JPH05276409A - 信号処理装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 空間周波数または非空間周波数の信号源から
の信号を周波数スペクトル分解して得られる信号を、実
時間で合成して効率的に確実に複合信号を得る。 【構成】 対象とする最高周波数がｆ₀ 以下の時間信号
の（１次元または多次元の）情報成分の周波数スペクト
ルを実時間で分解し、また分解して得られた周波数スペ
クトルから上記の如き時間信号を実時間で合成する場合
に、パイプライン構体１ａ、１ｂを使用して行なう。こ
の様なパイプライン構体は時間信号によって決定される
テレビジョン画像の２次元空間周波数の画像処理に特に
適している。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は信号の合成を行う信号
処理装置に関する。すなわち、この発明の信号処理装置
は、処理対象とする最高周波数がｆ_o より高くない与え
られた時間（ｔｅｍｐｏｒａｌ）信号の（１つ以上の次
元を持つ）情報成分の周波数スペクトルの実時間（但
し、装置の入出力間に不可避的な固有の時間遅延を伴
う）分解するシステムと関連して使用されるもので、そ
の分解された周波数スペクトルからのそのような時間信
号の実時間（但し、装置の入出力間に不可避的な固有の
時間遅延を伴う）合成にパイプライン構体を用いるもの
である。なお、この明細書中では、上記の様に装置、た
とえばパイプライン構体など、への信号の入力とそれか
らの出力との間にその装置に固有の不可避的な時間的遅
延を伴なう場合の実時間処理（信号の分解や合成など）
を、単に実時間処理ということにする。この発明は時間
的（ｔｅｍｐｏｒａｌ）映像信号で画定されるテレビジ
ョン画像の２次元空間周波数の実時間画像処理に特に適
しているが、これに限定されない。

【０００２】

【従来技術の説明】人間の視覚系の動作の模式（モデ
ル）を作ることについては多くの研究が行われて来た
が、人の視覚系は空間周波数情報を多数の連接重畳する
空間周波数帯域に分割することにより、発光画像の原始
的空間周波数分解を算定するらしいことが判っている。
各帯域はほぼ１オクターブの幅を持ち、各帯域の中心周
波数はその両隣とほぼ２倍の割合で異っている。研究に
よると人の視覚系の空間周波数範囲は０．５〜６０サイ
クル／度に亘って約７つの帯域または「チャンネル」が
あることが判る。これらの発見の重要なことは、人の視
覚系が他の空間周波数情報から２倍以上離れた空間周波
数情報を無関係に処理することである。

【０００３】また人の視覚系で起る空間周波数の処理が
空間的に局在化されていることも判っている。従って各
空間周波数チャンネル内の信号は画像の小さい部分領域
に亘って算定され、その部分領域が互いに重なって特定
の周波数でほぼ２サイクルの幅を持っている。テストパ
タンとして正弦波の格子像をも用いると、この像に対す
る閾値コントラスト対感度関数が、その像の空間周波数
が増すに従って速やかにロールオフすることが判る。す
なわち、空間周波数が高ければ高いコントラスト（３０
サイクル／度で約２０％）が必要であるが、空間周波数
が低くなると必要なコントラストも比較的低くなる（３
サイクル／度で約０．２％）。

【０００４】閾値以上の正弦波格子像のコントラストの
変化を検知する人の視覚系の能力も空間周波数が高いと
きより低いときの方がよいことが判っている。詳言すれ
ば、平均的人間は、時間について７５％の変化するコン
トラストを正しく弁別するには、３サイクル／度の正弦
波格子のときはほぼ１２％のコントラスト変化を要し、
３０サイクル／度の格子では３０％のコントラスト変化
を要する。

【０００５】人の視覚系に関する上述の性質を知ってい
るバート博士（Ｄｒ。ＰｅｔｅｒＪ．Ｂｕｒｔ）は、画
像の２次元空間周波数を複数の各別の空間周波数帯に分
解するため電算機による非実時間の算法（以後「バート
のピラミッド」と呼ぶ）を開発した。各空間周波数帯
（最低の空間周波数帯を除く）の幅は１オクターブが望
ましい。従って画像の処理対象とする最高空間周波数が
ｆ_o より高くなければ、その最高空間周波数帯はｆ_o ／
２からｆ_o までの（中心周波数が３ｆ_o ／４の）オクタ
ーブに跨がり、この最高周波数帯の次の帯域はｆ_o ／４
からｆ_o ／２までの（中心周波数が３ｆ_o ／８の）オク
ターブに跨がる。以下同様である。

【０００６】バート博士著または共著で、バートのピラ
ミッドの種々の観点を詳細に記載した文献の次のリスト
を引用する。アイ・イー・イー・イー・トランザクショ
ンズ・オン・システムズ・マン・アンド・サイバネテイ
クス（ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｓ
ｙｓｔｅｍｓ，Ｍａｎ，ａｎｄ Ｃｙｂｅｒｎｅｔｉｃ
ｓ）１９８１年１２月発行第ＳＭＣ−１１巻第１２行第
８０２〜８０９頁、バート等著「共働位階計算による画
像領域特性の細分化と推定（Ｓｅｇｍｅｎｔａｔｉｏｎ
ａｎｄ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｏｆ Ｉｍａｇｅ
Ｒｅｇｉｏｎ Ｐｒｏｐｅｒｔｉｅｓ Ｔｈｒｏｕｇｈ
Ｃｏｏｐｅｒａｔｉｖｅ Ｈｉｅｒａｒｃｈｉａｌ
Ｃｍｐｕｔａｔｉｏｎ）」。アイ・イー・イー・イー・
トランザクションズ・オン・コミユニケーションズ（Ｉ
ＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕ
ｎｉｃａｔｉｏｎｓ）１９８３年４月発行第ＣＯＭ−３
１巻第４号第５３２〜３４０頁、バート等著「コンパク
トな画像コードとしてのラプラスのピラミッド（Ｔｈｅ
Ｌａｐｌａｃｉａｎ Ｐｙｒａｍｉｄ ａｓ ａ Ｃ
ｏｍｐａｃｔ Ｉｍａｇｅ Ｃｏｄｅ）」。

【０００７】コンピュータ・ビジョン・グラフイックス
・アンド・イメージ・プロセシング（Ｃｏｍｐｕｔｅｒ
Ｖｉｓｉｏｎ Ｇｒａｐｈｉｃｓ，ａｎｄ Ｉｍａｇ
ｅＰｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）１９８３年第２１号第３６８
〜３８２頁、バート著「局部画像特性を推定するための
高速算法（Ｆａｓｔ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍｓ ｆｏｒ
Ｅｓｔｉｍａｔｉｎｇ Ｌｏｃａｌ Ｉｍａｇｅ Ｐｒ
ｏｐｅｒｔｉｅｓ）」。コンピュータ・グラフイックス
・アンド・イメージ・プロセシング（Ｃｏｍｐｕｔｅｒ
Ｇｒａｐｈｉｃｓ ａｎｄ Ｉｍａｇｅ Ｐｒｏｃｅ
ｓｓｉｎｇ）１９８０年第１４号第２７１〜２８０号、
バート著「６角形に抽出された２進画像を符号化するた
めのツリーとピラミッド構体（Ｔｒｅｅ ａｎｄ Ｐｙ
ｒａｍｉｄ Ｓｔｒｕｃｔｕｒｅｓ ｆｏｒ Ｃｏｄｉ
ｎｇ ＨｅｘａｇｏｎａｌｌｙＳａｍｐｌｅｄ Ｂｉｎ
ａｒｙ Ｉｍａｇｅｓ）」。エス・ピー・アイ・イー
（ＳＰＩＥ）第３６０号第１１４〜１２４頁、バート著
「運動と組織の解析に応用し得る局部画像特性のピラミ
ッド準拠抽出（Ｐｙｒａｍｉｄ−ｄａｓｅｄ Ｅｘｔｒ
ａｃｔｉｏｎ ｏｆ Ｌｏｃａｌ ＩｍａｇｅＦｅａｔ
ｕｒｅｓ ｗｉｔｈ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ ｔｏ
Ｍｏｔｉｏｎ ａｎｄ Ｔｅｘｔｕｒｅ Ａｎａｌｙ
ｓｉｓ）」。

【０００８】コンピュータ・グラフイックス・アンド・
イメージ・プロセシング（Ｃｏｍｐｕｔｅｒ Ｇｒａｐ
ｈｉｃｓ ａｎｄ Ｉｍａｇｅ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎ
ｇ）１９８１年第１６号第２０〜５１頁、バート著「画
像処理用高速濾波器変換（Ｆａｓｔ Ｆｉｌｔｅｒ Ｔ
ｒａｎｓｆｏｒｍｓ ｆｏｒ Ｉｍａｇｅ Ｐｒｏｃｅ
ｓｓｉｎｇ）」。レンセラ（Ｒｅｎｓｓｅｌａｅｒ）工
科大学電気電算機システム工学部画像処理研究所１９８
３年６月発行、バート等著「画像モザイクに応用される
多分解スプライン（Ａ Ｍｕｌｔｉｒｅｓｏｌｕｔｉｏ
ｎ Ｓｐｌｉｎｅ ｗｉｔｈ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ
ｓ ｔｏ Ｉｍａｇｅ Ｍｏｓａｉｃｓ）」。レンセラ
工科大学電気電算機システム工学部画像処理研究所１９
８２年７月発行、バート著「高能率計算用構体としての
ピラミッド（Ｔｈｅ Ｐｙｒａｍｉｄａｓａ Ｓｔｒｕ
ｃｔｕｒｅ ｆｏｒ Ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ Ｃｏｍｐｕ
ｔａｔｉｏｎ）」。

【０００９】バートのピラミッド算法は特殊なサンプリ
ング法を用いて比較的高解像度の原画像をＮ個の位階の
（Ｎは複数の整数）各別の成分画像（それぞれ原画像の
空間周波数の異るオクターブで構成されるラプラス画
像）と残余のガウス画像（最低オクターブの成分ラプラ
ス画像の全空間周波数を含む）に分解するもので、その
「ピラミッド」という用語は各成分画像の各位階の空間
周波数とサンプル密度が最高オクターブの成分画像から
最低オクターブの成分画像に進むほど連続的に低下する
ことに関係している。

【００１０】このバートのピラミッド算法の第１の利点
は、もとの高解像度の画像をエーリアシングによる擬似
空間周波数の導入なく成分画像と残留画像から合成し得
ることであり、第２の利点は、成分画像の各位階の１オ
クターブの空間周波数帯域幅が上述の人の視覚系の特性
に合うことである。これによって成分画像の各位階のそ
れぞれの空間周波数を、それぞれ異る独立の方法（すな
わち他のすべての成分画像を著しく害する１つの成分画
像の信号処理を全くせずに）選択的に処理または改変し
て、その処理された成分画像から引出された合成画像に
その他の若干の所要効果を生ずると共にこれを増強する
ことが可能になる。この所要の効果の１例が上記論文
「画像モザイクに応用される多分解スプライン」に詳述
された多分解スプライン技法である。

【００１１】バートのピラミッド算法は今まで一般用デ
ジタル電算機により非実時間で実行されて来た。原画像
の各画素サンプルのレベルは電算機の各アドレス位置に
記憶された多ビット（例えば８ビット）数で表される。
例えば２つの次元のそれぞれが２⁹ ＝５１２の画素サン
プルで構成された比較的高解像度の２次元の原画像は、
その原画像を構成する各画素サンプルのレベルを表わす
多ビット数のそれぞれを記憶する記憶位置が２¹⁸＝２６
２１４４の大型記憶装置を要する。

【００１２】記憶位置に記憶された原画像はバートのピ
ラミッド算法に従ってデジタル電算機で処理することが
できる。この処理は所定の核重み関数（カーネル・ファ
ンクション）による画素サンプルのたたみ込み、サンプ
ルの減殺、内挿によるサンプルの拡張、サンプルの減算
のような段階の反復実施がら成っている。核関数（１次
元またはそれ以上）の大きさは全画像の各次元の大きさ
に比較して（画素の数からして）小さい。画素の部分領
域すなわちウインドー（大きさは核関数と等しく、各画
素の周りに順次対称的に配置されている）に核重み関数
を乗じ、たたみ込み演算で合計する。

【００１３】核重み関数はたたみ込まれる画像の多次元
空間周波数の低域濾波器として動作するように選ばれ
る。核関数により各次元に与えられる低域濾波器特性の
公称「遮断周波数」（濾波器技術では「コーナー周波
数」または「プレーク周波数」としても知られている）
は、たたみ込まれる信号のその次元の問題の最高周波数
の実質的１／２になるように選ばれる。この低域濾波器
特性は与えられた遮断周波数で「ブリック・ウオール」
ロールオフを持つ必要はないが、比較的漸進的ロールオ
フを持つことがあり、この場合公称遮断周波数は漸進的
ロールオフの予め選ばれたある減衰の値（例えば３ｄ
Ｂ）が生ずる周波数として定義される。

【００１４】バートのピラミッドは漸進的ロールオフ低
域濾波器特性によって生ずる擬似周波数のエーリアシン
グによる導入を本来補償するから、さらに緩かなロール
オフ特性を持つ濾波器を用いることができる。たたみ込
まれた画像は、たたみ込まれた画素を１つおきに遂次考
えられる画像の各次元において実効上抜き取ることによ
りデシメート（縮小、便宜上以下では間引きという）さ
れ、これによってその各次元におけるたたみ込まれた画
像の画素数が１／２だけ減じられる。画像は通常２次元
画像であるから、たたみ込まれて間引きされた画像はそ
の間引き前の画像に含まれる画素の数の僅か１／４で構
成されている。このたたみ込まれて間引きされた画像
（これをガウスの画像と呼ぶ）は第２の記憶装置に記憶
される。

【００１５】記憶された原画像の画素サンプルから始ま
って、上述のたたみ込み間引き（ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏ
ｎ−ｄａｃｉｍａｔｉｏｎ）手順がＮ回（Ｎは複数整
数、すてわち２または２より大きな任意の整数）反復さ
れ、もとの高解像度の画像と解像度の低下したＮ個のガ
ウスの追加画像の位階ピラミッドから成る（Ｎ＋１）個
の画像を生ずる。ここで各追加画像の各次元の画素サン
プルの数（サンプル密度）はその直前の画像の各次元の
画素サンプル数の僅か１／２である。もとの高解像度の
記憶画像をＧ₀ で表わすと、記憶されたＮ個の追加画像
の位階はそれぞれＧ₁ ないしＧ_N で表わされ、これらＮ
個の追加画像の画素サンプルの遂次減少する数がＮ個の
記憶装置にそれぞれ各別に記憶される。従って記憶され
た原画像を加えると合計（Ｎ＋１）個の記憶装置があ
る。

【００１６】バートのピラミッド算法の非実時間実行に
よると、次の演算手順によって各次元の各記憶Ｇ₁ 画素
サンプル対の間に内挿値の追加サンプルが発生され、こ
れによって低下した記憶画像Ｇ₁ のサンプル密度がもと
の記憶画像Ｇ₀ のサンプル密度まで拡大される。この拡
大画像Ｇ₁ の各画素サンプルのデジタル値を、次に原画
像Ｇ₀ の対応する画像サンプルの記憶デジタル値から差
引いて、差画像（ラプラスの画像として知られる）を生
成する。原画像Ｇ₀ と同じサンプル密度を持つこのラプ
ラスの画像（Ｌ₀ で表わす）は、ｆ₀ ／２からｆ₀ まで
のオクターブ内の原画像に含まれる空間周波数と、しば
しばＧ₁ 画像の低下したサンプル密度の導出と、原画像
Ｇ₀ のそれにサンプル密度を拡大するときに生ずる内挿
値サンプルの導入に用いられた間引き段階によりそれぞ
れ生ずる情報の損失に対応する小さい低空間周波数誤差
補償成分とからなる。このラプラスの画像Ｌ₀ は次に
（Ｎ＋１）個のピラミッド記憶装置の第１番目のものに
原画像に代って記憶される。

【００１７】同様にしてこの手順を反復することによ
り、追加の（Ｎ−１）個のラプラスの画像Ｌ₁ ないしＬ
_N-1 から成る位階が導出され、ガウスの画像Ｇ₁ ないし
Ｇ_N-1が記憶されている追加の（Ｎ−１）個の記憶装置
の各対応するものに書込まれる（これによって記憶装置
内のガウスの画像Ｇ₁ ないしＧ_N-1 が置換される）。ガ
ウスの画像Ｇ_N （サンプル密度最低）はその対応する記
憶装置でラプラスの画像と置換されず、原画像に含まれ
た最低空間周波数（すなわちＬ_N-1 オクターブ未満のも
の）で構成されるガウスの残像としてその記憶装置に残
る。

【００１８】バートのピラミッド算法によると、記憶さ
れた残像Ｇ_N を画像Ｌ_N-1 のサンプル密度に拡大し、こ
れを記憶されたラプラスの画像Ｌ_N-1 に加えて和画像を
作り、さらにこの和画像を拡大してラプラスの画像Ｌ
_N-2 に加えるという手順を、全ラプラスの画像の和と残
像とによってもとの高解像度の画像が合成されるまで行
う反復演算法により、エーリアシングなく原画像を回復
することができる。また、１個以上の原画像をＮ個のラ
プラス画像とガウス残像に分解した後、これから完全な
高解像度の画像を合成する前に、任意所要の特殊画像処
理または改変段階（例えばスプライニング）を導入する
こともできる。

【００１９】電算機処理によるバートのピラミッド算法
の非実時間実行は固定画像情報の処理には有効である
が、時間的に連続変化し得る遂次発生画像の列（例えば
テレビジョン画像の連続映像フレーム）の分解には適用
できない。このような時間的に変化する遂次発生画像の
分解には、この発明によって与えられるようなバートの
ピラミッド算法の実時間実行を必要とする。

【００２０】

【発明の概要】詳言すれば、この発明は与えられた時間
（ｔｅｍｐｏｒａｌ）信号の情報成分の周波数スペクト
ルを実時間で分解するためにパイプライン構成を用いた
信号処理装置に関連して使用するに適した信号合成のた
めの処理装置に関するものである。その周波数スペクト
ル中の処理対象である（関心のある）最高周波数はｆ₀
であり、またその与えられた時間信号の情報成分は次元
数の与えられた情報に対応する。この装置は序数順に並
べられたＮ個の各別のサンプルされた信号の群（セッ
ト）の中継手段（Ｎは複数整数、すなわち２または２よ
り大きな整数）を含み、その各中継手段が第１および第
２の入力端子と第１および第２の出力端子を有する。

【００２１】この手段群の第１の中継手段の第１の入力
端子は与えられた時間信号を受信するように結合され、
第２ないし第Ｎの中継手段の各第１の入力はそれぞれの
直前の中継手段の各第１の出力端子に結合されて、第２
ないし第Ｎの各中継手段がその信号をそれぞれの直後の
各中継手段に送るようになっている。また各中継手段の
第２の入力端子は各別のサンプリングクロック信号を受
信するように結合され、この構成によって各中継手段は
その第１および第２の出力端子にそれに印加されたクロ
ック信号のサンプリング周波数に等しい周波数で信号を
発生する。

【００２２】さらに各中継手段は、その第１の入力端子
と第１の出力端子の間で、その第１の入力端子に印加さ
れた信号の情報成分に対する低域通過伝達関数を呈す
る。この各中継手段の低域通過伝達関数はその中継手段
の第２の入力に印加されたクロック信号のサンプリング
周波数の直接関数（独立変数の値が増大（または減少）
するとき従続変数の値が増大（または減少する形の関数
を意味する）すなわち単調関数である公称遮断周波数を
有する。その中継手段群の第１の中継手段の第２の入力
端子に印加されるクロック信号は、（ａ）ｆ₀ の２倍
で、（ｂ）上記情報成分にその第１の中継手段の低域通
過伝達関数に対するｆ₀ 未満の公称遮断周波数を与える
ようなサンプリング周波数を有する。

【００２３】またその手段群の第２ないし第Ｎの中継手
段の各第２の入力端子に印加されるクロック信号は、
（ａ）それぞれの中継手段の直前の中継手段の第２の入
力端子に印加されるクロック周波数より低く、（ｂ）そ
の第１の入力端子に印加された情報成分の最高周波数の
２倍に少なくとも等しく、（ｃ）その直前の中継手段の
公称遮断周波数より低い公称遮断周波数をその低域通過
伝達関数に与えるようなサンプリング周波数を有する。
各中継手段の第２の出力端子に引出された信号は、その
第１の入力端子に印加される情報成分とその第１の出力
端子に引出される情報成分の直接関数との差に対応す
る。

【００２４】この発明の信号処理装置により処理された
与えられた時間信号の情報成分は、例えば２次元のそれ
ぞれにおいて直線的に走査されたテレビジョン画像の連
続フレームのそれぞれの２次元空間周波数成分に対応す
ることもあるが、これに限らない。一般にこの発明の関
連する技術は空間周波数または非空間周波数の信号源か
らその信号源の特性に関係なく１またはそれ以上の次元
で引出された信号の周波数スペクトルの分解に有用で、
従って、例えばテレビジョン画像のような２次元の視覚
画像源の上に、音声、レーダ、地震記録計、ロボット等
の信号源から引出される１次元、２次元、３次元または
それ以上の多次元の複合信号の分解に有用である。しか
し、この発明はパイプライン構成を用い、分解された信
号群に応じてその複合信号を実時間で合成する信号処理
装置を対象としたものである。

【００２５】

【推奨実施例の説明】図１において、序数順に並べられ
た１群の抽出信号（サンプルされた信号）中継手段１０
０−１ないし１００−Ｎ（Ｎは複数整数）はそれぞれ２
つの入力端子と２つの出力端子を有し、情報を画定する
与えられた時間（ｔｅｍｐｏｒａｌ）信号Ｇ₀ が第１の
中継手段１００−１の２つの入力端子の第１のものに入
力として印加される。時間信号Ｇ₀ は（音声または映像
信号のような）連続アナログ信号またはサンプリングさ
れたアナログ信号とすることができるが、後者の場合、
各サンプルレベルを直接振幅レベルで表わすことも（す
なわち時間信号Ｇ₀ を中継手段１００−１の第１の入力
端子に印加する前に図１にないアナログ・デジタル変換
器に各サンプルの振幅レベルを通すことにより）間接的
にデジタル数で表わすこともできる。Ｇ₀ の周波数スペ
クトルは０（すなわち直流）から周波数ｆ₀ までの範囲
（すなわち与えられた次元数の情報に対応する処理対象
である全周波数を含む範囲）を含んでいる。換言すれば
Ｇ₀ はｆ₀ より高い周波数を含まない予め濾波された信
号である。

【００２６】この場合、中継手段１００−１のクロック
周波数２ｆ₀ はｆ₀ の周波数成分全部に対するナイキス
ト規準を満足する。しかし、Ｇ₀ は、ｆ₀ より高い対象
外の若干の周波数成分を含むこともある。この後者の場
合はナイキスト規準が満足されず、若干のエーリアシン
グが起るが、実際の観点から見ると、このようなエーリ
アシングは好ましくないが、（大き過ぎない限り）許容
し得ることも多い。

【００２７】図１において、他の各中継手段１００−２
‥‥１００−Ｎの第１の入力端子はその直前の各中継手
段の２つの出力端子の第１のものに結合されている。す
なわち、信号中継手段１００−１の第１の出力端子が中
継手段１００−２の第１の入力端子に、中継端子１００
−２の第１の出力端子が図示されない中継手段１００−
３の第１の入力端子に結合され、‥‥同様に図示のない
中継手段１００−（Ｎ−１）の第１の出力端子が中継手
段１００−Ｎの第１の入力端子に結合されている。この
ようにして図１に示す信号処理装置は中継手段群の各中
継手段の相互結合にパンプライン構成を用いている。

【００２８】各中継手段１００−１、‥‥１００−Ｎの
２つの入力端子の第２のものには各別のサンプリング周
波数クロックが印加される。詳言すれば、中継手段１０
０−１はその第２の入力としてサンプリング周波数クロ
ックＣＬ₁ が印加され、中継手段１００−２はその第２
の入力としてサンプリング周波数クロックＣＬ₂ が印加
され、‥‥中継手段１００−Ｎはその第２の入力として
サンプリング周波数クロックＣＬ_N が印加される。各ク
ロック周波数の相互に対する相互値ＣＬ₁ 、ＣＬ₂ ‥‥
ＣＬ_N は図１に示すように拘束されており、この拘束の
意味を次に詳述する。また図１では、中継手段１００−
１はその第２の出力端子に第２の出力信号Ｌ₀ を引出
し、同様に他の中継手段１００−２‥‥１００−Ｎはそ
れぞれその第２の出力端子に第２の出力信号Ｌ₁ 、‥‥
Ｌ_N-1 を引出す。

【００２９】この各中継手段１００−１、‥‥１００−
Ｎはその特殊内部構造に関係なくそれぞれの第１の入力
端子と第１の出力端子の間にその第１の入力端子に印加
された入力信号の情報成分の周波数スペクトルに対する
低域通過伝達関数を呈するブラックボックスと見ること
ができる。またこの各中継手段１００−１、１００−
２、１００−Ｎの低域通過伝達関数は、その第２の入力
端子に印加されるサンプリング周波数の直接関数である
公称遮断周波数を持つロールオフを有する。上述のよう
に、バートのピラミッドの場合はそのロールオフが「ブ
リック・ウオール」でなく漸進的である。

【００３０】詳言すれば、中継手段１００−１はその第
１の入力端子に上述の入力信号Ｇ₀を印加されるが、そ
のＧ₀ の周波数スペクトルの中の処理対象である最高周
波数はｆ₀ より高くない。また中継手段１００−１の第
２の入力端子に印加されるサンプリングクロックの周波
数ＣＬ₁ は２ｆ₀ に等しい（すなわちＧ₀ の周波数スペ
クトル内の処理対象である全周波数に対してナイキスト
規準を満足する周波数を有する）。

【００３１】この条件で、中継手段１００−１の第１の
入力端子と第１の出力端子の間の低域通過伝達関数は、
Ｇ₀ の周波数スペクトル内のｆ₁ より大きくない（但し
ｆ₁＜ｆ₀ ）周波数だけが中継手段１００−１の第１の
出力端子に通過するようになっており、これによって中
継手段１００−１の第１の出力端子には本来Ｇ₀ の周波
数スペクトルの下部で構成される（その低域通過伝達関
数の特定の特性で決まる）周波数スペクトルを有する出
力信号Ｇ₁ が引出される。この信号Ｇ₁ は次に中継手段
１００−２の第１の入力端子に入力として印加される。

【００３２】図１に示すように、（中継手段１００−２
の第２の入力端子に印加される）サンプリング周波数は
２ｆ₀ （クロックＣＬ₁ のサンプリング周波数）より低
いが、少くとも２ｆ₁ （Ｇ₁ の周波数スペクトルの最高
周波数ｆ₁ の２倍）に等しい。従ってクロックＣＬ₂ の
サンプリング周波数は、中継手段１００−１の第１の入
力端子に印加されるＧ₀ の周波数スペクトル内に存在し
ている可能性のある処理対象である最高周波数ｆ₀ に対
するナイキスト規準を満足するほど充分高くはないが、
その直後の中継手段１００−２の第１の入力端子に印加
されるＧ₁ の周波数スペクトルに対するナイキスト規準
を満足するにはなお充分である。この関係の形式（中継
手段の正規の位置が高いほど、その中継手段の第２の入
力端子に印加されるクロックのサンプリング周波数が低
くなる）が一般に適用される。

【００３３】詳言すると、中継手段１００−２、‥‥１
００−Ｎのそれぞれの第２の入力端子に印加されるクロ
ックのサンプリング周波数は、（ａ）その中継手段の直
前の中継手段の第２の入力端子に印加されるクロックよ
り低く、（ｂ）その第１の入力端子に印加される信号の
情報成分の最高周波数の２倍に少なくとも等しく、
（ｃ）その低域通過伝達関数に対する公称遮断周波数を
その直前の中継手段のそれより低い値に低減する。従っ
て中継手段１００−２の第２の出力端子に生ずる信号Ｇ
₂ の最高周波数ｆ₂ はｆ₁ より低く、‥‥最後に、（中
継手段１００−Ｎの出力端子に生ずる）信号Ｇ_N の周波
数スペクトルの最高周波数ｆ_N は（中継手段１００−Ｎ
の直前の図示されない中継手段の第１の出力端子に現れ
て中継手段１００−Ｎの第１の入力端子に印加される）
信号Ｇ_N-1 の周波数スペクトルの周波数ｆ_N-1 より低
い。

【００３４】再び中継手段１００−１、‥‥１００−Ｎ
のそれぞれをブラックボックスと見ると、各中継手段１
００−１、‥‥１００−Ｎの第２の出力端子に引出され
る各出力信号Ｌ₀ 、‥‥Ｌ_N-1 はその中継手段の第１の
入力端子に印加される信号の情報成分とその中継手段の
第１の出力端子に引出される信号の情報成分の直接関数
との差に対応する。従って図１に示すようにＬ₀ は差Ｇ
₀ −ｇ（Ｇ₁ ）に等しい（または少くともそれに対応す
る）。但しｇ（Ｇ₁ ）は、Ｇ₁ 自体がＧ₁ のある特定の
直接関数である。同様にして、Ｌ₁ がＧ₁ −ｇ（Ｇ₂ ）
に等しく、（または少くともそれに対応し）、‥‥Ｌ
_N-1 がＧ_N-1 −ｇ（Ｇ_N ）に等しい（または少くともそ
れに対応する）。

【００３５】一般に各サンプリングクロック周波数
ｆ₀ 、‥‥ｆ_N-1 の相対値に対する唯一の制限は図１に
示す通りであるが、普通は各中継手段１００−１、‥‥
１００−Ｎの第２の入力端子に印加されるサンプリング
クロック周波数の値を、各比ＣＬ₂ ／ＣＬ₁ 、ＣＬ₃ ／
ＣＬ₂ ‥‥ＣＬ_N ／ＣＬ_N-1 が１／２（または分解され
る信号の情報成分の次元数に従って１／２の整数乗）に
等しくなるように指定するのが便利である。

【００３６】これによって、もとの信号Ｇ₀ の周波数ス
ペクトルの分解出力がラプラスの成分信号Ｌ₀ 、‥‥Ｌ
_N-1 の各別の並列周波数通過帯域に分割され、（サンプ
リング密度の低下によって生ずる信号情報の損失または
擬似エーリアシング周波数成分の追加によるすべてのサ
ンプリングク誤差を無視すると）それぞれの帯域幅が情
報成分の各次元に対して１オクターブで、その特定のオ
クターブ内に入る原信号Ｇ₀ の周波数スペクトル内にあ
る周波数しか含まない。このとき最低オクターブのラプ
ラス成分信号Ｌ_N-1 より低い原信号Ｇ₀ の周波数スペク
トルの周波数は分解出力の残留ガウス信号Ｇ_N に含まれ
る。

【００３７】一般にＮは２またはそれ以上の任意の所定
値を持つ複数整数であるが、そのＮの所定値が比較的小
さくても、原信号Ｇ₀ の周波数スペクトルの各次元にお
ける問題の全周波数を充分高い解像度で充分分解し得る
ような形式の情報がある。例えば、可視像の場合はＮの
値が７で充分なことがしばしば見られ、この場合残留信
号Ｇ_N の各次元の周波数が原信号の周波数スペクトルＧ
₀ の、処理対象最高周波数ｆ₀ の１／１２８（１／
２⁷ ）より低い。

【００３８】図２は図１のパイプライン群の各抽出信号
中継手段１００−１、‥‥１００−Ｎの第１種のデジタ
ル実施例を一般化形式で示す。図において中継手段群１
００−１、‥‥１００−（Ｎ−１）中の任意の１つの第
１種の実施例を１００_a −Ｋで表わし、その中継手段の
直後の第１種の実施例を１００_a −（Ｋ−１）で表わ
す。

【００３９】中継手段１００_a −Ｋはｍタップデジタル
たたみ込み濾波器１０２（ｍは３またはそれ以上で好ま
しくは奇数である複数整数）と、デシメータ（縮小器、
以下では間引き器という）１０４と、拡大器１０６と、
ｎタップデジタル内挿濾波器１０８（ｎは３またはそれ
以上で好ましくは奇数である複数整数）と、遅延器１０
９と、減算器１１０とを含んでいる。この各素子１０
２、１０４、１０６、１０８、１０９、１１０の各制御
入力としてサンプリング周波数のクロックＣＬ_K（すな
わち図１で中継手段群１００_a −Ｋの各中継手段の第２
の入力端子に印加されるクロック）が印加される。

【００４０】中継手段１００_a −Ｋの第１の入力端子に
印加される信号Ｇ_K-1 はたたみ込み濾波器１０２の入力
として印加されると共に、遅延器１０９を介して減算器
１１０の入力として印加される。図２に示すサンプル密
度は情報信号の次元当りのサンプル密度で、すなわち信
号Ｇ_K-1 の各情報信号次元のサンプル密度は中継手段１
００_a −ＫのクロックＣＬ_K のサンプリング周波数によ
り時間領域内に配置されている。従ってＧ_K-1 を構成す
る各サンプルは濾波器１０２により処理される。たたみ
込み濾波器１０２の目的は（図１について上述したよう
に）その入力信号Ｇ_K-1 の最高周波数に対してその出力
信号Ｇ_K の最高周波数を低減することであるが、図２に
示すように濾波器１０２の出力のサンプル密度はなおＣ
Ｌ_K のサンプリング周波数である。

【００４１】濾波器１０２の出力は間引き器（ｄｅｃｉ
ｍａｔｏｒ）１０４の入力として印加される。間引き器
１０４は濾波器１０２からその入力に印加された各次元
の連続するサンプルのうちの若干だけ（全部でない）を
その出力に送る。従って間引き器１０４の出力における
各次元のサンプル密度はその入力におけるその次元のサ
ンプル密度より低下している。詳言すれば、図２（ａ）
に示すように、縮小器１０４の出力の各次元のサンプル
密度ＣＬ_K+1 は、その直後の中継手段１００_a−（Ｋ＋
１）の第２の入力端子に印加されるサンプリング周波数
の低減されたクロックＣＬ_K+1 によって画定される低い
周波数で時間領域に配置することができる。

【００４２】またこの時間領域内に配置された間引き器
１０４の出力の信号Ｇ_K の各次元の低下したサンプル密
度が、その直後の中継手段１００_a −（Ｋ＋１）の第２
の入力端子に印加されるサンプリング周波数クロックＣ
Ｌ_K+1 と同相で生ずる。図２において、間引き器１０４
のＧ_K 出力信号（中継手段１００_a −Ｋの第１の出力端
子の信号を含む）は直後の中継手段１００_a −（Ｋ＋
１）の第１の入力端子に印加される。従って、中継手段
１００_a −（Ｋ＋１）の第１の入力のＧ_K のサンプルの
低下サンプリング密度と、その第２の入力端子の低下サ
ンプリング周波数クロックＣＬ_K+1 の等時性関係は、
（上述の）中継手段１００_a −Ｋの第１の入力端子のサ
ンプルの高いサンプリング密度と第２の入力端子の高い
サンプリング周波数のクロックＣＬ_K の等時性関係と同
様である。

【００４３】間引き器１０４の推奨実施例は信号情報の
各次元においてその次元のその入力のサンプル密度を１
／２だけ減ずる働らきをするものであるが、これに限る
ことはない。この場合間引き器１０４は各次元において
その入力のサンプルを１つおきに出力に送る働らきをす
る。従って１次元信号情報に対してはサンプル密度ＣＬ
_K+1 がサンプル密度ＣＬ_K の（１／２）¹ すなわち１／
２であり、２次元信号情報の場合は２つの次元のそれぞ
れに対するサンプル密度ＣＬ_K+1 が１／２で、（１／
２）² すなわち１／４の２次元サンプル密度を与える。

【００４４】Ｇ_K のベースバンド周波数スペクトルは間
引き器１０４の入力と出力で同じであるが、間引き器１
０４の出力の信号のサンプル密度が低くなると、その入
力に印加されたサンプル密度Ｇ_K の高い信号に存在する
位相情報がある程度失われる。間引き器１０４の出力は
直後の中継手段の第１の入力端子に印加されると共に、
拡大器１０６の入力にも印加される。拡大器１０６は間
引き器１０４の出力からのサンプルがないクロックＣＬ
_K の各サンプル位置にナル（零レベルを表わすデジタル
数）を追加サンプルとして挿入する働らきをする。これ
によって拡大器１０６の出力のサンプル密度は間引き器
１０４の入力のサンプル密度に復元される。

【００４５】各次元のサンプル密度が１／２だけ減じら
れる推奨事例では、拡大器１０６は各次元において間引
き器１０４の出力のその次元の各隣接サンプル対間にナ
ルを挿入する。拡大器１０６はその入力に対して出力の
サンプル密度を上げるが、入力に対して出力のＧ_K 信号
情報を変えることはない。しかしナルの導入はサイドバ
ンド周波数スペクトルＣＬの高調波として生ずるベース
バンドＧ_K 信号情報の像または複写を加える効果を有す
る。

【００４６】拡大器１０６の出力の信号Ｇ_K は内挿濾波
器１０８を通る。この内挿濾波器１０８はベースバンド
Ｇ_K 信号を通すが、側波帯周波数スペクトルＣＬ高調波
を阻止する低域濾波器である。従って濾波器１０８は零
値のナルサンプルをそれぞれを取巻く情報を持つサンプ
ルの値で置換する働らきをする。この内挿値サンプルの
効果は情報を持つサンプルの包絡線をより高い解像度で
画定することである。内挿濾波器１０８はこのようにし
て拡大器１０６の出力の信号Ｇ_K のベースバンド以上の
高周波数成分を実質的に除去するが、その出力のＧ_K 内
挿信号に間引き器１０４の出力の低サンプル密度Ｇ_K 信
号にすでに存在していない情報は全く追加せず、また追
加できない。換言すれば、拡大器１０６はＧ_K 信号の各
次元における低下したサンプル密度をたたみ込み濾波器
１０２の出力のＧ_K 信号の各次元におけるサンプル密度
に戻す働らきをする。

【００４７】減算器１１０は内挿濾波器１０８の出力に
生ずるＧ_K 信号を中継手段１００_a−Ｋの第１の入力端
子に供給されてたたみ込み濾波器１０２の入力として印
加されると共に遅延器１０９を介してその減算器１１０
に印加されるＧ_K-1 信号から差引く働らきをする。遅延
器１０９はたたみ込み濾波器１０２、間引き器１０４、
拡大器１０６および内挿濾波器１０８によって与えられ
る全遅延に等しい遅延を与える。従って減算器１１０の
入力に印加される２つの信号はその各次元において同じ
サンプル密度ＣＬ_K を有し、その遅延も相等しいため、
減算器１１０はそのＧ_K 信号入力の各サンプルのデジタ
ル数で表されるレベルをそのＧ_K-1 入力の対応サンプル
のデジタル数で表されるレベルから差引くことになる。
このようにして減算器１１０の出力は中継手段１００_a
−Ｋの第２の出力端子に取出されるラプラス信号Ｌ_K-1
を構成する。

【００４８】減算器１１０に印加される信号Ｇ_K にも存
在しないＧ_K-1 の信号成分だけが減算器１１０の出力の
ラプラス信号Ｌ_K-1 に存在することになるが、この成分
の第１のものはＧ_K-1 信号の周波数成分のたたみ込み濾
波器１０２の通常帯域より上の高周波部分から成り、従
って例えば中継手段１００_a −Ｋが図１の中継手段１０
０−１に対応するときは、Ｌ_K-1 （Ｌ₀ ）の第１の成分
が、Ｇ_K-1 （Ｇ₀ ）の周波数スペクトルの通過帯域ｆ₁
〜ｆ₀ 内の周波数を含む。

【００４９】しかし減算器１１０のラプラス出力Ｌ_K-1
はまたこの成分に加えてたたみ込み濾波器１０２の出力
のサンプル密度の高いＧ_K 信号に存在するが間引き過程
（上述）で失われる位相情報に実質的に対応するたたみ
込み濾波器１０２の通過帯域内の周波数から成る誤差補
償用の第２の成分を含んでいる。従ってこの直後の中継
手段１００_a −（Ｋ＋１）の第１の入力端子に送られる
サンプル密度の低い（縮小された）Ｇ_K 信号の失われた
位相情報は、中継手段１００_a −Ｋの第２の出力端子に
取出されるラプラス信号Ｌ_K-1 に実質的に保持されてい
る。

【００５０】各中継手段１００−１、‥‥１００−Ｎは
図２の中継手段１００_a −Ｋの構成を持ち、この場合、
この中継手段群の最後の中継手段１００−Ｎの第１の出
力端子に取出される分解出力の残留信号Ｇ_K の各次元の
サンプル密度は、その第１の入力に印加されるＧ_N-1 信
号の各次元のサンプル密度より小さい（１／２が好まし
い）。しかし、定義により中継手段１００−Ｎの次には
中継手段がないため、大抵の用途では（圧縮データ伝送
用を除く）残留信号Ｇ_N のサンプル密度が中継手段１０
０−Ｎの第１の入力端子に印加されるＧ_N-1 信号のサン
プル密度より小さいことが肝要である。従ってこの場合
は、最後の中継手段１００−Ｎが、中継手段１００_a −
Ｋの全構体を含むのではなく、図４に示すような構成を
（第１種の中継手段群の各中継手段１００−１、‥‥１
００−（Ｎ−１）はなお中継手段１００_a −Ｋのように
構成されているが）持つこともできる。

【００５１】図４では、たたみ込み濾波器１０２の（そ
の各次元のサンプル密度がそのたたみ込み濾波器１０２
の入力に印加されるＧ_N-1 信号と同じ）Ｇ_N 信号出力は
間引き器を通過しないが、第１種の中継手段群の最後の
中継手段１００_a −Ｎの残留Ｇ_N 出力信号として直接供
給される。この場合は縮小がないため、拡大や内挿の必
要がなく、従ってたたみ込み濾波器１０２の出力のＧ_N
信号が減算器１１０のＧ_N 入力として直接印加される。
換言すれば、図４の中継手段１００_a −Ｎの構成は図２
の中継手段１００_a −Ｋとは異り、間引き器１０４、拡
大器１０６、内挿濾波器１０８がない。この場合遅延器
１０９はたたみ込み濾波器１０２の導入する遅延に等し
い遅延だけを与える。

【００５２】図２（または代りとして図２と図４）に示
す第１種のものは、バートのピラミッド算法を実時間で
実行する。その最有用形式は、そのバートのピラミッド
算法により引出された分解出力の各ラプラス成分の帯域
幅がその各次元において１オクターブのものであること
は言うまでもない。このバートのピラミッド算法の最有
用形式は、図２の実時間実行において各次元のサンプリ
ング周波数クロックＣＬ_K+1 をその次元のサンプリング
周波数クロックＣＬ_K の１／２にすることにより得られ
る。

【００５３】次にバートのピラミッドの代用として他の
形式の位階ピラミッドを引用する。この代用ピラミッド
は「濾波減算間引き（以後ＦＳＤと呼ぶ）」ピラミッド
と呼ばれるもので、これはバートのピラミッドの所要特
性のあるものを欠いているが、バートのピラミッドにな
い好ましい特性を有する。例えばバートのピラミッドの
（ＦＳＤピラミッドにない）好ましい特性は再生原信号
の合成において分解出力のラプラス成分と残留成分のそ
れぞれに存在する擬似エーリアシング周波数が補償され
ることであるが、用途によっではＦＳＤピラミッドの方
が必要なハードウエアが少く、そのため実行経費が低
い。

【００５４】パイプライン技法を用いたこの発明の信号
処理装置はまたＦＳＤピラミッドを実時間で実行するた
めにも有用である。このＦＳＤピラミッドは（バートの
ピラミッドに用いられる上述の中継手段１００_a −Ｋの
ような段の代りとして）図３に示す１００_b −Ｋのよう
な中継手段または段を用いた図１の各サンプル信号中継
手段１００−ａ、‥‥１００−Ｎの第２種の構成を含ん
でいる。図３の中継手段１１０_b −Ｋは、図１の中継手
段１００−１、‥‥１００−（Ｎ−１）のそれぞれが図
３の１００_b −Ｋや１００_b −（Ｋ＋１）のような中継
手段を用いる上記第２種のデジタル型実施例を示す。ま
た図３の中継手段１００_b −（Ｋ＋１）は中継手段１０
０_b −Ｋの直後の中継手段１００−１、‥‥１００Ｎの
１つを表わす。

【００５５】図３に示すように、中継手段１００_b −Ｋ
はｍタップデジタルたたみ込み濾波器１０２、間引き器
１０４、遅延器１０９および減算器１１０だけで構成さ
れている。図３に示す第２種の中継手段１００_b −Ｋの
構成は第１種の中継手段１００_a −Ｋ（図２）の構成
と、（サンプル密度ＣＬ_K の）Ｇ_K-1 信号が濾波器１０
２の入力として印加されると共に遅延器１０９を介して
減算器１１０の入力に印加される点と、（同様にサンプ
ル密度ＣＬ_K の）出力信号Ｇ_K が間引き器１０４を通っ
てそのサンプル密度を各次元についてＣＬ_K+1 まで低減
され、このサンプル密度の低下したＧ_K 信号がその直後
の中継手段１００_b −（Ｋ＋１）の第１の入力端子に印
加される。

【００５６】第２種の中継手段１００_b −Ｋが第１種の
中継手段１００_a −Ｋと異る点は、減算器１１０のＧ_K
入力に濾波器１０２の出力から間引き器１０４の入力に
印加される（各次元の）サンプル密度がＣＬ_K のＧ_K 信
号が直接印加されることである。すなわち、間引き器１
０４の出力の（各次元の）サンプル密度がＣＬ_K+1 に低
下したＧ_K 信号を用いる第１種の中継手段１００_a −Ｋ
と異っている。このように第１種のものはＧ_K 信号が減
算器１１０のＧ_K 入力に印加される前にそのサンプル密
度を（各次元において）ＣＬ_K に復原するために拡大器
１０６と内挿濾波器１０８を要する。

【００５７】第２種の中継手段１００_b −Ｋの減算器１
１０のＧ_K 入力は間引きされたサンプル密度の信号源か
ら取出されないため、中継手段１００_b −Ｋの構成に拡
大器１０６と内挿濾波器１０８は不要である。従って図
３では遅延器１０９がたたみ込み濾波器１０２の導入し
た遅延に等しい遅延だけを与える。また、減算器１１０
の出力Ｌ_K-1 はこれもたたみ込み濾波器１０２の出力の
Ｇ_K 信号に存在しないＧ_K-1 信号の周波数スペクトルの
比較的高周波の成分だけから構成される。第２種の構成
によると、その最後の中継手段１００−Ｎは中継手段１
００_b −Ｋの構成でもよいが、また図４の構成をとるこ
ともできる。

【００５８】図２および図３に示す第１種および第２種
の実施例はデジタル式の実施例で、アナログ・デジタル
変換器を最初に用いてアナログ信号を通常多ビット２進
数で表されるデジタルレベルのサンプルに変換するが、
この発明の第１種および第２種のどちらがデジタル形式
で実施されるかは重要でない。電荷結合装置（以後ＣＣ
Ｄと呼ぶ）を用いた抽出信号中継手段は当業者に公知で
ある。例えば、分割ゲート型濾波器のようなＣＣＤ横型
濾波器をたたみ込み濾波器や内挿濾波器として設計する
ことができる。ＣＣＤ信号は一連の個別サンプルで構成
されるが、各サンプルはアナログ振幅レベルを持つた
め、この発明はデジタル形式かアナログ形式のどちらで
も実行することができる。

【００５９】タップ付き濾波器の濾波特性は、タップ
数、タップ間の有効遅延、各タップに個別に与えられた
各重み係数の指定されたレベルと極性のような因子に依
存する。説明のため、たたみ込み濾波器１０２は１次元
５タップ濾波器と仮定する。図５はそれぞれ５つの個別
タっプを有するすべて同極性（図５では正）で指定され
た大きさの重み係数の１例を示す。これはまた各隣接タ
ップ間の有効遅延時間を表わす。詳言すれば図５に示す
ようにこの各隣接タップ間の有効遅延時間は、第１種ま
たは第２種の中継手段１００−１、‥‥１００−Ｎ（図
２、図３、図４）のそれぞれのたたみ込み濾波器１０２
にそれぞれ個別に印加されるサンプリング周波数クロッ
クＣＬ_K により決まる１／ＣＬ_K である。従って各中継
手段１００−２、‥‥１００−Ｎのたたみ込み濾波器１
０２の遅延ＣＬ_K の絶対値は、その直前の中継手段のそ
れより長い。

【００６０】図５において、５つのタっプに属する重み
係数はすべて正極性で、第３タップに関して対称分布し
た指定値レベルを有する。すなわち、図５の例では第３
タっプに対する重み係数が６の指定値を有し、第２およ
び第４タっプに対する重み係数がそれより低い同じ４の
指定値を有し、第１および第５タっプのそれがさらに低
い同じ１の重み係数を有する。この各重み係数の包絡線
２０２が各中継手段１００−１、‥‥１００−Ｎのたた
み込み濾波器１０２の核関数（従ってその周波数部域の
濾波特性の形状）を画定する。すなわち、全サンプル２
００は（１）同極性（第２図では正）で、（２）中央
（第３）のサンプルに関して対称に配置され、（３）そ
のサンプルが中心を外れるほどそのレベルが小さくなる
ため、たたみ込み濾波器１０２は各中継手段１００−
１、‥‥１００−Ｎにおいて低域濾波特性を示す。

【００６１】図５では全重み係数が同極性（正）である
が、これは低域濾波器では肝要でなく、重み係数はその
代数和が０でない限りそのいくつかが逆極性（負）であ
ることも可能である。核関数波形（例えば図５の包絡線
２０２のもの）はその中継手段群の各中継手段の全たた
み込み濾波器１０２について同じであって、そのため相
対低域通過周波数特性（その周波数部域での濾波特性
の）が（重要ではないが）全濾波器１０２について同じ
であることも可能である。

【００６２】しかし、各中継手段の濾波器の低域通過公
称遮断周波数の絶対値は、その濾波器に対するサンプリ
ング周波数周期１／ＣＬ_K に依存するスケーリングを有
し、重み係数のレベル（図３の特定値１、４、６を持つ
必要はない）を適当に選ぶことにより、たたみ込み濾波
器１０２のＧ_K-1 信号入力の最高周波数（またはＧ₀の
場合は問題の可能最高周波数ｆ₀ ）の実質的に１／２の
低域通過公称遮断周波数が、（各次元のサンプル密度が
ＣＬ_K の）たたみ込み濾波器１０２の出力信号Ｇ_K に対
して得られる。この場合、間引き器１０４は各次元にお
いてその次元のサンプルを１つおきに抜き取ることによ
り、Ｇ_K 信号の１次元サンプル密度をＣＬ_K ／２に減じ
るが、（サンプルの包絡線２０２で画定される）Ｇ_K 信
号は（間引き器１０４の出力のサンプル密度が低いため
若干の位相情報が失われるが）間引き器１０４の入出力
で本質的に不変である。

【００６３】次に図１の種属の第１種（図２）を形成す
るバートのピラミッドの実時間実行の若干の推奨実施例
を説明する。図６は（例えば時間変化する任意形式の情
報信号のような）１次元情報を表わす電気信号に対して
動作するスペクトル分解器、スペクトル変換回路および
信号合成器の系統ブロック図である。

【００６４】図６はスペクトル分解されるもとの電気信
号がアナログ形式でアナログ・デジタル（ＡＤ）変換器
３０５に印加されてデジタル化されることを示してい
る。ＡＣ変換器３０５からの抽出（サンプル化された）
デジタル応答をＧ₀ とする。Ｇ₀ の高周波数応答である
高域通過スペクトルＬ₀ が０次分解段３１０で抽出（サ
ンプリング）されてＧ₀ の低域濾波応答のＧ₁ を残す。
このＧ₁ の高周波数部分である帯域スペクトルＬ₁ が１
次分解段３１５で抽出されてＧ₁ の低域濾波応答のＧ₂
を残す。このＧ₂ の高周波数部分である帯域スペクトル
Ｌ₁ より低い帯域スペクトルＬ₂ が２次分解段３２０で
抽出されてＧ₂ の低域濾波応答のＧ₃ を残す。

【００６５】Ｇ₃ の高周波部分である帯域スペクトルＬ
₁ およびＬ₂ より低い帯域スペクトルＬ₃ が３次分解段
３２５で抽出されてＧ₃ の低域濾波応答のＧ₄ を残す。
Ｇ₄の高周波部分である帯域スペクトルＬ₃ より低い帯
域スペクトルＬ₄ が４次分解段３３０で抽出されてＧ₄
の低域濾波応答のＧ₅ を残す。Ｇ₅ の高周波数部分であ
る他の帯域スペクトルより低い帯域スペクトルが５次分
解段３３５で抽出されてＧ₅ の残留低域濾波応答のＧ₆
を残す。この応答Ｇ₆ は実際上原信号Ｇ₀ の６倍低域濾
波応答である。

【００６６】分解段３１０、３１５、３２０、３２５、
３３０、３３５はそれぞれ順次通過帯域が狭い初期低域
濾波段３１１、３１６、３２１、３２６、３３１、３３
６を含み、これらの濾波器３１１、３１６、３２１、３
２６、３３１、３３６の低域通過応答はその入力信号よ
り充分狭いため、次の分解段に送られる前に低い周波数
で再サンプリングされることもある。サンプルの低減は
規則正しくすなわち濾波器３１１、３１６、３２１、３
２６、３３１、３３６にそれぞれ続く間引き回路３１
２、３１７、３２２、３２７、３３２、３３７における
間引きによって行われる。特に有用なオクターブによる
スペクトル分解では、間引き処理によりサンプルが１つ
おきに消去される。

【００６７】各分解段に印加される入力信号の高周波数
部分はその入力信号からその低周波数部分を除去するこ
とにより抽出される。入力信号の間引きされた低周波数
部分は、入力信号より解像度の低いサンプリングマトリ
ックス内にあり、入力信号に対して遅れるという不都合
な問題がある。この問題の最初のものは拡大回路３１
３、３１８、３２３、３２８、３３３、３３８において
低域濾波応答サンプルマトリックス中の欠落サンプル点
にナルを導入し、付随的に導入される擬似高調波スペク
トルを低域濾波することにより消去することにより解決
され、第１の問題は分解段の入力信号をそれから拡大回
路３１３、３１８、３２３、３２８、３３３、３３８に
より拡大された低域濾波応答から減算する前に遅延させ
ることにより解決する。

【００６８】遅延減算処理は分解段３１０、３１５、３
２０、３２５、３３０、３３５の各回路３１４、３１
９、３２４、３２９、３４４、３３９で行われる。（後
述のように、場合によっては各分解段の初期低域濾波器
と遅延減算回路の間に各素子を都合よく割当てることも
できる。） 上述のスペクトル分解はパイプラインの性質があって、
Ｌ₁ サンプル、Ｌ₂ サンプル、Ｌ₃ サンプル、Ｌ₄ サン
プル、Ｌ₅ サンプルがＬ₀ サンプルに対して順次長くな
る時間ずれを持つ。ここで用いる「時間ずれ」とは、例
えば図６に示すスペクトル分解装置の分解出力信号
Ｌ₀ 、Ｌ₁ 、Ｌ₂ 、Ｌ₃ 、Ｌ₄ 、Ｌ₅ 、Ｇ₆の対応サン
プル間のような情報的に関係する並列信号の対応サンプ
ル間に生ずる所定既知量の時間遅延差をいう。

【００６９】以下説明するスペクトル手法による信号の
分解には、各サンプル群に逆方向の時間ずれが必要であ
るが、これは図６に示すように（一般に例えばシフトレ
ジスタまたは読取り後読込み型直列記憶装置のような等
価機能を行う他の型の記憶装置を含む）遅延線３４０、
３４１、３４２、３４３、３４４により回路３４５、３
４６、３４７、３４８、３４９による修正前に付与する
ことができる。またスペクトルの修正は遅延を与える前
に行うこともできるし、また遅延を修正の前後に分割し
て種々の方法で行い、例えばスペクトル修正を時間的に
並行して行うこともできる。また場合によっては修正回
路３４５、３４６、３４７、３４８、３４９自体内に全
遅延差条件の一部として遅延差を付与する手段を設ける
こともできると考えられる。

【００７０】Ｌ₅ とＬ₆ のスペクトルは修正回路３５
０、３５１、で修正される。ある種の信号処理用には修
正回路３４５ないし３５１が不要なことがあり、このと
きはそれぞれ直結で置換すればよい。上述のスペクトル
分解手続は分解段を追加して拡張することも、分解段を
減少して縮小することもできる。このような場合はスペ
クトル分解の終端で残留低域通過スペクトルＧΩがＧ₆
にならない。修正されていることもあるスペクトル分解
成分を再結合して信号を合成するときは、各分解段間の
サンプリングマトリックスの間引きを取消す必要がある
ため、加算器３５３、３５５、３５７、３５９、３６
１、３６３を用いてスペクトルサンプルを合計すること
ができる。これは遅延回路３４０〜３４４における時間
ずれの補正作用に付加されるものである。この間引きは
本質的に拡大回路３３８、３３３、３２８、３２３、３
１８、３１３とそれぞれ同じ拡大回路３５２、３５４、
３５６、３５８、３６０、３６２を用いて取消される。

【００７１】事実マルチプレックス処理により１つの回
路で２つの働らきをさせることができる。残留低域通過
スペクトルＧΩは隣接の低域通過スペクトルＬΩ_-1に対
して時間的に前向きに変位され、その拡大によりそのサ
ンプルがＬ₍ Ω_-1) のものに合うようになる。図６にお
いてＧΩはＧ₆ であって、さらに修正され（Ｇ₆ ′にな
り）、拡大回路３５２で拡大され、加算器３５３で修正
されたＬΩ_-1（図６ではＬ₅ ）に加算されて合成された
新しいＧΩ_-1（図６ではＧ₅ ′）になる。

【００７２】加算器３５３の出力は拡大回路３５４で拡
大され、加算器３５５で遅延修正済のＬ₄ と加算されて
新しいＧ₄ ′を合成し、加算器３５５の出力は拡大回路
３５６で拡大され、加算器３５７で遅延修正済のＬ₃ と
加算されて新しいＧ₃ ′を合成し、加算器３５７の出力
は拡大回路３５８で拡大され、加算器３５９で遅延修正
済のＬ₂ と加算されて新しいＧ₂ ′を合成し、加算器３
５９の出力は拡大回路３６０で拡大され、加算器３６１
で遅延修正済のＬ₁ と加算されて新しいＧ₁ ′を合成
し、最後に、加算器３６１の出力は拡大回路３６２で拡
大され、加算器３６３で遅延修正済のＬ₀ と加算されて
新しいＧ₀ ′を合成する。新しいＧ₀ ′、Ｇ₁ ′、
Ｇ₂ ′、Ｇ₃ ′、Ｇ₄ ′、Ｇ₅ ′、Ｇ₆ ′は図６の信号
合成回路でもダッシュ（′）を付けて表してある。新し
いＧ₀ ′は必要に応じてデジタル・アナログ変換器（図
示せず）によりアナログ形式に変換することもできる。

【００７３】回路３５２、３５４、３５６、３５８、３
６０、３６２における拡大処理により合成処理の各段階
で上部帯域が除去されるが、帯域通過スペクトルがオク
ターブより広くないときは、修正回路３４５〜３５１が
発生し、擬似エーリアシング周波数を導入して信号合成
を阻害することのある高調波がすべてこれによって抑圧
される。

【００７４】図７はオクターブによるスペクトル分解に
用いられる３１０、３１５、３２０、３２５、３３０、
３３５のような１次元情報用スペクトル分解段の構造を
さらに詳細に示す。この段はＫを０または正の整数とし
たときＫ次スペクトル分解段である。０次スペクトル分
解段の場合はそのクロック周波数がスペクトル分解を行
う原入力信号Ｇ₀ のサンプリング用の周波数Ｒである
が、Ｋが正の整数の場合は２^K 分の１に減じられる。

【００７５】図７のスペクトル分解段の入力信号Ｇ
_K は、クロック周波数Ｒ／₂ ＫでクロッキングされるＭ
段のシフトレジスタ４７０の入力として印加される。シ
フトレジスタ４７０の入力と各出力により与えられる順
次長い遅延を示す（Ｍ＋１）個のサンプルは低域通過遅
延線濾波器の多タップ遅延線として作用し、各サンプル
は回路４７１で重みを付けられ合計されて線形位相低域
濾波応答Ｇ_(K+1) のサンプルを生成する。最初の１つを
除いてＫが０を超える全分解段において、最初のシフト
レジスタ４７０に用いられる（前段のクロック周波数に
対して）１／２のクロック周波数と加重合計回路４７１
内の加算器はＧ_K に対してＧ_(K+1) を縮小する。応答Ｇ
_(K+1) はマルチプレクサ４７２の１入力として印加さ
れ、そのマルチプレクサ４７２はＧ_K+1 入力信号とナル
入力信号を周波数Ｒ／₂ Ｋで交互に選択して信号Ｇ
_(K+1) ^* を生ずる。

【００７６】信号Ｇ_(K+1) ^* はＧ_(K+1) スペクトルの２
倍とＧ_(K+1) のピーク振幅の第１二重側波帯搬送波抑圧
高調波スペクトルとを混合したベースバンド周波数スペ
クトルを有する。ここで、次のスペクトル分解段は入力
としてＧ_(K+1) でなく正しく調時されたＧ_(K+1) ^* を用
い得ることが判る。信号Ｇ_(K+1) ^* は（Ｍ段またはそれ
以外の）複数段を持ち、周波数Ｒ／₂ Ｋでクロッキング
される複数個の段を持つ他のシフトレジスタ４７３に入
力信号として印加される。

【００７７】このシフトレジスタ４７３の入力信号と出
力信号によりその各段から供給される（Ｍ＋１）個のサ
ンプルは回路４７１と同様の他の加重合計回路４７４に
印加される。この回路４７４はＧ_(K+1) ^* の第１高調波
スペクトルを抑圧してＧ_K のサンプルマトリックスと同
様に多くのサンプルを持つサンプルマトリックスにＧ
_(K+1) の拡大したものを供給する。

【００７８】減算回路４７５では、シフトレジスタ４７
０と遅延回路４７６で遅延されたＧ_K から拡大されたＧ
_K+1 が差引かれる。シフトレジスタ４７０内のＧ_K のＭ
サイクル遅延は、図７のスペクトル分解段Ｇ_K 入力に対
する加重合計回路４７１への中央サンプルＭ／２サイク
ル遅延が補償され、Ｇ_(K+1) ^* と加重合計回路４７４へ
の中央サンプルとの間の同様のＭ／２サイクルの遅延が
補償される。遅延回路４７６は加重合計回路４７１、４
７４における加算による遅延を補償する遅延を導入する
が、これはシフトレジスタ４７０を必要な段数だけ延長
することにより簡単に形成することができる。減算回路
４７５の出力信号Ｌ_K は考えられるスペクトル分解成分
の１つで、その周波数下限が図７の第Ｋ番目のスペクト
ル分解段で行われる低域濾波で設定され、周波数上限が
もしあれば次のスペクトル分解段の低域濾波により設定
される。

【００７９】図８はこの発明に関係のあるスペクトル分
解装置に用いられるシフトレジスタ段の数を減じる方法
を示す。Ｇ_(K+1) からの内挿に関連する低域濾波を行う
ため加重合計すべきＧ_(K+1) ^* を画定する各サンプル
は、シフトレジスタ４７３を用いずに次のスペクトル分
解段のＧ_(K+1) の最初の低域濾波を支持するために用い
られるタップ付き遅延線構体から得られる。図８は例と
してＬ₀ の発生に用いる０次分解段と次の分解段の間で
これがどのようにして行われるかを示す。

【００８０】素子５７０−０、５７１−０、５７５−
０、５７６−０は図７のＫ次スペクトル分解段の各素子
４７０、４７１、４７５、４７６に対応する０次スペク
トル分解段の各素子である。１次スペクトル分解段の素
子５７０−１、５７１−１はクロック周波数が１／２で
あること以外０次スペクトル分解段の各素子５７０−
０、５７１−０と同様である。シフトレジスタ５７０−
１の入力と最初３つの出力から抽出された４つのサンプ
ルはクロック周波数Ｒ／２で並列に供給され、ナルと交
互に配置され、その結果が７濾波器加重パタンＡＢＣＤ
ＣＢＡにより２つのパタンで加重されて順次１対のサン
プル群となり、減算器５７５−０において遅延したＧ₀
からクロックパルスＲで差引かれる。

【００８１】遅延したＧ₀ から差引かれる連続サンプル
対の各対の早い方はシフトレジスタ５７０−１の入力と
最初３つの出力に加重回路５８０、５８１、５８２、５
８３で濾波器重みＡ、Ｃ、Ｃ、Ａをそれぞれ乗じ、この
加重された各サンプルを合計回路５８７で合計すること
により得られる。このＧ₁ 対濾波器加重パタンの位置決
めに対し、挿入されるナルはＢ、Ｄ、Ｂで加重される点
に来る。Ｇ₀ から差引かれる各サンプル対の後の方のサ
ンプルはシフトレジスタ５７０−１の入力に加重回路５
８４、５８５、５８６において濾波器重みＢ、Ｄ、Ｂを
乗じ、この加重された各サンプルを合計回路５８８で合
計することにより得られる。このＧ₁ 対濾波器加重パタ
ンの位置決めに対し、挿入されるナルはＡ、Ｃ、Ｃ、Ａ
で加重される点に来る。クロック周波数Ｒで動作するマ
ルチプレクサ５８９は合計回路５８７、５８８の出力の
各サンプルを交互に選択して減算器５７５−０で遅延し
たＧ₀ から差引かれるサンプルの流れを形成する。

【００８２】図９は図６の信号合成装置の１つの段をさ
らに詳細に示す。Ｇ_K ′（すなわち遅延修正済ＧΩ）の
サンプルはマルチプレクサ６９２においてナルと交互に
配列され、これによって得られる拡大信号が拡大サンプ
リング周波数でクロッキングされるＭ段（または他の複
数段）のシフトレジスタ６９３に入力として印加され
る。そのシフトレジスタ６９３の入力とその各段の出力
は加重合計回路６９４に供給され、この加重合計回路６
９４から加算器６９５に２倍周波数で再抽出された後高
調波成分を除去されたＧ_K ′（またはＧΩ）スペクトル
が供給されて、これに加算される再抽出濾波済Ｇ_K ′
（またはＧΩ）サンプルと一致するように時間的に遅れ
た修正済Ｌ_(K-1) ′と組合される。マルチプレクサ６９
２、シフトレジスタ６９３および加算合計回路６９４は
スペクトル分解過程で素子４７２、４７３、４７４とし
て作用するように組合せることができる。

【００８３】この点でスペクトル分解手順の低域濾波段
とスペクトル分解および信号合成手順の拡大段階で使用
される低域濾波特性を考えるのがよい。低域濾波は線形
位相であるから、濾波器加重パタンは中心サンプルに関
して対称である。この濾波器加重の合計は、高域通過ス
ペクトルＬ₀ と帯域通過スペクトルＬ₁ 、Ｌ₂ 、Ｌ₃‥
‥において低周波数をできるだけ多く抑圧するためには
１である。スペクトル分解をオクターブによって行い、
各スペクトル分解段の低域濾波で除去された部分帯域の
再符号化において１／２に縮小すべきであれば、低域濾
波中にオクターブ中心周波数の２／３未満の周波数を除
去することが望ましい。

【００８４】濾波器の段階的周波数応答（いわゆる「ブ
リックウオール」応答）は濾波信号にオーバーシュート
を導入して、スペクトル分解段により抽出されたＧ
_(K+1) 関数とＧ_K から拡大されたＧ_(K+1) を差引くこと
により発生されるＬ_(K+1) 関数とのダイナミックレンジ
を増す。これはギブス現象の１例で、フーリエ級数の余
り急激でない頭切りを用いて緩漫化し得るものである。

【００８５】ギブス現象を減じた濾波応答を与える多数
の頭切りウインドーが知られており、例えばハニング
（Ｈａｎｎｉｎｇ）、ハミング（Ｈａｍｍｉｎｇ）、ブ
ラックマン（Ｂｌａｃｋｍａｎ）およびカイザ（Ｋａｉ
ｓｅｒ）によるものがある。また例えば１９７５年プレ
ンテイス・ホール社（Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈａｌｌ Ｉ
ｎｃ．）発行でオッペンハイム（Ａ．Ｖ．Ｏｐｐｅｎｈ
ｅｍｉ）とシエーフア（Ｒ．Ｗ．Ｓｃｈａｆｅｒ）の共
著の「デジタル信号処理（Ｄｅｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａ
ｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）」の第２３９〜２５１頁、
第５．５章の「ウインドーを用いたＦＩＲ濾波器の設計
（Ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ ＦＩＲ Ｆｉｌｔｅｒｓ Ｕｓ
ｉｎｇ Ｗｉｎｄｏｗｓ）」を引用する。

【００８６】実際には低域濾波におけるサンプル数は通
常極めて少数に限られている。奇数サンプルを用いる濾
波器では濾波器応答が直流成分と一連の余弦高調波を含
み、偶数サンプルを用いる濾波器では直流成分と一連の
正弦高調波を含む。所要の応答曲線は電算機を用いて重
み計数の試行錯誤を行って最も滑らかに適合するように
近似させる。

【００８７】この発明によって非オクターブ幅の等Ｑス
ペクトルを発生することもできるが、このような方法は
有用性が限られると思われる。低域濾波応答を縮小して
２つおきにサンプルを選び、帯域通過スペクトルの中心
周波数の１／２以下の周波数を濾波除去してその低域通
過応答を生成すると、例えば帯域幅が１／２でなくて１
／３だけ順次狭くなる帯域通過スペクトル群を生ずる。
図６のサンプル修正回路３４５〜３５１は種々の形式を
とることができ、そのいくつかは直接フイードスルーに
より置換することもできる。例えば各種スペクトルから
低レベルの背景雑音を除くため、各修正回路３４５〜３
５１を図１０の基線クリッパ７００で構成することもで
きる。このクリッパ７００は単に信号の下位ビットを切
取ることもある。

【００８８】図１１は各修正回路３４５〜３５１を用い
てスペクトル等化器を形成することができる回路を示
す。ロータリースイッチ８９７は複数個の軸変位のそれ
ぞれに対して２進符号を生成するようになっており、そ
の符号がラッチ８９８を介して２象限乗算器に供給され
て入力スペクトルサンプルに乗ぜられ、合成されて
Ｇ₀′を発生する出力スペクトルサンプルを発生する。
ラッチ８９８はロータリースイッチ８９７の設定が変る
間乗算器８８９の符号入力を留保する。オクターブスペ
クトルの発生に用いたのと同じサンプリング周波数また
はその１／２の周波数を用いるデジタル濾波器を用いて
各オクターブスペクトルを副分割し、そのスペクトルの
副分割部分の利得を各別に調節するようにすることもで
きる。オクターブを１／１２に副分割することにより、
例えば音楽を符号化する信号の個別音階および半音階調
節が得られる。

【００８９】修正回路は非線形伝達関数を記憶するリー
ドオンリ記憶装置（ＲＯＭ）とすることもできる。例え
ば図１２の入力信号に対する対数応答を記憶するＲＯＭ
９９０を送信装置の各サンプル修正回路３４５〜３５
１に用い、図１３の入力信号に対する指数応答を記憶す
るＲＯＭ１０９１を受信装置の各対応サンプル修正回路
に用い、これによって送信前の信号のプレエンファシス
と受信後のデエンファシスを行うことができる。送信機
および受信機のスペクトル分解信号合成装置のＲＯＭ修
正回路に、他の相補型プレエンファシスとデエンファシ
スの特性を交互に記憶することもできる。

【００９０】図１４は図６のスペクトル分解信号合成方
式の変形で、分解と合成の間の遅延を区分して処理用の
時間ずれなしにスペクトルサンプルを供給するようにな
っている。例えばスペクトル分解を用いて信号と伸縮前
にスペクトルに分離するため、伸縮したスペクトルを濾
波して急速な信号の圧縮または伸長の間に生ずる歪を抑
制することができるような伸縮方式にはこのような整合
が望ましい。

【００９１】図６のＡＤ変換器３０５に印加される原信
号の振幅を検知して回路１１３０内に伸縮制御信号ＣＣ
を引出し、これを各伸縮器１１１０、１１１１、１１１
２、１１１３、１１１４、１１１５、１１１６に供給し
てそれが伸縮する信号の急速発生緩漫消滅をもたらすこ
とができる。伸縮器１１１０〜１１１６は本質的に、伸
縮される信号を検知し、この検知に応じてアナログ伸縮
制御信号を発生する通常のアナログ回路の後に縦続接続
されたＡＤ変換器から制御信号ＣＣが発生される２象限
デジタル乗算器で構成することもできる。

【００９２】伸縮器１１１０、１１１１、１１１２、１
１１３、１１１４、１１１５、１１１６はスペクトルＬ
₀ 、Ｌ₁ 、Ｌ₂ 、Ｌ₃ 、Ｌ₄ 、Ｌ₅ 、Ｌ₆ を遅延回路１
１００、１１０１、１１０２、１１０３、１１０４、１
１０５、１１０６を用いて遅延させ、その各サンプルと
時間的に一致させた後、これらに対して動作する。次に
遅延回路１１２０、１１２１、１１２２、１１２３、１
１２４、１１２５が伸縮された信号Ｌ₀ ′、Ｌ₁ ′、Ｌ
₂ ′、Ｌ₃ ′、Ｌ₄ ′、Ｌ₅ ′およびＧ₆ ′を図６の素
子３５２〜３６３を用いる信号合成過程に適するように
変位させる。

【００９３】遅延回路１１０６と１１２５の遅延は本質
的にＲ／2 Ｋのクロック周波数（Ｋ＝５）のＭ／２サイ
クルまたは基本クロック周波数Ｒの１６Ｍサイクルであ
って、最終スペクトル分解段３３５の加重合計回路４７
４に対するサンプルを組立てるとき生ずる。この１６Ｍ
サイクルの遅れは拡大回路３３８、３５２における加算
時間に適応するための遅延時間Ｄ₁ と遅延減算回路３３
４と加算器３５３における加算時間に適応するための遅
延時間Ｄ₂ だけ増される。すべての加算過程は基本クロ
ック周波数Ｒで行われるとし、Ｄ₁ 、Ｄ₂ はそのクロッ
クサイクル数として表わす。

【００９４】遅延回路１１０４の遅延はクロック周波数
Ｒの１６Ｍ＋Ｄ₁ ＋Ｄ₂ サイクルよりＧ₃ からＬ₅ を生
成するための時間とＧ₅ からＬ₄ を生成するための時間
の差だけ長くなる。Ｇ₅ からＬ₅ を生成するための時間
は加重と合計のため２回サンプルを集めるためクロック
サイクルＲ／２⁵ のＭサイクル、または基本クロック周
波数の３２Ｍサイクルに、２組のサンプルの合計のため
の２Ｄ₁ と、サンプル減算のためのＤ₂ と加えたもので
ある。Ｇ₅ からＬ₄ を生成するための時間は加重合計の
ためにサンプルを集めるための周波数Ｒ／２⁴ のＭ／２
サイクル、または基本クロック周波数８Ｍサイクルに、
サンプル合計用のＤ₁ と、サンプル減算用のＤ₂ を加え
たものである。

【００９５】Ｌ₄ サンプルをＬ₅ サンプルと時間的に整
合させるには基本クロック周波数の余分の遅延の２４Ｍ
＋Ｄ₁ サイクルを要する。従って遅延回路１０４の全遅
延は基本クロック周波数Ｒの４０Ｍ＋２Ｄ₁ ＋Ｄ₂ サイ
クルである。同様の計算によって、遅延回路１０３、１
０２、１０１、１００において各サンプルが遅延を与え
られる基本クロック周波数Ｒの各サイクルがそれぞれ５
２Ｍ＋３Ｄ₁ ＋Ｄ₂ 、５８Ｍ＋４Ｄ₁ ＋Ｄ₂ 、６１Ｍ＋
５Ｄ₁ ＋Ｄ₂ および（６２／２）Ｍ＋６Ｄ₁ ＋Ｄ₂ であ
ることが決まる。

【００９６】遅延回路１１２５により与えられる以上に
遅延回路１１２４に要求される遅延は回路３５４におけ
る拡大に要する時間と、加算器５５における加算に関連
する遅延Ｄ₂ である。前者の遅延は加重と合計のためサ
ンプルを集めるためのクロック周波数Ｒ／２⁴ のＭ／２
サイクルに、基本クロック周波数Ｒの８Ｍサイクルと、
加重合計過程の合計に関係するＤ₁ とを加えたもので、
遅延回路１１２４の全遅延は２４Ｍ＋Ｄ₁ ＋Ｄ₂ であ
る。同様の計算により、遅延回路１１２３、１１２２、
１１２１、１１２０の全遅延は基本周波数Ｒのサイクル
で数えると、それぞれ２８Ｍ＋３Ｄ₁ ＋３Ｄ₂ 、３０Ｍ
＋４Ｄ₁ ＋４Ｄ₂ 、３１Ｍ＋５Ｄ₁ ＋５Ｄ₂ 、（３１／
２）Ｍ＋６Ｄ₁ ＋６Ｄ₂ である。

【００９７】図６の遅延回路３４０〜３４４の全遅延
も、修正回路３４５〜３５１の遅延がすべて等しいとす
ると、同様の計算により決定することができる。遅延回
路３４０、３４１、３４２、３４３、３４４、３４５の
遅延はそれぞれ基本クロック周波数Ｒのサイクル数で示
すと、７７Ｍ＋１２Ｄ₁ ＋７Ｄ₂ 、７６Ｍ＋１０Ｄ₁ ＋
６Ｄ₂ 、７２Ｍ＋８Ｄ₁ ＋５Ｄ₂ 、６４Ｍ＋６Ｄ₁ ＋４
Ｄ₂ 、４８Ｍ＋４Ｄ₁ ＋３Ｄ₂ となる。スペクトル分解
装置に用いられるデジタル濾波は一般に位階濾波と呼ば
れるもので、極めて多くのサンプルに跨がる低域および
帯域濾波が、常に加重合計される比較的少数のサンプル
で達せられる。

【００９８】この発明は１次元情報を表わす信号のスペ
クトルの利用に適用し得るが、バートのピラミッドは本
来２次元の画像情報の空間周波数を分解するために開発
されたものである。この発明はテレビジョン表示の連続
映像フレームに生ずるような変化する画像情報の空間周
波数の実時間スペクトル分解を可能にする。

【００９９】テレビジョン技術で知られているように、
連続する映像フレーム（ＮＴＳＣ方式）は順次毎秒３０
フレームのフレーム周波数で生じる。各フレームは５２
５本の飛越し水平走査線から成り、その各奇数番目の水
平走査線が第１フイールド期間中に順次送信され、各偶
数番目の水平走査線が第１フイールド期間に続く第２フ
イールド期間中に順次送信され、さらにこの次に次のフ
レームの第１フイールドが続く。各フイールド期間の長
さは１／６０秒であるが、遅延実時間で画像の全空間周
波数を決定し得るように少なくともフイールド期間内の
画素数を記憶する必要がある。

【０１００】順次走査として知られる技法がテレビジョ
ン技術でＮＴＳＣ方式の映像信号から毎秒６０フレーム
の割合で５２５本の線から成る完全なフレームを順次引
出すために知られている。この技法では連続する各ＮＴ
ＳＣフイールドを１／６０秒のフイールド期間遅延させ
る。このため連続する各フイールドのそのとき生じてい
る奇数フイールド中は、その奇数フイールドの連続する
各走査線が、１フイールド時間遅延したその直前の偶数
フイールドの連続する各走査線と交互に組合って完全な
画素のフレームを形成する。

【０１０１】同様に各フレームのそのとき生じている偶
数フイールド中は、その偶数フイールドの各走査線が、
１フイールド時間遅延したその直前の奇数フイールドの
各走査線と交互に組合って完全な画素のフレームを形成
する。上述の順次走査法は現在テレビジョン業界で開発
中の高品位テレビジョン（ＨＤＴＶ）として知られる高
解像の画像表示を引出すのに特に有用である。この発明
はまたこのＨＤＴＶにおいて画像表示を改善するために
有用である。

【０１０２】図１５はこの発明の関連する原理を用いて
順次連続走査されるテレビジョン映像フレームに含まれ
る空間周波数画像情報のような２次元情報を表わす信号
に対して動作するスペクトル分解装置を示す。しかしこ
のような２次元情報は非飛越しテレビジョンカメラまた
は適当な緩衝記憶装置を伴った線飛越しテレビジョンカ
メラから得ることもできる。

【０１０３】図１５には説明の簡単のためルミナンス信
号の単色処理が記載されているが、この記載される技術
は個別にカラーテレビジョン信号の原色または代数的混
合によりそれから引出された信号に適用することができ
る。原映像信号はラスタ走査フオーマットでＡＤ変換器
１２０５に供給され、サンプル未抽出なら抽出し、既抽
出なら再抽出し、最終的に間引きをする。この間引き処
理された信号としての映像サンプルはＧ₀ で表され、原
信号の完全な２次元空間周波数スペクトルと、サンプリ
ング過程に原因する高調波スペクトルを含んでいる。こ
の高調波スペクトルはサンプリング周波数およびその高
調波の各々に関して対称である。高調波スペクトルは図
１５のスペクトル分解装置に用いられる２次元低域通過
空間周波数濾波器の設計で考慮する必要があるため、そ
の存在の一般的事実が注意される。これはその高調波ス
ペクトルがスペクトル分解中およびその分解スペクトル
からの信号合成中にエーリアシング周波数を発生するか
らである。

【０１０４】０次のスペクトル分解段１２１０ではＧ₀
から高域通過スペクトルＬ₀ が分離される。この高域通
過動作はＧ₀ を低域濾波し、そのＧ₀ をＡＤ変換器１２
０５から来たそのタイミングからＧ₀ のそれより低い周
波数の部分が低域濾波応答で遅延されるのと同じ程度ま
で遅延させ、この遅延したＧ₀ から低域濾波応答を差引
くことにより本質的に行われる。スペクトル分解がオク
ターブにより行われるとすると、２次元低域空間周波数
濾波器１２１１の遮断周波数は、分解すべき次のオクタ
ーブ帯域幅の帯域通過スペクトルＬ₁ の最高周波数すな
わちその中心周波数の４／３倍となるように選ばれる。

【０１０５】間引き器１２１２では低域濾波されたＧ₀
をＲ／２の空間周波数で抽出するためサンプルの行と列
が１つおきに抹消され、その低下したサンプル周波数の
信号がさらにスペクトル分解のため段１２１０の低域出
力応答として供給される。ここでサンプル周波数の低い
この低域濾波済Ｇ₀ は、１９７３年６月発行のプロシー
ディングス・オブ・ザ・アイ・イー・イー・イー（Ｐｒ
ｏｃｅｅｄｉｎｇｓｏｆ ｔｈｅ ＩＥＥＥ）第６１巻
第６号第６９２〜７０２頁掲載のシエーフア（Ｒ．Ｗ．
Ｓｃｈａｆｅｒ）とラビナ（Ｌ．Ｒ．Ｒａｂｉｎｅｒ）
の論文「内挿へのデジタル信号処理法（Ａ Ｄｉｇｉｔ
ａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ａｐｐｒ
ｏａｃｈ ｔｏ Ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｉｏｎ）」に概
説された方法に従う内挿を行われる。

【０１０６】拡大回路１２１３では、間引き器１２１２
で消去されたサンプルがナル置換されて今１つの２次元
低域通過空間周波数濾波器１２１４の入力信号を生成す
る。この濾波器はもとの低域濾波器と同じサンプル重み
係数を用いることができるが、常にもとの低域濾波器と
実質的に同じ遮断周波数を有する。これによって得られ
る信号は遅延回路１２１５で遅延されたＧ₀ と同じ大き
さのサンプリングマトりックスを有し、減算器１２１６
で遅延したＧ₀ から差引かれて高域通過出力応答Ｌ₀ を
生ずる。Ｌ₀ はＧ₀ の高域部であるだけでなく、また上
述のようなスペクトル分解から映像信号を再合成する間
に、間引き器１２において低いサンプリング周波数でＧ
₀ を再サンプリングすることにより導入される誤差を補
償するために用られる低域周波数位相誤差補正項を含ん
でいる。

【０１０７】この信号の１／２周波数で再サンプリング
される低域部分と高域部分への分離は各スペクトル分解
で反復される。連続する各スペクトル分解段はその入力
信号としてその前のスペクトル分解段の再サンプリング
低域出力応答を受信し、サンプリング周波数は各スペク
トル分解段でその前のスペクトル分解段の１／２にな
る。最初の１段１２１０以後の各スペクトル分解段１２
２０、１２３０、１２４０、１２５０、１２６０の高域
出力応答はその前段の低域応答特性によって与えられた
上限を有し、従ってこの「高域」出力応答は事実漸減空
間周波数の等Ｑ帯域通過スペクトルである。各段の最初
の低域濾波器の応答の間引き率が１／２で各段の低域濾
波器の遮断周波数がそれが発生するスペクトルの中心周
波数の２／３であることは、この等Ｑスペクトルを２次
元空間周波数の漸減オクターブにする要因である。

【０１０８】スペクトル分解段１２１０の間引きされた
低域出力応答Ｇ₁ はその縮小器１２１２から次のスペク
トル分解段１２２０の入力信号として供給される。スペ
クトル分解段１２２０はスペクトル分解段１２１０の各
素子１２１１、１２１２、１２１３、１２１４、１２１
５、１２１６とそれぞれ類似であるが、段１２２０のサ
ンプリング周波数が２つの次元で段１２１０の１／２で
あるための動作の差がある素子１２２１、１２２２、１
２２３、１２２４、１２２５、１２２６を有する。

【０１０９】低域濾波器１２２１、１２２４はそれぞれ
低域濾波器１２１１、１２１４と同じ加重係数を持つ
が、段１２２０のサンプリング周波数を段１２１０に対
して１／２にすると、濾波数１２２１、１２２４の遮断
周波数は濾波器１２１１および１２１４に対して１／２
になる。遅延回路１２１５における限り遅延回路１２２
５における減算前の遅延が２倍であり、この遅延がシフ
トレジスタ等のクロッキングされた遅延とすると、この
遅延構造は遅延回路１２２５と１２１５の各遅延クロッ
ク周波数の比１／２で与えられる遅延の比２／１と似て
いる。スペクトル分解段１２２０高域出力応答Ｌ₁ はス
ペクトルＬ₀ のすぐ下の帯域通過スペクトルである。

【０１１０】スペクトル分解段１２２０の低域出力応答
Ｇ₂ はその間引き器１２２２から次のスペクトル分解段
１２３０の入力信号として供給される。Ｌ₁ より１オク
ターブ低い帯域通過スペクトルＬ₂ はその入力信号Ｇ₂
に対するスペクトル分解段１２３０の高域通過出力応答
である。スペクトル分解段１２３０はサンプリング周波
数が１／２であるところが異るが、スペクトル分解段１
２２０の各素子１２２１、１２２２、１２２３、１２２
４、１２２５、１２２６にそれぞれ対応する素子１２３
１、１２３２、１２３３、１２３４、１２３５、１２３
６を有する。

【０１１１】スペクトル分解段１２３０の間引かれた低
域出力応答Ｇ₃ はその間引き器１２３２から次のスペク
トル分解段１２４０の入力信号として供給される。Ｌ₂
より１オクターブ低い帯域通過スペクトルＬ₃ はその入
力信号Ｇ₃ に対するスペクトル分解段１２４０の高域通
過出力応答である。スペクトル分解段１２４０はサンプ
リング周波数が１／２である点が異るが、スペクトル分
解段１２３０の各素子１２３１、１２３２、１２３３、
１２３４、１２３５、１２３６にそれぞれ対応する素子
１２４１、１２４２、１２４３、１２４４、１２４５、
１２４６を有する。

【０１１２】スペクトル分解段１２４０の間引かれた低
域出力応答Ｇ₄ はその間引き器１２４２から次のスペク
トル分解段１２５０に入力信号として供給される。Ｌ₃
より１オクターブ低い帯域通過スペクトルＬ₄ はその入
力信号Ｇ₄ に対するスペクトル分解段１２５０の高域通
過出力応答である。スペクトル分解段１２５０はサンプ
リング周波数が１／２である点が異るが、スペクトル分
解段１２４０の各素子１２４１、１２４２、１２４３、
１２４４、１２４５、１２４６にそれぞれ対応する素子
１２５１、１２５２、１２５３、１２５４、１２５５、
１２５６を有する。

【０１１３】スペクトル分解段１２５０の間引かれた低
域出力応答Ｇ₅ はその間引き器１２５２から次のスペク
トル分解段１２６０の入力信号として供給される。Ｌ₄
より１オクターブ低い帯域通過スペクトルＬ₅ はその入
力信号Ｇ₅ に対するスペクトル分解段１２６０の高域通
過出力応答である。スペクトル分解段１２６０はサンプ
リング周波数が１／２である点が異るが、スペクトル分
解段１２５０の各素子１２５１、１２５２、１２５３、
１２５４、１２５５、１２５６にそれぞれ対応する素子
１２６１、１２６２、１２６３、１２６４、１２６５、
１２６６を有する。

【０１１４】最後のスペクトル分解段の間引き器から供
給される間引かれた低域出力応答ＧΩはここではスペク
トル分解段１２６０の間引き器１２６２から供給される
Ｇ₆であるが、これは残留低域スペクトル応答である。
これは後続のスペクトル分解段の内挿済帯域スペクトル
応答と最初のスペクトル分解段のキャップストーン高域
スペクトル応答を合計して信号を再合成する働らきをす
る。Ｌ₀ 、Ｌ₁ 、Ｌ₂、Ｌ₃ 、Ｌ₄ 、Ｌ₅ は時間ずれ関
係にあり、遂次遅延量を増しつつ供給される。残留低域
スペクトルＧΩ（ここではＧ₆ ）は最後の帯域スペクト
ルＧΩ_-1（ここではＧ₅ ）より時間的に早く、反対方向
に斜行している。

【０１１５】後述のように、スペクトル成分から信号を
合成する反復法もＬ₀ 、Ｌ₁ 、Ｌ₂、Ｌ₃ 、Ｌ₄ 、Ｌ₅
のスペクトル成分が互いに逆方向の時間ずれ関係にある
ことを必要とする。スペクトル分解成分の処理とその処
理されたスペクトル分解成分からの信号の合成を説明す
る前に、スペクトル分解段の構成を次にさらに詳述す
る。まず最初の２次元低域濾波器構体を考える。

【０１１６】濾波器の設計技術で公知のように、２次元
濾波器構体は非分離式と分離式がある。第１および第２
の次元における分離式濾波は、まず第１の１次元濾波器
を用いて第１の方向に濾波を行い、次に第２の１次元濾
波器を用いて第１の方向と直角の第２の方向に濾波を行
うことにより達せられる。従って、分解式２次元低域濾
波器を構成する縦続接続された２つの個別１次元濾波器
の各低域濾波特性は互いに全く無関係であるから、この
２つの低域濾波器のそれぞれの核関数および構造は図
２、図３および図６ないし図１４について上述したもの
と同様でよい。

【０１１７】水平走査線のラスタから成るテレビジョン
画像の場合は、分離式濾波器の２つの直角方向は水平と
垂直であることが望ましい。分離式２次元低域濾波をこ
の発明の実行に用いると、垂直低域濾波の前に水平低域
濾波を行うことである利益が得られ、水平低域濾波の前
に垂直低域濾波を行うことで他の利益が得られる。例え
ば、まず水平濾波と間引き処理を行うと、次の垂直濾波
中に垂直核関数により作用されるべき水平走査線当りの
画素サンプルを１／２だけ減じるが、垂直濾波を先にす
ると、これに必要な比較的長い遅延を与えると共に、図
１５のスペクトル分解段１２１０、１２２０、１２３
０、１２４０、１２５０、１２６０の各減算器１２１
６、１２２６、１２３６、１２４６、１２５６、１２６
６の正端子にそれぞれ信号Ｇ₀ 、Ｇ₁ 、Ｇ₂ 、Ｇ₃ 、Ｇ
₄ 、Ｇ₅ を送るため各補償用遅延（１２１５、１２２
５、１２３５、１２４５、１２５５、１２６５）を与え
るに要する遅延構体と同じ遅延構体が利用できるように
なる。

【０１１８】分離式２次元空間周波数濾波器の綜合濾波
応答は空間周波数平面に平行な断面が正方形または矩形
であり得るが、非分離式濾波器の濾波応答はその他の断
面形状を持つことができる。円形や楕円形の断面は、こ
のような断面の応答を有する濾波器がテレビジョン信号
における過剰の対角線解像度の低減に使用し得るため、
ラスタ走査テレビジョン信号の濾波に特に重要である。
また全方向における画像の解像度の均一性も、例えばカ
メラと表示装置の間で画像を回転する必要があるテレビ
ジョン方式で重要である。

【０１１９】図１５の２−Ｄ低域濾波器１２１１、１２
２１、１２３１、１２４１、１２５１、１２６１および
２−Ｄ低域濾波器１２１４、１２２４、１２３４、１２
４４、１２５４、１２６４として特に適する濾波特性で
ある象限対称性と線形位相応答を呈するパタンを持つ濾
波器の重みのマトリックスを次に示す。

【０１２０】この加重係数のパタンを持つ核関数マトリ
ックスは順次連続する各画像サンプルに作用し、各画素
サンプルは作用を受けたとき位置がマトリックスの中心
に位置する加重係数Ｊに対応する。低域濾波器では、加
重係数Ｊは最高相対強度レベルを有し、他の各加重係数
は中心位置から離れるほど小さくなる強度レベルを有す
る。従って４隅の加重係数Ａの強度レベルが最低であ
る。

【０１２１】非分離式２次元濾波器の場合には、Ａ、
Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅ、Ｆ、Ｇ、Ｈ、Ｊの各強度レベルの特定
の選ばれた値は互いに完全に無関係であるが、２次元分
離式濾波器の場合は、加重係数の強度レベルは水平と垂
直の１次元核加重係数の各値の交差乗積から得られるの
で、Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅ、Ｆ、Ｇ、Ｈ、Ｊの各値は互い
に完全に無関係ではない。

【０１２２】図１６に示す一般形式をとり得る成分スペ
クトルから電気信号を合成する装置はこの発明の装置で
ある。スペクトル成分Ｇ₆ ′、Ｌ₅ ′、Ｌ₄ ′、
Ｌ₃ ′、Ｌ₂ ′、Ｌ₁ ′Ｌ₀ ′は図１４のスペクトル分
解装置から供給されるそのダッシュ（′）のないものに
応答する。スペクトル成分Ｌ₀ 、Ｌ₁ 、Ｌ₂ 、Ｌ₃ 、Ｌ
₄ 、Ｇ₆ 、Ｌ₅ は図１５のスペクトル分解装置によって
順次時間を遅らせて供給されるが、図１６の信号合成装
置にＧ₀ ′、Ｌ₅ ′、Ｌ₄ ′、Ｌ₃ ′、Ｌ₂ ′、
Ｌ₁′、Ｌ₀ ′を順次時間を遅らせて供給するため差動
的に遅延させる必要がある。

【０１２３】図１６は連続する複数個の信号合成段１３
６０、１３６５、１３７０、１３７５、１３８０、１３
８５を含む信号合成装置を示す。各段は内挿を用いてス
ペクトル成分のサンプルマトリックスを拡大し、空間周
波数で次に高いスペクトル成分と同じ長さにしてそのス
ペクトル成分に加算し得るようにする。このサンプルマ
トリックスの拡大は、そのマトリックス内の各サンプル
点とナルを交互に配置し、その結果を低域濾波して高調
波構体を除去する。この低域濾波は図１５のスペクトル
分解装置における対応する内挿処理に付随する低域濾波
と同じ濾波特性を持つことが望ましい。

【０１２４】信号合成装置における内挿に付随する低域
濾波は、図１５のスペクトル分解装置と図１６の合成装
置の間に挿入し得る（図６について前述したような）修
正回路に生ずることがあり、非線形処理により修正され
るＧΩまたはＬ_K 信号に付随する高調波を抑圧する。こ
の非線形処理は、信号合成装置に用いられる内挿処理に
付随する低域濾波がなければ、合成された複合画像に可
視のエーリアシング現象を生ずることがある。

【０１２５】図１６の合成装置では、低域スペクトルＧ
₆ ′の各サンプルが拡大回路１３６１でナルと交互に配
列され、図１５のスペクトル分解装置の濾波器１２６５
の同様の２次元低域空間周波数濾波器１３６２を通る。
濾波器１３６２の応答のサンプルは加算器１３６３にお
いてＬ₅ ′のサンプルと加算され、Ｇ₅ の仮定的遅延複
製と類似または同等のＧ₅ ′を発生する。このＧ₅ ′サ
ンプルは拡大回路１３６６でナルと交互配列され、図１
５の低域濾波器１２５４と同様の低域濾波器１３６７を
通り、加算器１３１８でＬ₄ ′と加算されてＧ₄ の遅延
複製と類似または同等のＧ₄ ′を発生する。このサンプ
ルＧ₄ ′は拡大回路１３７１でナルと交互に配列され、
図１５の濾波器１２４４と同様の濾波器１３７２で低域
濾波される。

【０１２６】この濾波器１３７２の応答は加算器１３７
３でＬ₃ ′に加算されてＧ₃ の遅延複製と類似または同
等のＧ₃ ′を発生する。Ｇ₃ ′のサンプルは拡大回路１
３７６でナルと交互に配列され、図１５の濾波器１２３
４と同様の濾波器１３７７で低域濾波される。濾波器１
３７７の応答は加算器１３７８でＬ₂ ′に加算されてＧ
₂ の遅延複製と類似または同等のＧ₂ ′を発生する。こ
のＧ₂ ′サンプルは拡大回路１３８１で間にナルが挿入
され、濾波器１３８２で低域濾波される。濾波器１３８
２の応答は加算器１３８３でＬ₁ ′と加算されて遅延し
たＧ₁ と類似または同等のＧ₁ ′を発生する。この
Ｇ₁ ′のサンプルは内挿のため拡大回路１３８６と図１
５の濾波器１３８７に供給され、濾波器１３８７の応答
は加算器１３８８でＬ₀ ′と加算されて、修正の可能性
があるが、Ｇ₀ で表されるのと同じ画像で表される合成
信号Ｇ₀ ′を発生する。

【０１２７】この発明の２次元実施例は画像の空間周波
数を実時間で処理するときに用いるのに特に適している
が、この発明の関与する２次元情報は２次元画像の空間
周波数スペクトルに限定されない。例えば２次元の一方
が空間周波数情報に対応し、他方が時間周波数情報に対
応することも可能である。さらにこの発明に関連する技
術は３次元以上で決定する情報の実時間周波数スペクト
ルの分解に有用である。例えば３次元情報の場合、３次
元の全部が空間情報に対応することもあり、２次元が空
間情報で他の１次元が時間情報に対応することもある。
これについて興味のあるのは、表示されたテレビジョン
画像における運動に応答する画像処理装置である。

【０１２８】この場合は、表示画像の空間周波数スペク
トルの静止被写体に対応する部分が映像情報の各映像フ
レーム間で不変であるのに対し、運動する被写体に対応
する部分はフレーム間で変る。この原理を用いたスペク
トル分解装置は３次元低域濾波器を利用するこのような
画像処理装置にも利用することができる。この低域濾波
器の３次元の２つは空間であって図１５の２次元スペク
トル分解器の各段に付随する２次元低域濾波器の２つの
空間次元に対応し、第３の次元は時間であって、連動す
る被写体により表示画像の対応画素の強度レベルの各フ
レーム間の値に生ずる変化による３次元スペクトルの微
細構造特性に対応する。

【０１２９】上記のこの発明の実施例の説明において、
時間信号Ｇ₀ を１次元以上の情報を決定する周波数スペ
クトルを有するベースバンド信号と仮定したが、公知の
ように、このようなベースバンド情報は、それがベース
バンド情報成分により変調された搬送波周波数の側波帯
で構成されるような周波数多重化フオーマットで通信さ
れることが多い。図１の各に中継手段１００−１、‥‥
１００Ｎに適当な変調器と複調器を用いることにより、
Ｇ₀ および／またはＧ₁ ‥‥Ｇ_N の何れかおよび／また
はＬ₀ 、‥‥Ｌ_N の何れかを周波数多重化信号とするこ
とができる。用語「シフトレジスタ」は、例えば読取後
書込み直列記憶装置のように同効の機能を果す手段を含
むと解釈すべきものとする。

【図面の簡単な説明】

【図１】最も一般的かつ総括的な形で実施された、この
発明の関連する基礎技術を示す機能的ブロック図であ
る。

【図２】図１中に示された、サンプル信号中継手段群中
の任意の１つの第１種のデジタル実施例の構成を示す図
である。

【図３】図１中に示された、サンプル信号中継手段群中
の任意の１つの第２種デジタル実施例の構成を示す図で
ある。

【図４】図１中に示された、サンプル信号中継手段群中
の第１種または第２種の何れかである最後の１つのまた
別のデジタル実施例の構成を示す図である。

【図５】この発明の実行において用い得る核加重関数の
例を示す図である。

【図６】この発明を実施した信号合成装置、関連するス
ペクトル分解装置およびスペクトル修正装置の１次元方
式のブロック図である。

【図７】図４中に示されたスペクトル分解装置における
スペクトル分解処理の反復計算に用いられる分解段の１
つのブロック図である。

【図８】図５中に示された分解段の連続対に適用できる
変形のブロック図である。

【図９】スペクトル成分から信号を合成する図４中の装
置の反復処理に用いられる合成段の１つのブロック図で
ある。

【図１０】図４中に示されたスペクトル修正回路の一例
ブロック図である。

【図１１】図４中に示されたスペクトル修正回路の上記
とは別の例のブロック図である。

【図１２】図４中に示されたスペクトル修正回路のまた
別の実施例のブロック図である。

【図１３】図４中に示されたスペクトル修正回路の更に
別の実施例のブロック図である。

【図１４】図４の装置においてスペクトルの分解と信号
合成の間におけるスペクトルサンプルを時間的に整合さ
せるときに用いる図４の変形構成のブロック図である。

【図１５】スペクトル分解を実時間で行なうためにパイ
プライン構体を用いた２次元空間周波数スペクトル分解
装置の構成を示すブロック図である。

【図１６】図１３に示すスペクトル分解装置で分解され
たサンプルフイールドを表わす信号をその出力スペクト
ルから合成する装置のブロック図である。

【符号の説明】

１ａ、１ｂ パイプライン ３５３、３５５、３５７、３５９、３６１、３６３ そ
れぞれサンプル信号組合せ手段の一部を構成する加算器 ３５４、３５６、３５８、３６０、３６２ それぞれサ
ンプル信号組合せ手段の一部を構成する拡大回路から成
る第２の手段 ３４５、３４６、３４７、３４８、３４９、３５０ そ
れぞれサンプル信号組合せ手段の一部を構成する修正回
路から成る第１の手段

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ジエームズ ヘンリ アルバイタ アメリカ合衆国 ニユージヤージ州 08525 ホープウエル ノース・スター・ アベニユ 118 (72)発明者 ロジヤ フランク ベスラ アメリカ合衆国 ニユージヤージ州 08648 ローレンスビル ノース・ポス ト・ロード 152 (72)発明者 エドワード ハワード アデルソン アメリカ合衆国 ニユージヤージ州 08540 プリンストン モーラン・アベニ ユ 39 (72)発明者 チヤールズ ハモンド アンダーソン アメリカ合衆国 ニユージヤージ州 08553 ロツキー・ヒル モンゴメリ・ア ベニユ 18 (72)発明者 アレン レロイ リンバーグ アメリカ合衆国 ニユージヤージ州 08560 タイタスビル チヤーチ・ロード ボツクス 323 アール ２

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 Ｎを複数整数としたとき，序数順に並べ
   られたＮ個の各別の時間信号の群から１つの時間信号を
   合成する信号処理装置であって；上記１つの時間信号を
   実時間ベースで合成するため、（１）上記１つの時間信
   号が与えられた数の次元を持つ情報の周波数スペクトル
   をその各次元における特定のサンプル密度により画定す
   るある情報成分サンプルの列から成り、（２）上記の群
   をなすように序数順に並べられたＮ個の各別の時間信号
   のうちの第１の信号が、上記情報の周波数スペクトルの
   最上部を上記各次元における上記特定のサンプル密度に
   実質的に等しいサンプル密度により画定する情報成分サ
   ンプルの列から成り、（３）上記群をなすように序数順
   に並べられたＮ個の各別の時間信号のうちの第２ないし
   第（Ｎ−１）の各信号が、上記信号群中の各信号の直前
   の信号により画定される部分の周波数スペクトルの対応
   する次元の下で、上記信号群中の各信号の直後の信号に
   より画定される部分の周波数スペクトルの対応する次元
   より上の、その各次元において上記情報の周波数スペク
   トルの各部分を画定する情報成分サンプルの列から成
   り、（４）上記群をなすように序数順に並べられたＮ個
   の各別の時間信号のうちの第２ないし第（Ｎ−１）の各
   信号に対応する上記情報成分サンプルの列の自身の各情
   報次元に対するサンプル密度が、上記信号群中のその直
   前の各信号に対応する情報成分サンプルの列の対応する
   情報次元のサンプル密度より小さく、（５）上記各情報
   成分サンプルの列が互いに所定の時間ずれをもって生
   じ、さらにその装置が、それぞれ上記各別の時間信号よ
   りなる群中の上記第１ないし第（Ｎ−１）番目の信号の
   それぞれに関連して、上記各別の時間信号よりなる群中
   の順番の信号をこれに続く上記信号群中の各別の信号の
   全部の累積和と組合せる（Ｎ−１）個のサンプル信号組
   合せ手段の群を含み、上記各別の信号よりなる群中の上
   記第１ないし第（Ｎ−２）番目の信号に関連する上記組
   合せ手段が、それぞれ加算器と、関連する各別の信号を
   その加算器の第１の入力として送る第１の手段と、その
   各別の信号の直後の各別の信号に関連する組合せ手段の
   加算器の出力をその各別の信号と同じサンプル密度でそ
   の加算器の第２の入力として送る第２の手段とを含み、
   上記信号群中の上記第（Ｎ−１）番目の信号に関連する
   上記組合せ手段が、加算器と、上記第（Ｎ−１）番目の
   信号をその加算器の第１の入力として印加する上記第１
   の手段と、上記第Ｎ番目の信号を上記第（Ｎ−１）番目
   の信号と同じサンプル密度でその加算器の第２の入力と
   して印加する第３の手段とを含み、上記各第１の手段、
   上記各第２の手段および上記群の上記第（Ｎ−１）番目
   の組合せ手段の第３の手段が、上記信号群の上記時間ず
   れをもった各別の信号を送るときそれぞれ所定量の時間
   遅延を挿入して上記（Ｎ−１）個の各組合せ手段に対
   し、その加算器の第１および第２の入力の情報成分サン
   プルの各列の対応する各情報サンプルが互いに実質的に
   同時に生ずるようにし、これによって上記信号群の上記
   第１の各別の信号に関連する上記組合せ手段の加算器の
   出力に上記合成された時間信号が得られるようになって
   いることを特徴とする信号処理装置。