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Schaltungsanordnung zum Erzeugen von Achszählimpulsen
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für Achszählanlagen Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung
zum Erzeugen von Achszählimpulsen für Achszählanlagen mit Hilfe von Gleisgeräten,
die mindestens einen wechselstromgespeisten Sendekreis vorgegebener Sendefrequenz
und einen mit diesem gekoppelten Empfangskreis aufweisen, deren durch die zu zählenden
Räder veränderbare Nutzempfangsspannung eine Auswerteeinrichtung steuern.
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Derartige Einrichtungen werden im Eisenbahnsicherungswesen beispielsweise
als elektronische Impulsgeber eingesetzt, die das Passieren von Fahrzeugachsen an
vorgegebenen Stellen des Gleises ermitteln sollen.
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Diese Impulsgeber bestehen vielfach aus einer auf der einen Seite
einer Eisenbahnschiene zwischen dem Schienenkopf und dem Schienenfuß angeordneten
Sendespule, die mit Wechselstrom gespeist wird, und einer mit dieser gekoppelten
Empfangsspule, die entweder auf derselben Seite der Schiene oder aber jenseits des
Schienenfußes angeordnet ist. Wenn der Laufkranz eines Rades die Spulenanordnung
passiert, erhöht sich die Kopplung zwischen der Sende- und der Empfangspule derart,
daß sich die Empfangs spannung erhöht. Diese Nutzempfangsspannung wird einer Auswerteeinrichtung
zugeführt.
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Meistens werden Zwillingsanordnungen vorgesehen, die beim Passieren
von Fahrzeugrädern gegeneinander versetzt ausgelöste Impulse liefern, die eine fahrrichtungsabhängige
Bewertung ermöglichen (DE-PS 1 605 427).
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Eingehende Untersuchungen auf Störgrößen bei derartigen Anordnungen
haben ergeben, daß'steile Änderungen von magnetischen Fremdfeldern am Ort der Empfangskreise
in deren Spulen unerwünschte Spannungen induzieren. Ursache sind Magnetfeldänderungen
aufgrund von Sprüngen des Bahnrückstromes oder von schnellbewegten erregten Magnetschienenbremsen
bzw. von elektrischen Bauteilen wie Drosseln auf den Triebfahrzeugen, die entsprechend
dem Takt von Gleichrichter-Puls-Fre- -quenzen erregt werden. Die unerwünschten steilflankigen
Störspannungen regen die Spulen der Empfangskreise zu exponentiell abklingenden
Eigenschwingungen an, die sich den Augenblickswerten der Nutzempfangsspannung überlagern.
Auf diese Weise können die Nutzempfangsspannungen u.U, bis zur Unkenntlichkeit verzerrt
werden, was im Endeffekt zu Fehlzählungen und damit zu Freimeldestörungen des Jeweiligen
Gleisabschnittes führen kann. Mit den bisher eingesetzen Geräten können Störungen
der. o.g. Art nicht ausgeschlossen werden.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, Schaltungsanordnungen der
eingangs genannten Art so zu verbessern, daß steilflankige Störsignale keinen Einfluß
haben auf die Richtigkeit der Achszählergebnisse.
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Erfindungsgemäß wird die Aufgabe dadurch gelöst, daß jedem-Empfangskreis
eine Umsetzerschaltung zum Ermitteln mindestens der positiven Summenhüllkurve der
Nutzempfangsspannung und aller steilflankigen Störsignale nachgeschaltet ist, daß
an die Umsetzerschaltung eine Schaltung angeschlossen ist, welche aufgrund der Bewertung
der steilen Vorderflanken der Störsignale eine Nachbildung der Störsignale nach
Amplitude und Verlauf gestattet und die so nachgebildeten Störsignale zusammen mit
den Signalen der Summenhüllkurve- der
Umsetzerschaltung eine eine
Signaldifferenz bildende Schaltung steuern, an welche die Auswerteeinrichtung angeschlossen
ist.
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Der besondere Vorteil der o.g. Schaltung besteht darin, daß auf elektronischem
Wege das Problem gelöst ist, die steilflankigen Störsignale von den Nutzsignalen
zu trennen, obwohl dies besonders bei höheren Fahrgeschwindigkeiten bezüglich der
Rückflanken der Störsignale aufgrund ähnlicher Signalverläufe besonders schwierig
ist.
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In vorteilhafter Weise kann die Umsetzerschaltung zum Erzeugen der
positiven Summenhüllkurve aus einer Einweggleichrichterschaltung mit einer ersten
Diode und einem Kondensator als Aufladekreis bestehen, dem ein in Abhängigkeit von
der Phasenlage der Sendefrequenz steuerbarer Entladestromkreis zum Erzielen des
jeweils aktuellen Spannungsspitzenwertes parallelgeschaltet ist.
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In vorteilhafter Weise kann als Entladestromkreis dem Kondensator
die Schaltstrecke eines ersten Transistors parallelgeschaltet werden, dessen Steuerkreis
über mindestens eine zweite, Diode der ersten Diode parallelgeschaltet ist und die
Basiselektrode des ersten Transistors einerseits über einen Widerstand auf Massepotential
und andererseits über die Schaltstrecke eines zweiten Transistors an einer den ersten-Transistor
sperrenden Spannung liegt, wobei die Basiselektrode des zweiten Transistors mit
einer bei den Nulldurchgängen der Nutzempfangsspannung auslösbaren Steuerschaltung
verbunden ist, die für den zweiten Transistor Jeweils nach dreiviertel der Periodendauer
der Nutzempfangsspannung innen bezogen auf die genannte Periodendauer kurzen Sperrimpuls
auslöst.
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Die Schaltung zum Bewerten der steilen Vorderflanken der Stbrimpulse
kann in vorteilhafter Weise aus einem über einen ersten Kondensator steuerbaren
Gegentaktverstärker bestehen mit zwei komplementären Transistoren, bei dem die Basis--
und Emitterelektroden über einen ersten Widerstand miteinander verbunden sind und
die Emitterelektroden über einen aus einem dritten und vierten Widerstand bestehenden
Spannungsteiler an einer Versorgungsspannung liegen, wobei dem dritten oder vierten
Widerstand ein zweiter Kondensator parallelgeschaltet ist, wobei die Kapazität des
ersten Kondensators wesentlich geringer ist als die des zweiten Kondensators und
die Zeitkonstante des aus dem ersten Widerstand und dem ersten Kondensator gebildeten
RC-Gliedes so gewählt ist, daß keiner der beiden Transistoren auch beim maximalen
Wert dU/dt der Hüllkurve der Nutzempfangsspannung noch nicht leitend wird.
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Zur Bildung der Signaldifferenz zwischen den nachgebildeten Stbrsignalen
und den Signalen der Summenhüllkurve kann in vorteilhafter Weise an die Emitterelektroden
der komplementären Transistoren des Gegentaktverstärkers mit seinem einen Eingang
ein Differenzverstärker angeschlossen werden, dessen zweiter Eingang wie der erste
Kondensator vom Gegentaktverstärker mit dem Ausgang der Umsetzerschaltung verbunden
werden.
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Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt
und wird nachfolgend an Hand mehrerer Figuren näher beschrieben.
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Es zeigen:
Figur 1 ein Gleisgerät, dessen Empfangskreis
eine Umsetzerschaltung zum Ermitteln der positiven Summenhüllkurve von empfangenen
Signalen speist, Figuren 2 verschiedeneHüllkurven bei ansteigender und 3 bzw. fallender
Spannung, Figur 4 eine Schaltung zum Weiterverarbeiten der von der Umsetzerschaltung
nach Figur 1 abgegebenen Signale und Figuren 5 verschiedene Signalverläufe an Meßpunkten
bis 7 der Schaltungsanordnung nach Figur 4.
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im oberen Teil der Figur 1 ist ein stilisiertes Gleisgerät dargestellt
in Verbindung mit einer Schiene S.
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Auf der einen Seite dieser Schiene S ist ein Sendekreis SS vorgesehen,
der durch einen Generator G mit Wechselstrom vorgegebener Sendefrequenz f gespeist
wird. Ein auf der anderen Seite der Schiene S vorgesehener Empfangskreis ES ist
mit dem Sendekreis SS gekoppelt und führt bereits bei nicht -befahrener Schiene
5 eine Nutzempfangsspannung UN, die beim Vorbeirollen eines Fahrzeugrades am Gleisgerät
aufgrund der dann vorhandenen intensiveren Kopplung sich um einen vorgegebenen Faktor
erhöht, vgl. positive Hüllkurve zum Zeitpunkt T1 in Figur 7.
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Unter imwEinfluB von Störungen gibt der Empfangskreis ES Jedoch nicht
nur die Nutzempfangsspannung UN ab, sondern auch steilflankige Störsignale UST.
Ein derartiges Summensignal ist als Hüllkurvenn Diagramm von Figur 5 dargestellt.
Dieses Summensignal gelangt über
einen Verstärker VI, dessen Stromversorgung
aus einer Gleichspannungsquelle OV/+UB erfolgt. Zum Ermitteln der positiven Summenhüllkurve
der Nutzempfangsspannung in Verbindung mit steilflankigen Störsignalen, vgl U2 in
Figur 5, ist die an den Verstärker V1 angeschlossene Umsetzerschaltung in Form einer
Gleichrichterschaltung für positive Halbwellen vorgesehen. Diese gestattet es, schnellen
eingangsseitigen Spannungserhöhungen, aber auch schnellen Spannungsabsenkungen zu
folgen. Im Aufladestromkreis der Gleichrichterschaltung liegt eine Diode D1 in Verbindung
mit einem Kondensator CI, der den Jeweiligen Spitzenwert U2 der vom Verstärker V7
abgegebenen Spannung Ul, vgl. Diagrammlinie I in Figur 2 bzw. 3, speichert. Parallel
zum Kondensator C1 liegt die Schaltstrecke eines ersten Transistors TR1, dessen
Basiselektrode B1 über zwei in Reihe geschaltete Dioden D2, D3 an den Ausgang des
Verstärkers V7 angeschlossen ist. Weiterhin liegt die Basiselektrode B1 des Transistors
TR7 über einen Widerstand R1 auf Massepotential OV. Der Transistor TR1 hat die Aufgabe,
dann zu vorgegebenen kurzen Zeitpunkten eine teilweise Entladung des Kondensators
C1 zu ermöglichen, wenn zu dem genannten Zeitpunkt der Verstärker V1 ein niedrigeres
Potential führt als der Kondensator C1. Zur gezielten Steuerung des Transistors
TRI in Abhängigkeit von der Phasenlage der Sendefrequenz f dient der im folgenden
beschriebene Schaltungsteil. So ist ein weiterer Transistor TR2 mit seiner Schaltstrecke
zwischen die die Batteriespannung +UB führende Leitung und die Basiselektrode 31
des ersten Transistors TRI angeschlossen. Der Transistor TR2 ist, wie noch näher
erläutert wird, zeitlich gesehen überwiegend leitend, so daß die Basiselektrode
31 auf so hohem positiven Potential liegt, daß
der Transistor TRI
gesperrt ist. Dabei kann bei ausreichend geringem Innenwiderstand des Verstärkers
V1 der Kondensator C1 schnell aufgeladen werden.
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Zwischen dem Ausgang des Verstärkers V1 und der Basiselektrode B2
des Transistors TR2 sind zwei in Reihe geschaltete Zeitglieder Z1 und Z2 vorgesehen;
diese haben Verzögerungszeiten t1 und t2, vgl. Diagrammlinien II und III der Figuren
2 und 3. Die Verzögerungszeit t1 ist so bemessen, daß sie dreiviertel der Periodendauer
der Sendefrequenz f beträgt. Die Verzögerungszeit t2 ist demgegeniiber sehr kurz,
vgl. Diagrammlinie III, Figur 2. Das Zeitglied Z1 mit dynamischem Eingang wird jeweils
beim Ubergang der Ausgangsspannung Ul des Verstärkers V1 von der positiven Halbwelle
beim Nulldurchgang getriggert, vgl. Zeitpunkt T2 in Diagrammlinie I von Figur 2.
Nach dem Ablaufen der Verzögerungszeit tl zum Zeitpunkt 73, also nach dreiviertel
der Periodendauer der Sendefrequenz f, fällt das Zeitglied Z1 wieder in die Grundstellung
zurück und triggert dabei mit der fallenden Flanke das nachgeschaltete Zeitglied
Z2, welches dann einen in der Diagrammlinie III d'argestellten kurzen Ausgangsimpulse
an die Basis B2 des Transistors TR2 abgibt. Dabei wird dieser Transistor gesperrt
und der Transistor TRI freigegeben. Es können nun zwei Betriebsfälle unterschieden
werden, nämlich der Fall, vgl. Figur 2, daß die Spannung U2 am Kondensator C1 und
damit an einer Ausgangsklemme K1 zum Zeitpunkt des Sperrens des Transistors TR2
genauso groß ist, wie die Ausgangsspannung Ul des Verstärkers V1 oder aber, vgl.
Figur 3 zum Zeitpunkt T4, daß die Spannung U2 größer ist als die Ausgangsspannung
U1 des Verstärkers VI. Im ersten Fall bleibt die Ladung des Kondensators C1 und
damit der Wert der Spannung U2 erhalten. Im zweiten Fall dagegen
erfolgt
eine schnelle teilweise Entladung des Kondensators CI, da an der Basis B1 des Transistors
TR1 die Differenz der beiden Spannungen U1 und U2 als Steuersignal wirkt. Dieses
Steuersignal ist dann nicht mehr in susreichendem Maße vorhanden, wenn der Kondensator
C1 so weit entladen ist, daß ein ausreichender Ausgleichsvorgang stattgefunden hat.
Zu dem Zeitpunkt ist auch das Zeitglied Z2 abgelaufen und damit die Verzögerungszeit
t2, so daß anschließend der Transistor TR2 wieder leitend und der Transistor TRI
auch auf diesem Wege gesperrt wird.
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Ergänzend sei noch erwähnt, daß es fÜr die erläuterte Schaltung grundsätzlich
ausreichen würde, eine der beiden Dioden D2 bzw. D zu verwenden, da eine dieser
beiden Dioden lediglich dazu dient, die Schwellspannung der Basis-Emitterstrecke
des Transistors TR1 zu kompensieren.
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Die beschriebene Umsetzerschaltung ist aufgrund ihres schnellen Aufladekreises
und ihres gesteuerten Ent-Iadestromkreises in vorteilhafter Weise geeignet, eine
positive Suinmenhüllkurve bezüglich der Nutzempfangsspannung UN sowie der dieser
möglicherweise überlagerten Störspannungen UST zu erzeugen, vgl. U2 in den Diagrammen
nach Figur 2 und 3 und U2 in Figur 5 über einen größeren Zeitraum betrachtet. Die
Spannung dieser Summenhüllkurve steht an der Ausgangsklemme K1 zur weiteren Verarbeitung
zur Verfügung und wird der Schaltungsanordnung nach Figur 4 zugeführt.
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Die Signale U2 der Summenhüllkurve der Nutzempfangsspannung und aller
steilflankigen Störsignale gelangt über die Klemmen K2 und K3 auf eine Schaltung
gemäß Figur 4, die in de r Lage ist, die steilflankigen Störsignale,UST z.B, liST?
bzw. UST2 in Figur 5, quasi von
der Nutzempfangsspannung UN abzutrennen.Der
zeitliche Verlauf einer derartigen Störspannung ist im Diagramm gemäß Figur 6 als
U3 in Abhängigkeit von der Zeit t dargestellt. Da dieser Spannungsverlauf aufgrund
der Kenntnis der bei Störungen võrhandenen Ausschwingvorgänge bekannt ist und somit
überwiegend elektronisch nachgebildet werden kann, ist für diesen Störspannungsverlauf
ein gesondertes Bezugszeichen U3 einiges.
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führt. Im einzelnen besteht die Schaltung zum Bewerten der steilen
Vorderflanken UST1 bzw. UST2, vgl.
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Figur 5, von Störspannungen aus einem Gegentaktverstärker, der aus
zwei Transistoren TR3 und TR4 aufgebaut ist und ebenfalls an der Versorgungsspannung
+UB liegt. Die Basis-und Emitterelektroden dieses Gegentaktverstärkers sind durch
einen Widerstand R2 verbunden, an den ein Kondensator C2 angeschlossen ist, der
denEingang der Schaltung bildet.Die Zeitkonstante des durch den Kondensator C2 und
den Widerstand R2 gebildeten RC-Gliedes ist so gewählt, daß keiner der beiden Transistoren
TR3 bzw. TR4 leitend wird, wenn der Wert dU/dt der Hüllkurve der Nutzempfangsspannung
UN einen Maximalwert erreicht.
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vielmehr soll der eine oder der andere Transistor TR3 bzw. TR4'erst
bei den steilen Vorderflanken USTI bzw.
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UST2 (Figur 5) der Störsignale ansprechen. Die Emitterelektroden der
beiden Transistoren TR3 und TR4 sind mit einem aus vorzugsweise zwei gleichwertigen
Widerständen R3 und R4 aufgebauten Spannungsteiler verbunden, der an der Batteriespannung
Gleichspannungsquelle OV/+UB liegt. An den Spannungsteiler R3/R4 ist ferner ein
Kondensator C3 angeschlossen, der im Betrieb die Spannung U3 vgl. Figur 6 führt.
Die Kapazität des Kondensators C3 ist wesentlich größer als diewenige des Kondensators
C2. Die Kapazität des Konden-
sators C3 und der Wert der Widerstände
R3 und R4 werden zweckmäßigerweise so gewählt, daß sich eine Zeitkonstante ergibt,
die den gleichen Wert hat wie die Ausschwingzeitkonstante des Empfangskreises ES
(Figur 1). In dem Fall ist der am Kondensator C3 auftretende Spannungsverlauf U3
nach Amplitude und Form mit den Signalen der Störspannung UST vergleichbar identisch.
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Ergänzend sei im Hinblick auf die Erzeugung der Spannung U3 nun noch
folgendes näher erläutert: Wenn auf den mit den beiden komplementären Transistoren
TR3 und TR4 aufgebauten Gegentaktverstärker steilflankige Störimpulse gelangen,
öffnet in Abhängigkeit von der Jeweiligen Polarität eines am Widerstand R2 vorliegenden
Spannungsabfalles der eine oder andere Transistor TR3 bzw. TR4 Jeweils nach dem
Uberschreiten der Schwellspannung des betreffenden Transistors und lädt den Kondensator
C3 von einer durch die Widerstände R3 und R4 vorgegebenen Mittenspannung auf einen
höheren oder niedrigeren Wert, und zwar solange, bis die Spannung am Kondensator
C3 einen Wert erreicht. der dem an den Basiselektroden der Transistoren TR3 und
TR4 abzüglich des Transistorschwellwertes entspricht. Dann sperrt der betreffende
Transistor TR3 bzw. TR4 wieder. Danach erfolgt beim Kondensator C3 ein Umladevorgang
nach einer e-Funktion bis die durch denSpannungsteiler R31R4 vorgegebene Mittenspannung
wieder erreicht ist.Die zeitliche 3minderung des Spannungswertes am Kondensator
C3 folgt dabei einem exponentiellen Verlauf mit der Zeitkonstanten = = E R3C3.
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In der Schaltungsanordnung nach Figur 4 ist ferner ein Differenzverstärker
V2 vorgesehen, der mit seinem einen Eingang EI mit den beiden Emitterelektroden
der beiden Transistoren TR3 und TR4 verbunden ist. Der zweite Eingang E2 des Differenzverstärkers
V2 ist mit der Klemme K2 verbunden. Aufgrund der zugeführten Signale ist nun der
Diferezverstärker V2 in der Lage, eine Signaldifferenz durclizufiihren, derart,
daß am Ausgang A des Differenzveistärkers V2 praktisch ein von Störsignalen befreites
Nutzsignal UA ausgegeben wird, welches dem Spannungsverlauf im Diagramm nach Figur
7 entspricht (positive Hüllkurve der Nutzempfangsspannung UN).
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Die von Störeinflüssen bereinigte Ausgangsspannung UA des Differenzverstärkers
V2 steuert eine Auswerteeinrichtung AG, die in ihrer Art nicht Gegenstand des Patentbegehrens
ist und somit keiner weiteren Erläuterung bedarf.
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5 Patentansprüche 7 Figuren
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