DE3317358C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein Reflektometer nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Eine derartige Reflektometeranordnung ist beispielsweise bekannt aus Meinke/Gundlach "Taschenbuch der Hochfrequenz­ technik", 1968, S. 1602. Ein HF-Generator speist eine Richtkoppleranordnung mit zwei Richtkopplern, von denen der eine mit einem Kurzschluß, der andere mit dem Meß­ objekt belastet ist. Die von den Richtkopplern ausge­ koppelten Signale werden in zwei gleich aufgebauten Signalwegen mit einer Oszillatorfrequenz auf eine Zwi­ schenfrequenz von 10 MHz umgesetzt und verstärkt. Die verstärkten Zwischenfrequenz-Signale werden in ihrer Amplitude verglichen und zum anderen nach Durch­ laufen von Begrenzern einer Phasendetektionseinrichtung zugeführt.

Aus der DE-AS 12 81 564 ist eine ähnliche Reflektometeranordnung mit zwei Richtkopplern bekannt, bei der lediglich für die ausgekoppelten Signale des einen der beiden Richtkoppler eine Frequenzumsetzung vorgenommen wird.

Bei der Bestimmung des komplexen Reflexionsfaktors einer Antennen ist im allgemeinen die Meßmöglichkeit über einen breiten Frequenzbereich gefordert. Darüber hinaus ist es häufig wünschenswert, die Messung mit möglichst gerin­ ger HF-Leistung vorzunehmen, um die Abstrahlung des Meß­ signals über die Antenne minimal zu halten. Dabei ergibt sich das Problem, daß sich den durch Fehlanpassung der Antenne reflektierten Signalanteilen die von anderen Sendern im gleichen Frequenzband empfangenen Signale überlagern. Diese Fremdsendersignale summieren sich zu Störspannungen, die bei niedrigen Meßleistungspegeln keine zufriedenstellende Auflösung der Amplituden- und Phasenwerte zulassen.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein Reflekto­ meter anzugeben, das bei geringem Aufwand die Messung des Reflexionsfaktors über einen weiten Frequenzbereich mit guter Auflösung auch bei geringem Meßleistungspegel er­ möglicht.

Die erfindungsgemäße Lösung dieser Aufgabe ist im Patenant­ anspruch 1 beschrieben. Die Unteransprüche enthalten vorteilhafte Ausführungen und Weiterbildungen der Erfin­ dung.

Durch die Erzeugung eines Einseitenband (ESB)-Signals mit einer der Niederfrequenz entsprechenden konstanten Fre­ quenzablage von der hochfrequenten Meßfrequenz und Um­ setzen des Vorlaufsignals und des Rücklaufsignals mit dem Einseitenbandsignal ergeben sich automatisch immer Signale auf der ursprünglich eingesetzten Niederfrequenz. Die Konstanz der Zwischenfrequenz entspricht damit der der dem ESB-Generator zugeführten Niederfrequenz. Diese kann mit gebräuchlichen NF-Generatoren hinreichend konstant gehalten werden. Die zwischenfrequenten Signale weisen die gleiche gegenseitige Phasendifferenz auf wie die hochfrequenten Vor- und Rücklaufsignale. Diese Pha­ sendifferenz ist im Niederfrequenzbereich einfach und mit sehr guter Auflösung meßbar. Anordnungen zur Er­ zeugung von Einseitenbandsignalen sind an sich bekannt.

Die Erfindung ist im folgenden unter Bezugnahme auf die Abbildung, die ein Prinzipschaltbild einer vorteilhaften Ausführung der Anordnung zeigt, noch weiter veranschau­ licht.

Von der Senderseite her wird die Meßfrequenz f_o bereit­ gestellt. Die Meßfrequenz sei beispielsweise im Grenz- und Kurzwellenbereich einstellbar, die Meßleistung liege bei wenigen mW. Der Hauptanteil der Leistung wird über die Richtkoppleranordnung 1 und das Anpaßge­ rät AG auf die Antenne A geleitet. Ein geringer Anteil wird abgezweigt für die Aufbereitung des Einseitenband­ signals in dem ESB-Generator 14. Ein weiterer Anteil wird in der Richtkoppleranordnung 1 als Vorlaufsignal U_V ausgekoppelt. Bei Fehlanpassung der Antenne A wird ein Teil der auf die Antenne geleiteten Leistung reflektiert. In der Richtkoppleranordnung 1 wird ein der reflektierten Leistung und den Empfangssignalen von Fremdsendern ent­ sprechendes Rücklaufsignal U_R ausgekoppelt.

Das Vorlaufsignal U_V und das Rücklaufsignal U_R durch­ laufen je einen von zwei gleich aufgebauten Signalwegen. Dadurch werden automatisch alle Temperatur-, Laufzeit- und Frequenzgangeinflüsse kompensiert.

In dem ESB-Generator 14 wird aus der Meßfrequenz f_o und der Niederfrequenz f_z ein Einseitenbandsignal der Fre­ quenz f_m = f_o-f_z (oder f_m = f_o + f_z) aufbereitet. Die Niederfrequenz liege beispielsweise bei 5 kHz. In Mischern 2, 2′ wird dieses ESB-Signal mit den Signalen U_R und U_V gemischt. In nachfolgenden Filtern 3, 3′ werden nur die Mischprodukte mit der Frequenz f_z durch­ gelassen und die übrigen Frequenzanteile unterdrückt. Da die Niederfrequenz f_z sehr viel kleiner ist als die Meßfrequenz, können die Filter vorteilhafterweise als Tiefpässe aus einfachen RC-Gliedern aufgebaut sein. Aus dem breitbandigen Rücklaufsignal U_R werden damit die Signalanteile aus nur einem sehr schmalen Frequenzband (im Beispielsfall von ca. 15 kHz) bei der Meßfrequenz f_o ausgefiltert. Durch Erweiterung der Tiefpaßfilter zu 5 kHz-Bandpaßfiltern kann die Selektion noch weiter ver­ bessert werden. Der Einfall eines Fremdsenders in die­ sem engen Frequenzband ist unwahrscheinlich und kann zudem meist durch geringfügiges Verschieben der Meßfre­ quenz f_o umgangen werden. Auf jeden Fall wird die Auf­ summierung vieler Störungen aus einem breiten Frequenz­ band mit einfachen Mitteln vermieden.

Die Ausgangssignale der Tiefpaßfilter 3, 3′ werden in zwei gleichen Verstärkern 4, 4′ verstärkt und durch­ laufen, danach die Begrenzer 5, 5′. Am Ausgang der Begrenzer stehen zwei Rechtecksignale der Frequenz f_z zur Verfügung, die unabhängig sind von der Amplitude der Richtkopplersignale. Sie enthalten jedoch dieselbe Phaseninformation wie die ursprünglichen, um ein Viel­ faches in der Frequenz höher liegenden Vor- und Rücklaufsignale U_R und U_V. Die Phasendifferenz Φ dieser beiden Rechtecksignale wird nun bevorzugterweise mit Hilfe eines Prozessors digital gemessen. Das Auflösungs­ vermögen bei der Bestimmung der Phasendifferenz ist da­ bei gegeben durch die Taktfrequenz des Prozessors und die Niederfrequenz f_z. Bei einer Taktfrequenz von 2,5 MHz und einer Niederfrequenz von 5 kHz kann die Phasendiffe­ renz bestenfalls auf 360° : 500 = 0,72° genau gemessen werden.

Die Amplitudeninformation wird vor den Komparator abge­ zweigt. Vorzugsweise ist nur eine Amplitudenmeßeinrich­ tung 7, beispielsweise ein aktiver Meßgleichrichter, für beide Signalzweige vorgesehen. Über eine Umschaltein­ richtung 6 sind dann die beiden zwischenfrequenten Span­ nungen abwechselnd an die Meßeinrichtung anschließbar. Über die Anschlüsse V und R an der Schnittstelle zum Prozessor können die entsprechenden Schalter durch den Prozessor angesteuert werden. Ein weiterer Anschluß L dient zur Ansteuerung eines weiteren Schalters L zum Löschen des letzten Meßwerts. Über einen Anschluß M kann der analoge Amplitudenwert über einen Analog-Digital- Wandler, der in dem Prozessor integriert sein kann, zur Weiterverarbeitung auf den Prozessor geleitet werden. Im Prozessor wird durch Quotientenbildung dann auch das Amplitudenverhältnis ermittelt. Die Meßgenauigkeit der Amplitudenmeßeinrichtung und dem nachfolgenden A-D-Wandler beträgt bei Verwendung gebräuchlicher Komponenten etwa 1%. Die Genauigkeit der Meßanordnung hängt im wesentli­ chen nur noch von den Abgleichtoleranzen des Richtkopplers ab.

Besonders vorteilhaft ist eine Ausführung der Erfindung, bei der die Messung der Phasendifferenz der zwischenfre­ quenten Signale digital mit Hilfe eines Prozessors erfolgt und die Niederfrequenz f_z aus der Taktfrequenz des Prozessors abgeleitet ist, z. B. durch Frequenztei­ lung. Frequenzschwankungen des Prozessors, z. B. infolge Temperatureinflusses, wirken sich dadurch auf die Nieder­ frequenz und auf die Phasenmessung in gleichem Maße aus und kompensieren sich.

Das Amplitudenverhältnis und die Phasendifferenz der beiden zwischenfrequenten Spannungen wird zur Erzeugung eines Korrektursignals K für die Nachstimmung des anpaß­ geräts AG ausgewertet.

Die Aufbereitung des Einseitenbandsignals im ESB-Gene­ rator erfolgt vorzugsweise nach der an sich bekannten Phasenmethode.

Das Niederfrequenzsignal wird in zwei Signalzweige auf­ gespalten, die nach Durchlaufen zweier Phasenschieber 8, 9 einen Phasenunterschied von 90° aufweisen. Da die Niederfrequenz konstant ist, können die beiden Phasen­ schieber schmalbandig als einfache RC-Glieder mit +45° bzw. -45° Phasenbeeinflussung aufgebaut sein. Die um 90° phasenverschobenen Signale bilden die jeweils ersten Eingangssignale zweier weiterer Mischer 10 und 11. In gleicher Weise wird das Signal mit der Meßfrequenz f_o in zwei Signalwege aufgespalten und über eine breit­ bandige, den Frequenzbereich von im Beispielsfall 2-30 MHz überdeckende 90°-Differenz-Phasenschieberan­ ordnung geleitet. Realisiert wird diese Phasenschieber­ anordnung vorteilhafterweise mit einfachen RC-Gliedern und nachfolgenden Komparatoren 11, 11′ sehr hoher Emp­ findlichkeit bei gleichzeitig sehr hoher Grenzfrequenz (z. B. 50 dB bei 300 MHz). Durch die hohe Empfindlich­ keit, d. h. sehr kleine Vergleichsschwelle der Kompa­ ratoren macht sich die i. a. unterschiedliche Signal­ dämpfung der Phasenschieber 11, 11′ kaum bemerkbar. Die derart um 90° gegeneinander phasenverschobenen amplitu­ dengleichen Signale der Meßfrequenz f_o bilden die jeweils zweiten Eingangssignale der beiden weiteren Mischer 10 und 11. Zur Erzeugung nur eines Seitenbandes sind die Ausgänge der weiteren Mischer 10, 11 zusammengeschaltet, wodurch das andere Seitenband sehr gut unterdrückt werden.

Mit dem erfindungsgemäßen Reflektometer steht eine An­ ordnung zur Verfügung mit einer Reihe vorteilhafter Ei­ genschaften:
Trotz der scheinbaren Komplexität der Gesamtschaltung ergibt sich aus dem Konzept nur ein geringer Realisie­ rungsaufwand.
Verlegung aller wesentlichen Meßaufgaben in die Software des Prozessors im Sinne eines ökonomischen Prozessor­ betriebes, mit gleichzeitiger Steigerung der Meßwerte­ auflösung.
Autonomes Gerät, das lediglich ein externes HF-Meßsignal benötigt mit geringster Leistung.
Hohe Störunempfindlichkeit gegen externe Störsignale (Sender) bei gleichzeitig geringem Filteraufwand durch einfache selektive NF-Filter (RC-Glieder).
Völlig symmetrischer und identischer Aufbau beider ZF- Kanäle kompensiert automatisch alle Temperatur- und Laufzeiteinflüsse.
Relativmeßverfahren des Reflexionsfaktors eliminiert alle Frequenzgangeinflüsse der Mischer und des Meßsignals f_o. Abgleich der Einrichtung lediglich am Richtkoppler und Mitlaufgenerator.
Genauigkeit der Meßwerte ist ausreichend, um mit Hilfe eines Prozessors LC-Transformationselemente zu berechnen, die Anpassung einer beliebigen Antennenimpedanz auf z. B. Zo = 50 Ω zu ermöglichen.

Claims (6)

1. Reflektometer zum Bestimmen des komplexen Reflexionsfaktors einer über eine Richtkoppleranordnung (1) mit einem hochfrequenten Signal einer veränderlichen Meßfrequenz (f_o) gespeisten Antenne (A), mit zwei gleich aufgebauten Signalzweigen, in denen das Vorlaufsignal (U_V) und das Rücklaufsignal (U_R) der Richtkoppleranordnung in je einem Mischer (2, 2′) mit einer Überlagerungsfrequenz (f_m) auf eine Zwischenfrequenz umgesetzt werden und mit Einrichtungen zum Bestimmen des Amplitudenverhältnisses und der Phasendifferenz der beiden zwischenfrequenten Spannungen, welche Einrichtungen den beiden Mischern (2, 2′) ausgangsseitig nachgeschaltet sind, und zwar in bezug auf die Bestimmung des Amplitudenverhältnisses über mindestens eine Amplitudenmeßeinrichtung (7) und in bezug auf die Bestimmung der Phasendifferenz über Begrenzer (5, 5′), dadurch gekennzeichnet, daß ein Einseitenbandgenerator (14) aus der veränderlichen hochfrequenten Meßfrequenz (f_o) und einer konstanten Niederfrequenz (f_z) ein Einseitenbandsignal erzeugt, daß dieses Einseitenbandsignal den Mischern (2, 2′) in den beiden Signalzweigen zugeführt ist mit der Folge, daß das Vorlaufsignal (U_V) und das Rücklaufsignal (U_R) auf die Niederfrequenz (f_z) als Zwischenfrequenz umgesetzt werden.

2. Reflektometer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Bestimmung der Phasendifferenz (Φ) der beiden zwischenfrequenten Spannungen digital erfolgt mit Hilfe eines Prozessors.

3. Reflektometer nach Anspruch 2, dadurch gekennzeich­ net, daß die dem Einseitenbandgenerator (14) zugeführte Niederfrequenz (f_z) aus der Taktfrequenz des Prozessors abgeleitet ist.

4. Reflektometer nach einem der Ansprüche 1 bis 3, gekennzeichnet durch eine gemeinsame Amplitudenmeßein­ richtung (7), an die die beiden zwischenfrequenten Span­ nungen über eine Umschalteinrichtung (6) abwechselnd an­ schließbar sind.

5. Reflektometer nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Einseitenbandgenerator (14) zwei weitere Mischer (10, 10′) aufweist, denen zum einen die Meßfrequenz (f_o) und zum anderen die Nie­ derfrequenz (f_z) mit jeweils 90° Phasenunterschied zuge­ führt ist und deren Ausgänge zusammengefaßt sind.

6. Reflektometer nach Anspruch 5, gekennzeichnet durch je einen Begrenzerverstärker (11, 11′) vor den weiteren Mischern (10, 10′) im Zuge der den weiteren Mischern zu­ geführten Meßfrequenz.