DE3339008C2 - - Google Patents
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Description
Die vorliegende Erfindung betrifft ein programmierbares Dämp
fungsglied nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.
Da digitale Steuereinrichtungen, wie Mini-Computer und Mikro
prozessoren auf dem Markt leicht verfügbar sind, wird es mehr
und mehr wünschenswert, elektrische Funktionen bei automati
schen Test- und Meßinstrumenten, wie beispielsweise Oszillo
graphen, in denen oftmals viele Steuerungen gefordert werden,
um eine Parameterauswahl für einen eingestellten gewünschten
Test zu ermöglichen, zu automatisieren. Bei einem derartigen
eingestellten Test handelt es sich um die Auswahl der Dämpfung
eines Eingangssignales.
Ein bekanntes programmierbares Dämpfungsglied ist in der US-PS
41 21 183 beschrieben. Bei diesem Dämpfungsglied handelt es
sich um ein RC-Dämpfungsglied, bei dem mit Feldeffekttransi
storen (FET) geschaltet wird. Ein derartiges programmierbares
Dämpfungsglied weist zahlreiche Nachteile auf. Der endliche
Widerstand des eingeschalteten Feldeffekttransistors bewirkt
einen Dämpfungsfehler und eine thermische Instabilität. Ein
schaltbarer Verstärker wird darin gefordert, um mehr als zwei
subdezimale Dämpfungsfaktoren zu erhalten. Dieser Verstärker
mit einem schaltbaren Verstärkungsfaktor führt jedoch dazu,
daß es schwierig ist, einen konstanten Frequenzgang aufrecht
zuerhalten.
Insbesondere aus DE-OS 29 30 375 ist ein programmierbares
Dämpfungsglied der gattungsgemäßen Art bekannt. Dabei fließen
jedoch über den elektronische Schalter enthaltenden Weg für ein
ungedämpftes Hochfrequenzsignal auch im Fall der Sperrung
dieser elektronischen Schalter noch Hochfrequenzanteile
(Streusignale), welche in bezug auf die gedämpften Anteile
nicht vernachlässigbar sind.
Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein
Dämpfungsglied der in Rede stehenden Art zu schaffen, bei dem
solche Streuanteile nicht auftreten.
Die Aufgabe wird bei einem programmierbaren Dämpfungsglied der
eingangs genannten Art erfindungsgemäß durch die Merkmale des
kennzeichnenden Teils des Patentanspruchs 1 gelöst.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand von in den Figuren der
Zeichnung dargestellten Dämpfungsglied-Ausführungsformen näher
erläutert. Es zeigt
Fig. 1 eine schematische Darstellung eines bekannten
programmierbaren Dämpfungsgliedes;
Fig. 2 eine vereinfachte schematische Darstellung eines
erfindungsgemäßen programmierbaren Dämpfungsglie
des;
Fig. 3 eine weitere Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung; und
Fig. 4 eine schematische Darstellung einer kommerziellen
Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
In der Fig. 1 ist das bereits erwähnte, in der US-PS 41 21 183
beschriebene bekannte programmierbare Dämpfungsglied darge
stellt. Dieses bekannte Dämpfungsglied umfaßt eine dezimale
(durch zehn teilende) RC-
Dämpfungsanordnung 43, einen Impedanzwandler 40, ein die
Widerstände 50, 52 und 54 aufweisendes subdezimales (durch
zwei teilendes und durch fünf teilendes) RC-Dämpfungs
glied und einen Verstärker 60 mit einer schaltbaren Ver
stärkung, der zwischen einem Eingangsanschluß 1 und ei
nem Ausgang 3 in Kaskade geschaltet ist. Ein Steuerkreis
21 wird zur Steuerung des Ein-Aus-Zustandes der Feldef
fekttransistoren 5, 7, 9 und 19, um das dezimale Dämpfungs
glied 43 selektiv in den Kreis einzufügen, und der Feld
effekttransistoren 11, 13, 15 und 17 verwendet, um die
sub-dezimalen Dämpfungsglieder und eine Verstärkung des
Ausgangsverstärkers 60 auszuwählen. Ein Feldeffekttran
sistorpaar 5-19 oder 7-9 wird durch den Schalt-
Steuerkreis 21 selektiv leitend geschaltet, wodurch das
Dämpfungsglied 43 wirksam in Abhängigkeit von dem lei
tenden Feldeffekttransistorpaar in den Signalweg einge
fügt wird oder aus diesem entfernt wird. In einer ähnli
chen Weise wird ein Feldeffekttransistorpaar 11-17 oder
13-15 selektiv eingeschaltet, um jeweils den durch 2
teilenden Dämpfungsfaktor und den durch 5 teilenden
Dämpfungsfaktor auszuwählen. Das durch 2 teilende
Dämpfungsglied besteht aus dem Widerstand 50, der zu dem
Signalweg in Reihe geschaltet ist, und den parallel
geschalteten Widerständen 52 und 54, die ein Nebenschluß bzw. Shunt-Ele
ment bilden. Das durch 5 teilende Dämpfungsglied be
steht aus einem Widerstand 52 als ein Reihenelement,
während die Parallelschaltung der Widerstände 50 und 52
das Shunt-Element bilden. Es wird festgestellt, daß die
Feldeffekttransistoren, die Sperrschicht-Feldeffekt
transistoren sind, im leitenden Zustand einen endlichen
Widerstand aufweisen, der sich in Übereinstimmung mit
der Temperatur ändern kann. Um die Temperaturempfind
lichkeit zu verringern, wird ein zusätzlicher Feld
effekttransistor 56 in Reihe zu dem Shunt-Widerstand 54
betrieben. Dieses Dämpfungsglied ermöglicht die Auswahl
von Dämpfungsfaktoren in einer sogenannten 1-2-5-Schritt
folge und wendet sowohl die schaltbaren Feldeffekttransisto
ren als auch den Verstärker 60 mit dem schaltbaren Verstär
kungsfaktor an.
Die Fig. 2 zeigt ein Prinzip-Schaltbild des erfindungs
gemäßen programmierbaren Dämpfungsgliedes. Es können in
Abhängigkeit von einem Steuersignal zwei verschiedene
Dämpfungsfaktoren ausgewählt werden. An den Eingangs
anschluß 100 wird eine das Eingangssignal liefernde Span
nungsquelle e in mit einem ziemlich kleinen Innenwider
stand angelegt. In der Praxis kann die Quelle e in für
das Eingangssignal einen Ausgang eines Impedanzwandler-
Verstärkers darstellen, der eine Emitterfolger-Ausgangs
stufe enthält. Der die Reihenwiderstände R 1 und R 2 ent
haltende Widerstandsteiler 102 ist zwischen den Eingangs
anschluß 100 und Masse geschaltet. Ein erster elektroni
scher Schalter 103 ist zwischen den Eingangsanschluß 100
und den Ausgangsanschluß 101 über den Widerstand R 3 ge
schaltet. Ein zweiter elektronischer Schalter 104 ist
zwischen den Ausgang des Widerstandsteilers 102 (Ver
bindungspunkt von R 1 und R 2) und den Ausgangsanschluß
101 geschaltet. Der Schalt-Steuerkreis 105 wird ange
wendet, um die elektronischen Schalter 103 und 104 zu
steuern.
Der erste elektronische Schalter 103 umfaßt ein Paar
von in Reihe geschalteten DMOS (double diffused metal
oxide semiconductor) Feldeffekttransistoren Q 1 und Q 2
und einen Sperrschicht-Feldeffekttransistor, der zwi
schen dem Verbindungspunkt der Transistoren Q 1-Q 2 und
Masse geschaltet ist. Der zweite elektronische Schalter
104 weist einen einzigen DMOS-Feldeffekttransistor Q 4
auf. DMOS-Feldeffekttransistoren können infolge ihrer
kurzen Kanallänge bei einer hohen Frequenz betrieben
werden und weisen einen ausreichend kleinen Einschalt
widerstand auf. Die Gate-Elektroden der Feldeffekt
transistoren Q 1-Q 4 sind so geschaltet, daß sie Steuer
signale von dem Schalt-Steuerkreis 105 empfangen.
Beim Betrieb, wenn eine geeignete Gate-Spannung angelegt
wird, um Q 1 und Q 2 einzuschalten und Q 3 und Q 4 auszu
schalten, werden der Eingangsanschluß 100 und der Aus
gangsanschluß 101 aneinandergekoppelt, um das Eingangs
signal mit einer minimalen Signaldämpfung oder mit im we
sentlichen keiner Signaldämpfung zu übertragen. Es wird
festgestellt, daß eine endliche Kapazität zwischen der
Source-Elektrode und der Drain-Elektrode des nichtleiten
den DMOS-Feldeffekttransistors Q 4 vorhanden ist. Diese
Streukapazität kann das Eingangssignal zum Ausgangsan
schluß 101 koppeln. Ein derartiges Streu- oder "Blow-by"-
Signal ist in der Praxis vernachlässigbar, weil das Ein
gangssignal zum Transistor Q 4 bereits durch den Wider
standsteiler 102 um einen vorbestimmten Betrag (z. B. um
¹/₅) in Abhängigkeit von einem besonderen Anwendungsfall
gedämpft ist. Außerdem ist die Kapazität zwischen der
Source-Elektrode und der Drain-Elektrode des Transistors
Q 3 ebenfalls für das durch die Transistoren Q 1-Q 2 ver
laufende Signal vernachlässigbar, weil der Widerstand von
R 1, R 2 und R 3 sehr klein sein kann, beispielsweise in
der Größenordndung von 100 Ohm oder weniger liegen kann.
Andererseits werden zur Dämpfung des Eingangssignales
die Transistoren Q 3 und Q 4 eingeschaltet, während die
Transistoren Q 1 und Q 2 ausgeschaltet werden. Der zweite
elektronische Schalter Q 4 überträgt nun das gedämpfte
Eingangssignal zum Ausgangsanschluß 101. Selbst ein klei
ner Betrag des Streu- oder "Blow-by"-Signales des nicht
gedämpften Eingangssignales über die Transistoren Q 1 und
Q 2 kann einen relativ großen Prozentsatz des gedämpften
Signales über den Transistor Q 4 darstellen, weshalb der
Streu- bzw. "Blow-by"-Effekt in diesem Fall nicht vernach
lässigbar ist. Der Transistor Q 3 entfernt jedoch das
Streu- bzw. "Blow-by"-Signal dadurch, daß er es an Masse
ableitet. Außerdem verringert die Serienschaltung der
beiden Feldeffekttransistoren Q 1-Q 2 den Effekt, weil die
Kapazität zwischen der Source-Elektrode und der Drain-
Elektrode auf eine Hälfte verringert wird.
Der Reihenwiderstand R 3 wird eingefügt, um die Ausgangs
impedanz des programmierbaren Dämpfungsgliedes bei bei
den Einstellungen gleichzumachen. Dies ist natürlich sehr
wichtig, um die Eingangsimpedanz für ein breitbandiges
Dämpfungsglied zu bestimmen, der mit der nachfolgenden
stufe des Dämpfungsgliedes verbunden wird. R 3 spielt
auch eine weitere wichtige Rolle, die darin besteht, im
leitenden Zustand des Transistors Q 3 die kapazitive Last
zum Eingangssignal zu verringern. Dies bedeutet, daß das
Eingangssignal ohne den Widerstand R 3 direkt durch die
Kapazität zwischen der Drain-Elektrode und der Source-
Elektrode des Transistors Q 1 durchgelassen würde.
Obwohl das Dämpfungsglied der Fig. 2 nur nicht-gedämpfte
und gedämpfte Einstellungen auswählt, kann die vorlie
gende Erfindung leicht im Zusammenhang mit drei oder mehr
unterschiedlichen Dämpfungseinstellungen angewendet
werden. Die Fig. 3 zeigt eine vereinfachte schematische
Darstellung eines anderen erfindungsgemäß programmierba
ren Dämpfungsgliedes, durch das drei verschiedene Dämpfungs
faktoren ausgewählt werden können. Die Kreisanordnung und
der Betrieb ähneln der Kreisanordnung und dem Betrieb der
Fig. 2, wenn man davon absieht, daß der Widerstandsteiler
102′ nun drei Reihenwiderstände R 11, R 12 und R 13 aufweist
und daß ein dritter elektronischer DMOS-Schalt-Feldeffekttransistor
Q 15 vorgesehen ist. Das Signal wird nicht gedämpft, wenn
die Transistoren Q 11 und Q 12 eingeschaltet sind. Es wird
beispielsweise jeweils auf ½ und ¹/₅ gedämpft, wenn die
Transistoren Q 14 und Q 15 leiten. Außerdem ist kein Wider
stand zum Transistor Q 14 in Reihe geschaltet. Dies be
deutet, daß die Widerstände R 11, R 12 und R 13 derart aus
gewählt werden, daß sie einen Wert bilden, um den vorbe
stimmten Ausgangswiderstand zu erzeugen, während das
richtige Dämpfungsverhältnis im leitenden Zustand des
Transistors Q 14 aufrechterhalten wird. Die Widerstände
R 14 und R 15 sind jedoch in Reihe zu dem elektronischen
Schalter geschaltet, um eine konstante Ausgangsimpedanz
aufrechtzuerhalten.
Es wird noch einmal festgestellt, daß der erste elektro
nische Schalter im Nicht-Dämpfungszustand ein Paar von
in Reihe geschalteten DMOS-Feldeffekttransistoren Q 11
und Q 12 und einen zusätzlichen Shunt-Feldeffektransistor
Q 13 zum Zwecke der Blockierung eines "Blow-by"-Effektes ent
hält.
Die Fig. 4 zeigt ein schematisches Schaltbild des pro
grammierbaren Dämpfungsgliedes, das für ein Oszilloskop
oder für ähnliche, die vorliegende Erfindung enthaltende
Anwendungsfälle geeignet ist.
Ein an den Eingangsstecker 110 angelegtes Eingangssignal
wird selektiv durch zwei in Kaskade geschaltete Dezimal-
Dämpfungsglieder 112 und 114 gedämpft, die jeweils durch
Schalter 113 und 115 gesteuert werden. Diese Schalter
können durch ein bekanntes elektrisches Relais gesteuert
werden. Das Ausgangssignal von der dezimalen oder dekadi
schen Dämpfungsstufe wird an den Impedanzwandler 116 an
gelegt.
Der Impedanzwandler 116 enthält einen Wechselstrom-Kopp
lungskondensator C 20, einen Widerstandsteiler R 20-R 21 zur
Bestimmung der Eingangsimpedanz, einen Operationsverstär
ker A 1 als einen Tieffrequenz-Verstärker, einen Source
folger-DMOS-Feldeffekttransistor Q 20 und einen Stromquel
len-Transistor Q 21, Emitterfolger-Verstärkertransistoren
Q 22-Q 23 der Ausgangsstufe und einen Bootstrap-Transistor
Q 24. Das Ausgangssignal der Transistoren Q 22-Q 23 wird zum
invertierenden Eingang des Operationsverstärkers A 1 über
den Widerstandsteiler R 22-R 23 zurückgekoppelt, der ein
ähnliches Teilerverhältnis wie der Teiler R 20-R 21 auf
weist. Das Ausgangssignal vom Verstärker A 1 wird über
den großen Widerstand R 30 der Gate-Elektrode des Feldef
fekttransistors Q 20 zugeführt. Dioden D 3 und D 5 liefern ei
nen Überlastschutz für den Transistor Q 20. Der Kondensator
22 stellt die Eingangskapazität ein, während der Kondensa
tor C 21 die Einstellung des Hochfrequenz-Verstärkungsfak
tors liefert. Der Kondensator C 23 wird verwendet, um im Ope
rationsverstärker A 1 die kapazitive Last des Substrates zu
verringern. Der Transistor Q 24 und die Zener-Diode D 4 stel
len sicher, daß der Transistor Q 20 das Eingangssignal mit
einer minimalen Signalverzerrung verstärkt. Bei dem Impe
danzwandler 116 handelt es sich natürlich um einen Verstär
ker mit einem Einheitsverstärkungsfaktor (unity gain ampli
fier) mit einer hohen Eingangsimpedanz und einer kleinen
Ausgangsimpedanz.
Der sub-dezimale Teil 118 des Dämpfungsgliedes entspricht
im wesentlichen demjenigen der Fig. 3 und wählt drei ver
schiedene Dämpfungsfaktoren aus, z. B. ¹/₁, ½ und ¹/₅.
Der einzig wichtige Unterschied besteht darin, daß Kon
densatoren parallel zu den Teilerwiderständen R 11, R 12
und R 13 vorgesehen sind, so daß das Dämpfungsglied über
einen weiten Frequenzbereich arbeitet und die Eingangs
kapazität bei verschiedenen Dämpfungsfaktoren unverän
dert bleibt.
Der Schalt-Steuerkreis 105 umfaßt vier Vergleicher A 2 bis
A 5 und die Bezugsspannungsquelle E 1 und E 2. Ein Steuer
anschluß eines Steueranschlußpaares 120-122 weist den
logischen Pegel "high" auf und ein Transistor Q 14 oder
Q 15 wird eingeschaltet, um das gedämpfte Ausgangssignal
(½ oder ¹/₅) in Abhängigkeit von der angelegten Span
nung zu liefern. Gleichzeitig liefert der Vergleicher A 3
ein Ausgangssignal mit einem hohen Pegel, um den Tran
sistor Q 13 einzuschalten, wodurch das zuvor erwähnte
"Blow-by"-Signal blockiert wird. Wenn jedoch beide Steuer
anschlüsse 120 und 122 einen niedrigen logischen Pegel
aufweisen, liefern die Vergleicher A 2 und A 3 jeweils
ein hochpegeliges und ein tiefpegeliges Ausgangssignal,
um die Transistoren Q 11 und Q 12 einzuschalten und den
Transistor Q 13 auszuschalten, um das nicht-gedämpfte Aus
gangssignal auszuwählen. Das Steuersignal für die Steuer
anschlüsse 120 und 121 wird von einem Mikroprozessor oder
einer ähnlichen Zentralsteuervorrichtung durch eine Da
tenverriegelung (data latch) geliefert.
Das in der Fig. 4 dargestellte programmierte Dämpfungs
glied liefert nun die Dämpfungsfaktoren ¹/₁, ½, ¹/₅,
¹/₁₀, ½₀, ¹/₅₀, ¹/₁₀₀, ½₀₀ und ¹/₅₀₀, um die Span
nungsempfindlichkeit in 1-2-5 Stufen zu schalten. Die
Vorteile dieses programmierbaren Dämpfungssystemes zwi
schen dem Eingangsanschluß 100 und dem Ausgangsanschluß
101 sind die folgenden: Der Dämpfungsfaktor kann über
einen weiten Bereich in 1-2-5 Stufen ohne Schalten des
Verstärkungsfaktors eines Ausgangsverstärkers geschal
tet werden. Die Dämpfungsfaktoren können durch elektri
sche Steuersignale zu der dezimalen und sub-dezimalen
Dämpfungsstufe geschaltet werden, wodurch sie programmier
bar und von der Ferner aus steuerbar sind. Die Verwen
dung von DMOS-Feldeffekttransistor-Schaltern für das sub-
dezimale Dämpfungsglied mit einem niedrigeren Widerstand
stellt eine genauere Dämpfung und eine weniger große
Empfindlichkeit in Bezug auf Temperaturänderungen sicher.
Die Anwendung eines Paares von in Reihe geschalteten DMOS-
Feldeffekttransistoren und eines Shunt- bzw. Nebenschluß-
Feldeffekttransistors als den elektronischen Schalter
für die nicht-dämpfende Einstellung beseitigt wirksam das
Streu- bzw. "Blow-by"-Problem, das mit der Streukapazität
verbunden ist. Der einen Hochfrequenz-Verstärkerteil und
einen Niederfrequenz-Verstärkerteil enthaltende Impedanz
wandler liefert eine sehr stabile Niederfrequenz- oder
Gleichstromcharakteristik.
Claims (2)
1. Programmierbares Dämpfungsglied für Hochfrequenzsignale, bei
dem
- a) zwischen einen Eingangsanschluß (100) und Masse die Reihenschaltung wenigstens zweier Widerstände (R 1, R 2, R 11, R 12 . . .) geschaltet ist, bei dem
- b) zwischen den Eingangsanschluß (100) und einen Ausgangsanschluß (101) ein erster elektronischer Schalter (103; Q 11, Q 12, Q 13) mit einer Reihenschaltung eines Transistorpaares (Q 1, Q 2; Q 11, Q 12) geschaltet ist, bei dem
- c) ein weiterer elektronischer Schalter (104; Q 14, . . .) in Form eines einziges Transistors (Q 4; Q 14, . . .) zwischen den Verbindungspunkt der Widerstände R 1, R 2; R 11, R 12, . . .) und den Ausgangsanschluß (101) geschaltet ist, und bei dem
- d) eine Steuereinrichtung (105) zur Ansteuerung der elektronischen Schalter (103; Q 11, Q 12, Q 13 bzw. 104; Q 14 . . .) vorgesehen ist,
dadurch gekennzeichnet, daß
- e) der erste elektronische Schalter (103; Q 11, Q 12, Q 13) einen zwischen den Verbindungspunkt der Reihenschaltung des Transistorpaars (Q 1, Q 2; Q 11, Q 12) und Masse geschalteten Nebenschlußtransistor (Q 3; Q 13) enthält.
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