die oben beschriebene fortschreitende Abtasttechnik ist besonders nützlich für die Erzeugung hochaufgelöster Bild­ wiedergaben, wie sie als High Definition Television (HDTV) bekannt ist, was derzeit in der Fernsehtechnik entwickelt wird. Die Erfindung eignet sich auch für HDTV, um bessere Bildwiedergaben zu liefern.

Fig. 12 zeigt einen Spektralanalysator gemäß der Erfindung zur Verarbeitung von Signalen, die eine zweidimensionale Information darstellen, wie etwa die Raumfrequenz-Bildin­ formation, die in aufeinanderfolgenden, fortschreitend ab­ getasteten Fernsehvollbildern enthalten ist. Alternativ kann eine solche zweidimensionale Information auch von einer ohne Zeilensprung arbeitenden Fernsehkamera erhalten werden oder von einer mit Zeilensprung arbeitenden Kamera mit nachgeschaltetem Speicher.

Anhand von Fig. 12 sei aus Gründen der Einfachheit der Be­ schreibung die monochrome Verarbeitung der Leuchtdichte­ signale erläutert, jedoch kann die zu beschreibende Tech­ nik auch individuell auf die Primärfarben von Farbfernseh­ signalen oder auf die aus diesen durch algebraische Matri­ zierung abgeleiteten Signale angewandt werden. Ein Original­ videosignal wird in Rasterabtastformat einem Analog/Digital- Konverter 1205 zur Abtastung (falls unabgetastet) oder zur Neuabtastung (falls bereits abgetastet) und zur endgülti­ gen Digitalisierung zugeführt. Die digitalisierten Video­ abtastwerte sind als Signal mit G₀ bezeichnet und enthal­ ten das vollständige zweidimensionale Raumfrequenzspektrum des ursprünglichen Signals und dessen aufgrund der Abtast- Vorgänge zugehörige Oberwellenspektren. Diese Oberwellen­ spektren sind symmetrisch um die jeweilige Abtastfrequenz und deren Oberwellen. Die Oberwellenspektren werden in der nachfolgend erläuterten Weise spezifisch behandelt. Die allgemeine Tatsache ihres Vorhandenseins, wird erwähnt, weil die Oberwellenspektren beim Entwurf der zweidimensio­ nalen Tiefpaß-Raumfrequenzfilter berücksichtigt werden müssen, die der Spektralanalysator gemäß Fig. 12 verwendet. Der Grund liegt darin, daß diese Oberwellenspektren Anlaß zu Fremdfrequenzen bei der Spektralanalyse und bei der darauf aufbauenden Signalsynthese geben.

In der Spektralanalysatorstufe 1210 erster Ordnung wird aus G₀ ein Hochpaßspektrum L₀ abgetrennt. Dieses Hochpaß­ verhalten wird im wesentlichen bewirkt durch Tiefpaßfil­ tern von G₀ und Verzögerung von G₀ gegenüber seiner zeit­ lichen Lage, mit der es aus dem A/D-Konverter 1205 kommt, um dasselbe Maß, um welches die tieferfrequenten Anteile von G₀ im Tiefpaßfilter-Ausgangssignal verzögert sind, und durch Subtraktion des tiefpaßgefilterten Ausgangssignals von dem verzögerten Signal G₀. Mit der Annahme, daß die Spektralanalyse oktavenweise erfolgt, wird die Grenzfre­ quenz des zweidimensionalen Tiefpaß-Raumfrequenzfilters 1211 gleich der obersten Frequenz des nächsten zu analysie­ renden Bandpaßspektrums L₁ von Oktavbreite gewählt, also bei vier Drittel seiner Mittenfrequenz. In der Dezimier­ schaltung 1212 werden abwechselnde Reihen und Spalten von Abtastwerten eliminiert, um das tiefpaßgefilterte Signal G₀ mit der Raumfrequenzrate R/2 abzutasten, und dieses Signal mit reduzierter Abtastrate wird als Tiefpaßausgangs­ signal der Stufe 1210 für die weitere Spektralanalyse ge­ liefert. Das tiefpaßgefilterte Signal G₀ mit reduzierter Abtastrate wird dann nach den Methoden interpoliert, die von R. W. Schafer und L. R. Rabiner in ihrem Aufsatz "A Digital Signal Processing Approach to Interpolation" auf den Seiten 692 bis 702 der Zeitschrift PROCEEDINGS OF THE IEEE, Band 61, Nr. 6, vom Juni 1973 beschrieben sind. In der Expansionsschaltung 1213 werden die in der Dezimierschaltung 1212 eliminierten Abtastwerte durch Nul­ len ersetzt, um ein Eingangssignal für ein weiteres zwei­ dimensionales Tiefpaß-Raumfrequenzfilter 1214 zu bilden. Dieses Filter kann dieselben Abtastgewichtskoeffizienten benutzen wie das anfängliche Tiefpaßfilter, aber es hat in jedem Falle im wesentlichen dieselbe Grenzfrequenz wie dieses. Das resultierende Signal hat eine Abtastmatrix gleicher Ausdehnung wie diejenige des Signals G₀, welches in der Verzögerungsschaltung 1215 verzögert ist, und es wird vom verzögerten Signal G₀ in der Subtrahierschaltung 1216 subtrahiert, um ein Hochpaß-Ausgangssignal L₀ zu er­ geben. L₀ ist nicht nur der Hochpaßteil von G₀, sondern es enthält auch niedrigerfrequente Phasenfehlerkorrektur­ terme, wie oben erwähnt, die bei der Rücksynthese des Videosignals aus der Spektralanalyse benutzt werden, um die durch die Neuabtastung G₀ bei niedriger Abtastrate in der Dezimierschaltung 12 eingeführten Fehler zu kompensieren.

Diese Trennung des Signals in einen Tiefpaßteil, der mit der halben Rate neu abgetastet wird, und in einen Hochpaß­ teil, wird in jeder Spektralanalysatorstufe wiederholt. Jede aufeinanderfolgende Spektralanalysatorstufe erhält als Eingangssignal das neu abgetastete Tiefpaß-Ausgangs­ signal der vorangehenden Spektralanalysatorstufe, wobei die Abtastrate in jeder aufeinanderfolgenden Spektral­ analysatorstufe gegenüber derjenigen der vorangehenden Stufe halbiert wird. Das Hochpaß-Ausgangssignal jeder Spektralanalysatorstufe 1220, 1230, 1240, 1250, 1260 nach der anfänglichen Stufe 1210 hat eine obere Grenze, welche durch die Tiefpaßcharakteristik der vorangehenden Stufe bestimmt ist, und daher sind diese "Hochpaß"-Ausgangs­ signale tatsächlich Bandpaßspektren absinkender Raumfre­ quenz mit gleichem Q. Die Dezimierung der Ausgangssignale der anfänglichen Tiefpaßfilter in jeder Stufe, die mit einem Faktor von 2 erfolgt, und die Grenzfrequenz der Tiefpaßfilter in jeder Stufe, die zwei Drittel der Mit­ tenfrequenz der von ihr bewirkten Spektralanalyse beträgt, sind Faktoren, welche diese Spektren mit gleichem Q sinkende Oktaven der zweidimensionalen Raumfrequenz sein läßt.

Das dezimierte Tiefpaß-Ausgangssignal G₁ der Spektral­ analysatorstufe 1210 wird von ihrer Dezimierschaltung 1212 als Eingangssignal der nächstfolgenden Spektral­ analysatorstufe 1220 zugeführt. Die Spektralanalysator­ stufe 1220 hat Elemente 1221, 1222, 1223, 1224 und 1226 analog den Elementen 1211, 1212, 1213, 1214, 1215 und 1216 der Spektralanalysatorstufe 1210; die Unterschiede der Arbeitsweise rühren daher, daß die Abtastfrequenz in der Stufe 1220 in beiden Dimensionen bezüglich der Stufe 1210 halbiert sind. Die Tiefpaßfilter 1221 und 1224 haben Gewichtskoeffizienten gleich denjenigen der Tiefpaß­ filter 1211 bzw. 1214; jedoch wird durch die Halbierung der Abtastrate in der Stufe 1220 im Vergleich zur Stufe 1210 die Grenzfrequenz der Filter 1221 und 1224 im Ver­ gleich zu den Filtern 1211 und 1214 halbiert. Die Verzöge­ rung vor der Subtraktion in der Verzögerungsschaltung 1225 ist zweimal so lang wie in der Verzögerungsschaltung 1215; nimmt man an, daß diese Verzögerungen durch Taktung in einem Schieberegister oder dergleichen bewirkt werden, dann sind die Verzögerungsstrukturen die gleichen, wobei das Verzögerungsverhältnis 2 : 1 durch das Verhältnis 1 : 2 der jeweiligen Verzögerungstaktraten in den Verzögerungs­ schaltungen 1225 und 1215 gegeben ist. Das Hochpaß-Aus­ gangssignal L₁ der Spektralanalysatorstufe 1220 ist ein Bandpaßspektrum von Raumfrequenzen unmittelbar unterhalb des Spektrums L₀.

Das dezimierte Tiefpaß-Ausgangssignal G₂ der Spektralanaly­ satorstufe 1220 wird von seiner Dezimierschaltung 1222 als Eingangssignal der Spektralanalysatorstufe 1230 zuge­ führt. Das Bandpaßspektrum L₂ eine Oktave unterhalb L₁ ist das Hochpaß-Ausgangssignal der Spektralanalysatorstufe 1230 aufgrund ihres Eingangssignals G₂. Die Spektralanaly­ satorstufe 1230 enthält Elemente 1231, 1232, 1233, 1234, 1235 bzw. 1236 entsprechend den Elementen 1221, 1222, 1223, 1224, 1225 und 1226 der Spektralanalysatorstufe 1220 mit Ausnahme der halbierten Abtastraten.

Das dezimierte Tiefpaß-Ausgangssignal G₃ der Spektralanaly­ satorstufe 1230 wird von ihrer Dezimierschaltung 1232 als Eingangssignal der nachfolgenden Spektralanalysatorstufe 1240 zugeführt. Das Bandpaßspektrum L₃ eine Oktave unter­ halb von L₂ ist das Hochpaß-Ausgangssignal der Spektral­ analysatorstufe 1240 aufgrund ihres Eingangssignal G₃. Die Spektralanalysatorstufe 1240 enthält Elemente 1241, 1242, 1243, 1244, 1245 bzw. 1246 entsprechend den Elementen 1231, 1232, 1233, 1234, 1235 und 1236 der Spektralanalysator­ stufe 1230, mit Ausnahme der halbierten Abtastraten.

Das dezimierte Tiefpaß-Ausgangssignal G₄ der Spektralanaly­ storstufe 1240 wird von ihrer Dezimierschaltung 1242 als Eingangssignal der nächstfolgenden Spektralanalysatorstufe 1250 zugeführt. Das Bandpaßspektrum L₄ eine Oktave unter­ halb von L₃ ist das Hochpaß-Ausgangssignal der Spektral­ analysatorstufe 1250 aufgrund ihres Eingangssignals G₄. Die Spektralanalysatorstufe 1250 enthält Elemente 1251, 1252, 1253, 1254, 1255 bzw. 1256 entsprechend den Elemen­ ten 1241, 1242, 1243, 1244, 1245 und 1246 der Spektral­ analysatorstufe 1240, mit Ausnahme der halbierten Abtast­ raten.

Das dezimierte Tiefpaß-Ausgangssignal G₅ der Spektral­ analysatorstufe 1250 wird von ihrer Dezimierschaltung 1252 als Eingangssignal der nachfolgenden Spektralanalysa­ torstufe 1260 zugeführt. Das Bandpaßspektrum L₅ eine Oktave unterhalb von L₄ ist das Hochpaß-Ausgangssignal der Spektralanalysatorstufe 1260 aufgrund ihres Eingangssignals G₅. Die Spektralanalysatorstufe 1260 enthält Elemente 1261, 1262, 1263, 1264, 1265 und 1266 entsprechend den Elementen 1251, 1252, 1253, 1254, 1255 und 1256 der Spektralanalysatorstufe 1250 mit Ausnahme der halbierten Abtastraten.

Das dezimierte Tiefpaß-Ausgangssignal G_Ω, welches von der Dezimierschaltung der letzten Spektralanalysatorstufe ge­ liefert wird, hierbei ist G_Ω G₆, das von der Dezimierschal­ tung 1262 der Spektralanalysatorstufe 1260 geliefert wird, ist ein restliches Spektral-Tiefpaß-Ausgangssignal. Es dient als Grundlage für die Neusynthese der Signale durch Summierung interpolierter Spektralbandpaßsignale der späteren Spektralanalysatorstufen und des "Schlußstein"- Hochpaß -Spektralausgangssignals der anfänglichen Spektral­ analysatorstufe. L₀, L₁, L₂, L₃, L₄ und L₅ sind zeitlich verschoben und werden mit zunehmenden Verzögerungsbeträ­ gen geliefert. Das restliche Tiefpaßspektrum G_Ω (hier G₆) folgt zeitlich dem letzten Bandpaßspektrum L_Ω-1 (hier L₅) mit entgegengesetzter Zeitverschiebung.

Wie hier beschrieben wird, erfordern die Verfahren der Signalsynthese aus Spektralkomponenten auch, daß die Spek­ tralkomponenten L₀, L₁, L₂, L₃, L₄ und L₅ gegenseitig die­ se entgegengesetzte Zeitverschiebung haben. Vor der Be­ schreibung der Durchführung der Spektralanalyse und Synthese der daraus gewonnenen Signale sei der Aufbau der Spektralanalysatorstufen genauer erläutert. Zunächst seien die anfänglichen zweidimensionalen Tiefpaßfilter beschrie­ ben.

Wie in der Filtertechnik bekannt ist, können zweidimensio­ nale Filter nicht trennbarer Natur oder alternativ trenn­ barer Natur sein. Trennbare Filterung in der ersten und zweiten Dimension läßt sich durchführen, indem zunächst in einer ersten Richtung gefiltert wird, wobei ein erstes eindimensionales Filter benutzt wird, und dann in einer zweiten Richtung gefiltert wird, die rechtwinklig zur
ersten Richtung verläuft, indem ein zweites eindimensiona­ les Filter benutzt wird. Da die jeweiligen Tiefpaßfilter- Kennlinien zweier getrennt hintereinandergeschalteter ein­ dimensionaler Filter, die ein trennbares zweidimensionales Tiefpaßfilter bilden, völlig unabhängig voneinander sind, kann also die Kern- oder Rumpffunktion und Struktur jedes dieser Tiefpaßfilter ähnlich derjenigen sein, wie sie im Zusammenhang mit den Fig. 2a und 2b und den Fig. 3 bis 11 beschrieben worden ist.

Im Falle von Fernsehbildern, die aus dem Raster horizonta­ ler Ablenkzeilen gebildet sind, sind die beiden rechtwink­ ligen Richtungen eines trennbaren Filters vorzugsweise die horizontale und vertikale Richtung. Verwendet man eine trennbare zweidimensionale Tiefpaßfilterung bei der Reali­ sierung der Erfindung, dann lassen sich gewisse Vorteile bei der Durchführung der horizontalen Tiefpaßfilterung vor der vertikalen Tiefpaßfilterung erreichen, während man andere Vorteile erhält, wenn man die vertikale Tiefpaß­ filterung vor der horizontalen Tiefpaßfilterung vornimmt.

Nimmt man beispielsweise die horizontale Filterung und Dezimierung zuerst vor, dann reduziert sich die Anzahl der Bildelement-Abtastwerte pro horizontaler Ablenkzeile, welche durch die vertikale Kernfunktion während der nach­ folgenden Vertikalfilterung zu verarbeiten ist, um die Hälfte. Nimmt man jedoch erst die vertikale Filterung vor, dann kann man dieselbe Verzögerungsstruktur benutzen, die erforderlich ist, um die relativ lange, für die Ver­ tikalfilterung benötigte Verzögerung zu ergeben und auch um die jeweiligen Kompensationsverzögerungen (1215, 1225, 1235, 1245, 1255 und 1265) für die Weiterleitung der je­ weiligen Signale G₀ bis G₅ zum positiven Anschluß jeder entsprechenden Subtrahierschaltung 1216, 1226, 1236, 1246, 1256 und 4266 der Stufen 1210, 1220, 1230, 1240, 1250 und 1260 des in Fig. 12 gezeigten Spektralanalysators zu ergeben.

Die Gesamtfilteransprache (Verteilung der Eingangsproben in einer Positionsmatrix) trennbarer zweidimensionaler Raumfrequenzfilter kann quadratisch oder rechteckig im Querschnitt parallel zur Raumfrequenzebene sein. Jedoch können Filteransprachen nicht trennbarer Filter andere Querschnitte haben. Kreisförmige und elliptische Quer­ schnitte sind von besonderem Interesse für die Filterung rasterabgetasteter Fernsehsignale, da Filteransprachen mit solchen Querschnitten zur Reduzierung übermäßiger diagonaler Auflösung in den Fernsehsignalen benutzt wer­ den können. Die Gleichmäßigkeit der Bildauflösung in allen Richtungen ist wichtig beispielsweise in Fernsehsystemen, wo das Bild zwischen Kamera und Wiedergabevorrichtung verdreht wird.

Nachstehend ist eine Matrix von Filtergewichten mit einem Muster angegeben, das eine Quadrantensymmetrie und ein lineares Phasenverhalten aufweist, Filtercharakteristika, die besonders geeignet zur Verwendung als die 2-D-Tief­ paßfilter 1211, 1221, 1231, 1241, 1251 bzw. 1261 und die 2-D-Tiefpaßfilter 1214, 1224, 1234, 1244, 1254 und 1264 nach Fig. 12 eignen.

Eine Kernfunktionsmatrix mit diesem Muster von Gewichts­ faktoren verarbeitet ihrerseits jeden von aufeinander­ folgenden Bildabtastwerten, wobei jeder Bildabtastwert bei der Verarbeitung in seiner Position einem zentral gelegenen Gewichtsfaktor J der Matrix entspricht. In einem Tiefpaßfilter hat der Gewichtsfaktor J den relativ höch­ sten Größenwert, und jeder der anderen Gewichtsfaktoren hat einen Größenwert, der zunehmend kleiner wird, je wei­ ter er von der Mittelposition weg liegt. Daher haben die Gewichtsfaktoren A in den Ecken den niedrigsten Größen­ wert.

Im Falle eines nicht trennbaren zweidimensionalen Filters sind die spezifischen gewählten Werte der Pegelgrößen von A, B, C, D, E, F, G, H und J völlig unabhängig voneinander. Im Falle eines zweidimensionalen trennbaren Filters er­ geben sich die Pegelgrößen der Gewichtsfaktoren jedoch aus dem Kreuzprodukt der jeweiligen Werte der horizontalen und vertikalen eindimensionalen Kerngewichtsfaktoren, und die jeweiligen Werte A, B, D, D, E, F, G, H und J sind nicht völlig unabhängig voneinander.

Eine Anordnung zur Synthetisierung eines elektrischen Signals aus Komponentenspektren, wie sie generell in Fig. 13 gezeigt ist, ist von Bedeutung für die Erfindung. Die Spektralkomponenten G_6′, L_5′, L_4′, L_3′, L_2′, L_1′ und L_0′ sind Entsprechungen ihrer nicht mit Strich versehenen Gegenstücke, die vom Spektralanalysator nach Fig. 12 ge­ liefert werden. Die Spektralkomponenten L₀, L₁, L₂, L₃, L₄, G₆ und L₅ werden zeitlich zunehmend später von dem Spektralanalysator nach Fig. 12 geliefert und müssen dif­ ferentiell verzögert werden, um G_0′, L_5′, L_4′, L_3′, L_2′, L_1′ und L_0′ zunehmend später für die Signalsynthetisier­ schaltung nach Fig. 13 zu liefern.

Fig. 13 zeigt eine Signalsynthetisierschaltung mit einer Mehrzahl aufeinanderfolgenden Signalsynthesestufen 1360, 1365, 1370, 1375, 1380, 1385. Bei der Verwendung zur Interpolation expandiert jede Stufe die Abtastwertmatrix einer Spektralkomponente, so daß sie die gleiche Ausdehnung wie die in der Raumfrequenz nächsthöhere Spektralkomponente hat, so daß sie zu dieser Spektralkomponente addiert wer­ den kann. Die Expansion der Abtastwertmatrix erfolgt durch Verschachtelung der Abtastpunkte in der Matrix mit Nullen und Tiefpaßfilterung des Ergebnisses zur Entfernung von Oberwellenstrukturen. Die Tiefpaßfilterung hat vorzugswei­ se dieselbe Filtercharakteristik wie die Tiefpaßfilterung beim entsprechenden Interpolationsvorgang im Spektralanaly­ sator nach Fig. 12.

Die Tiefpaßfilterung bei der Interpolation in der Signal­ synthetisierschaltung unterdrückt Oberwellen der durch nichtlineare Verarbeitung veränderten Signale G_Ω oder L_K, die in den Veränderungsschaltungen auftreten können (wie sie im Zusammenhang mit Fig. 3 beschrieben sind), welche zwischen den Spektralanalysator nach Fig. 12 und die Synthe­ tisierschaltung nach Fig. 13 eingefügt sind. Solche nicht­ linearen Vorgänge verursachen sichtbare Aliasing-Fehler im synthetisierten Bildgemisch, wenn nicht die Tiefpaßfilte­ rung durch die Interpolationsprozesse erfolgte, welche bei der Signalsynthese vorgenommen werden.

Bei der Synthetisierschaltung nach Fig. 13 werden zwischen die Abtastwerte des Tiefpaßspektrums G_6′ in der Expansions­ schaltung 1361 Nullen eingefügt, und dann werden sie durch das zweidimensionale Tiefpaß-Raumfrequenzfilter 1362 ge­ schickt, das ähnlich dem Filter 1265 beim Spektrumanalysa­ tor nach Fig. 12 ist. Die Abtastwerte des Ausgangssignals des Filters 1362 werden in einer Addierschaltung 1363 zu Abtastwerten von L_5′ zu einem Signal G_5′ addiert, welches ähnlich oder identisch mit dem hypothetischen zeitlich verzögerten Abbild von G₅ ist. Dann werden die Abtastwerte G_5′ in der Expansionsschaltung 1366 mit Nullen verschach­ telt. Dieses Signal wird durch das Tiefpaßfilter 1367 ge­ schickt, welches ähnlich dem Tiefpaßfilter 1254 nach Fig. 12 ist, und in einer Addierschaltung 1368 zu L_4′ addiert, wobei G_4′ entsteht, welches gleich oder identisch mit einem zeitlich verzögerten Abbild von G₄ ist. Die Ab­ tastwerte von G_4′ werden in der Expansionsschaltung 1371 mit Nullen verschachtelt und das Ergebnis wird in einem Filter 1372, welches ähnlich dem Filter 1244 in Fig. 12 ist, tiefpaßgefiltert. Das Ausgangssignal des Filters 1372 wird in einer Addierschaltung 1373 zu L_3′ addiert und das entstehende Signal G_3′ ist ähnlich oder identisch mit einem verzögerten Abbild von G₃. Die Abtastwerte von G_3′ werden in der Expansionsschaltung 1376 mit Nullen ver­ schachtelt, und das Ergebnis wird in einem Filter 1377, welches ähnlich dem Filter 1234 in Fig. 12 ist, tiefpaß­ gefiltert. Das Ausgangssignal des Filters 1377 wird in einer Addierschaltung 1378 zu L_2′ addiert, wobei G_2′ ent­ steht, welches ähnlich oder identisch einem verzögerten Abbild von G₂ ist. In einer Expansionsschaltung 1381 wer­ den Nullen zwischen die Abtastwerte G₂ eingefügt, und das Ergebnis wird in einem Filter 1382 tiefpaßgefiltert. Das Ausgangssignal des Filters 1382 wird in einer Addierschal­ tung 1383 zu L_1′ addiert, wobei G_1′ entsteht, welches ähn­ lich oder gleich G₁ mit Verzögerung ist. Die Abtastwerte von G_1′ werden zur Interpolation einer Expansionsschaltung 1386 und einem Tiefpaßfilter 1387, welches ähnlich dem Filter 1214 nach Fig. 12 ist, zugeführt. Das Ausgangssignal des Filters 1387 wird in einer Addierschaltung 1388 mit L_0′ zu G_0′ addiert, dem synthetisierten Signal, welche daßelbe Bild, möglicherweise mit Änderungen, wiedergibt, welches durch G₀ beschrieben wird.

Während die zweidimensionale Realisierung der Erfindung sich besonders für die Bildverarbeitung des Raumfrequenz­ spektrums von Bildern in Realzeit eignet, so versteht es sich, daß die zweidimensionale Information, auf welche sich die Erfindung bezieht, nicht auf das Raumfrequenz­ spektrum zweidimensionaler Bilder beschränkt ist. Bei­ spielsweise kann eine der beiden Dimensionen der Raumfre­ quenzinformation und die andere der beiden Dimensionen einer Zeitfrequenzinformation entsprechen.

Weiterhin eignet sich die Erfindung zur Analyse des Real­ zeit-Frequenzspektrums von Informationen, die durch mehr als zwei Dimensionen definiert sind. Im Falle einer drei­ dimensionalen Information können beispielsweise alle drei Dimensionen Rauminformationen entsprechen, oder alternativ können zwei der Dimensionen Raumfrequenzen entsprechen, während die dritte Dimension einer Zeitinformation ent­ spricht. Von Interesse ist in diesem Zusammenhang eine Bildverarbeitungseinrichtung, die auf das Auftreten von Bewegung in einem wiedergegebenen Fernsehbild reagiert. In diesem Fall bleibt das Raumfrequenzspektrum des wieder­ gegebenen Bildes, das den stationären Gegenständen ent­ spricht, von Videovollbild zu Vollbild der Videoinforma­ tion dasselbe, während der Teil des Raumfrequenzspektrums des Wiedergabebildes, der bewegten Objekten entspricht, sich von Vollbild zu Vollbild der Bildinformation ver­ ändert. Ein Spektralanalysator gemäß der Erfindung kann auch bei solchen Bildverarbeitungseinrichtungen verwendet werden, die 3-D-Tiefpaßfilter benutzen. Zwei der drei Dimensionen dieser Tiefpaßfilter sind räumlich und ent­ sprechen zwei Raumdimensionen der zwei Tiefpaßfilter in jeder Stufe des zweidimensionalen Spektralanalysators nach Fig. 12. Die dritte Dimension ist zeitlich und ent­ spricht den Feinstrukturcharakteristika des dreidimensio­ nalen Spektrums aufgrund von Änderungen, die durch die Bewegung von Objekten in den Werten der Amplitudenpegel der entsprechenden Bildelemente des Wiedergabebildes von Vollbild zu Vollbild verursacht werden.

Bei der vorstehenden Beschreibung von Ausführungsformen der Erfindung ist angenommen worden, daß das zeitliche Signal G₀ ein Basisbandsignal mit einem Frequenzspektrum ist, welches Information einer oder mehrerer Dimensionen definiert. Bekanntermaßen wird solche Basisbandinforma­ tion häufig in Frequenzmultiplexformat übertragen, wobei die Basisbandinformation durch die Seitenbänder einer Trägerfrequenz dargestellt wird, welche mit einer Basis­ bandinformationskomponente moduliert ist. Durch Verwendung geeigneter Modulatoren und Demodulatoren bezüglich der Übertragungseinrichtungen 100-1. . .100-N aus Fig. 1 können G₀ und/oder irgendeines der Signale G₁. . .G_N und/oder irgendeines der Signale L₀. . .L_N-1 Frequenzmultiplex­ signale sein.

Der Ausdruck "Schieberegister" ist in den Ansprüchen für Einrichtungen verwendet, welche die äquivalente Funktion ausführen, also beispielsweise ein seriell einzuspeichern­ der und auszulesender Speicher.

Claims (9)

1. Analysatoranordnung zur Verarbeitung eines Original­ signals, z. B. bei einer Videosignalübertragung, unter Zerlegung in (N+1) Teilspektren (N = ganze Zahl <1), wobei das Original­ signal aufeinanderfolgenden Tiefpaßfilterungen unterworfen wird, bei denen zunehmend niedriger aufgelöste Darstellungen des Originalsignals entstehen, die zur Bildung der Teilspektren mit der jeweils nächsthöher aufgelösten Darstellung subtraktiv vereinigt werden, während das letzte Teilspektrum durch die niedrigst aufgelöste Darstellung des Originalsignals gebildet wird,
gekennzeichnet durch eine Pipelinestruktur in Form einer Kaska­ denschaltung von N getakteten Signalfiltern (100-1. . .100-N) mit jeweils

• - einem Tiefpaßfilter (102) für Signalabtastwerte (G_K-1),
• - einem Signalunterabtaster (Dezimator 104) zur Lieferung tief­ paßgefilterter Abtastwerte (G_K) verringerter Abtastrate an einen Ausgang des Signalfilters (100-1. . .) als gegenüber des­ sen Eingangssignal niedriger aufgelöste Darstellung,
• - einer Koppelschaltung (104, 106, 108, 109), die an einem ersten Ausgang (Ausgang von 109) ein Signal entsprechend dem Ein­ gangssignal des Tiefpaßfilters (102) und an einem zweiten Aus­ gang (Ausgang von 108) über eine die Abtastrate wieder herauf­ setzende Expandierschaltung (106) mit nachgeschaltetem weite­ ren Tiefpaßfilter (Interpolationsfilter 108) ein Signal ent­ sprechend dem tiefpaßgefilterten Signal liefert, wobei diese beiden Ausgangssignale mit gleicher Abtastrate auftreten und gleichzeitig Darstellungen desselben Signals zum selben Abtastzeitpunkt bilden,
• - und einer Subtrahierschaltung (110), deren Eingänge an die Ausgänge der Koppelschaltung (104. . .109) angeschlossen sind und die an ihrem Ausgang das jeweilige Teilspektrum liefert, und durch eine Taktgeberschaltung zur Erzeugung einer Mehrzahl von Taktsignalen zunehmend niedrigerer Taktfrequenz zur ent­ sprechenden Taktung der jeweils niedriger aufgelöste Signaldar­ stellungen liefernden Signalfilter (100-1. . .).

2. Anordnung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch ein in der Koppelschaltung (100-1. . .) zwischen deren zweiten Ausgang und den Ausgang des Signalunterabtasters (Dezimator 104) ge­ schaltetes Interpolationsfilter (108) zur Umwandlung des tief­ paßgefilterten unterabgetasteten Signals niedrigerer Abtast­ rate als die Abtastrate des Eingangssignals des Tiefpaßfilters (102) in ein tiefpaßgefiltertes Signal mit gleicher Abtastrate wie das Eingangssignal des Tiefpaßfilters (102).

3. Anordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Originalsignal (G₀) ein Videosignal im Rasterabtast­ format ist und eine ständig fortlaufende Reihe digitaler Abtast­ werte umfaßt, welche für jedes von mit einer Fernseh-Vollbild­ frequenz aufeinanderfolgenden Vollbildern die jeweiligen Bild­ daten festlegen, und daß jedes der Signalfilter (100-1. . .) ein zweidimensionales Abtastfilter ist, welche die ihm als Eingangs­ signal angelegten Bilddaten eines jeden der aufeinanderfolgen­ den Videovollbilder filtert.

4. Anordnung nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekenn­ zeichnet, daß die Signalfilter (100-1. . .100-N) alle gleich und so aufgebaut sind, daß sie eine Mehrzahl von Signalabtast­ werten gewichten und kombinieren, und daß die Taktgeberschal­ tung als zunehmend niedrigere Taktfrequenzen jeweils die halbe Taktfrequenz der nächsthöheren erzeugt.

5. Anordnung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens eines der Signalfilter (100-1. . .) ein nicht­ trennbares zweidimensionales Filter ist.

6. Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Rasterabtastung der Bilddaten jedes der aufeinanderfolgen­ den Video-Vollbilder in Horizontalrichtung und in Vertikal­ richtung verläuft und daß mindestens eines der Tiefpaßfilter (102) ein trennbares zweidimensionales Filter ist, bestehend aus einem ersten bzw. einem zweiten eindimensionalen Filter zur Filterung jeweils der Bilddaten eines jeden der aufeinanderfolgenden Videovollbilder in Horizontalrichtung bzw. in Vertikalrichtung.

7. Anordnung zur Synthese von N+1 Mengen von Abtastwerten entsprechend zunehmend niedriger aufgelösten Darstellungen eines Originals in N+1 getrennten Teilspektren (N = ganze Zahl <1), wobei die erste Abtastwertmenge dem höchstfrequenten Teil­ spektrum entspricht und die zweite bis (N+1)-te Abtastwertmenge mit ansteigender Ordnungszahl fortschreitend niedrigfrequenten Teilspektren entspricht,
mit N Signalkombinierschaltungen, deren erste das durch die Abtastwertmenge der höchsten Ordnungszahl dargestellte und an einem ersten Eingang zugeführte Signal additiv mit dem durch die Abtastwertmenge der zweithöchsten Ordnungszahl dargestell­ ten und an einem zweiten Eingang zugeführten Signal vereinigt und deren folgende jeweils die vereinigten Signale von der unmittelbar vorangehenden Kombinierschaltung an einem ersten Eingang additiv mit der an einem zweiten Eingang zugeführten, durch die Abtastwertmenge der nächstniedrigeren Ordnungszahl dargestellten Signal vereinigen,
gekennzeichnet durch folgende Merkmale zur Realisierung einer synthetisierenden Pipeline-Struktur, welche die N+1 Abtastwert­ mengen als getrennte zeitliche Folgen von Abtastwerten empfängt und daraus ein zusammengesetztes fortlaufendes Zeitsignal synthetisiert, wobei zumindest die ersten N Abtastwertfolgen einer mit zunehmender Ordnungszahl niedrigeren Auflösung ent­ sprechen und wobei die N+1 Abtastwertfolgen zueinander unter­ schiedliche Zeitverzögerung haben:

• a) dem ersten Eingang zumindest der zweiten bis N-ten Kombi­ nierschaltung (z. B. 355, 357, 359, 361, 363 in Fig. 3) ist jeweils eine erste Koppelschaltung (354, 356, 358, 360, 362) vorgeschaltet, welche die einer niedrigeren Auflösung ent­ sprechende Abtastwertfolge in eine die gleiche Signaldar­ stellung bildende, der nächsthöheren Auflösung entsprechende Abtastwertfolge umwandelt;
• b) dem zweiten Eingang zumindest der zweiten bis N-ten Kombi­ nierschaltung sind zweite Koppelschaltungen (z. B. 344, 343, 342, 341, 340) vorgeschaltet, deren Laufzeiten so bemessen sind, daß die an den beiden Eingängen einer jeden Kombinier­ schaltung empfangenen Abtastwerte zeitgleiche Signalteile des Originalsignals darstellen;
• c) der Ausgang der N-ten Kombinierschaltung (363) ist mit einem Ausgangsanschluß zur Entnahme des synthetisierten Originalsignals versehen.

8. Anordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die unterschiedlichen Zeitverzögerungen der N Abtastwertfolgen mit zunehmender Ordnungszahl der Abtastwertfolge zunehmen.

9. Anordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß das synthetisierte zusammengesetzte Zeitsignal ein Videosignal im Rasterabtastformat ist, bestehend aus einer ständig fort­ laufenden Reihe digitaler Abtastwerte, welche für jedes von mit einer Fernseh-Vollbildfrequenz aufeinanderfolgenden Vollbildern die jeweiligen Bilddaten festlegen.