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Verfahren zur Erzeugung von Sendesignalen und
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Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens Die Erfindung
betrifft ein Verfahren zur Erzeugung von Sendesignalen vorgebbarer Frequenz, insbesondere
zum Betrieb von elektroakustischen Wandlern, der im Oberbegriff des Anspruchs 1
definierten Gattung.
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Bei der Sendesignalerzeugung ist es zur Erzielung von Spektren mit
guter Nebenzipfeldämpfung notwendig, die mittlere Leistung der Sendesignale zeitabhängig
steuern zu können. Bei Verwendung von linearen Verstärkern erreicht man dies dadurch,
daß man einen Sinusträger mit Sendefrequenz erzeugt und mit einer Fensterfunktion
multipliziert. Als Ergebnis erhält man ein amplitudenmoduliertes Sendesignal mit
Sendefrequenz, dessen Amplitude bei geeigneter Wahl der Fensterfunktion von Null
bei Beginn der Signalab strahlung zeitabhängig zunimmt und von einem Maximalwert
wieder auf Null am Ende der Signalabstrahlung zurückgeht.
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Auf geschaltete Leistungsverstärker sind diese Überlegungen nicht
unmittelbar übertragbar. Geschaltete Leistungsverstärker verbinden den Lastwiderstand,
hier den elektroakustischen Wandler, immer nur mit der vollen positiven oder negativen
Versorgungsspannung, und zwar wechselweise, da aufeinanderfolgende
Steuerimpulse
abwechselnd dem einen und anderen von zwei Steuereingängen des Leistungsverstärkers
zugeführt werden. An dem Wandler liegen somit Rechteckimpulse konstanter Größe und
wechselnder Polarität an. Eine Anpassung der mittleren Signalleistung kann daher
nur durch geeignete Wahl des Tastverhältnisses und damit durch Veränderung der Dauer
oder Länge der Rechteckimpulse erfolgen. Durch die Tiefpaßwirkung der Wandler und
durch das Übertragungsverhalten des Mediums Wasser bei Unterwassersenden ist das
Sendesignal bereits in geringem Abstand von dem Wandler oder der aus einer Wandleranzahl
bestehenden Sendebasis kaum von einem mit linearen Verstärkern erzeugten Signal
zu unterscheiden.
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Bei einem bekannten Verfahren zur Sendesignalerzeugung mit geschalteten
Leistungsverstärkern werden Steuerimpulse variabler Länge, welche die Einschaltdauer
der Leistungsverstärker bestimmen und damit das Tastverhältnis festlegen, durch
voreinstellbare Zähler erzeugt, die mit Werten einer Fensterfunktion voreingestellt
werden. Die Fensterfunktion ist jedoch hierbei aufgrund der Phasen-Zeit-Beziehung
von der Sendefrequenz abhängig und muß für jede Sendefrequenz festgelegt werden,
wodurch der elektronische Aufwand beträchtlich ist.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren der eingangs
genannten Art anzugeben, mit welchem das Tastverhältnis der von den geschalteten
Leistungsverstärkern abgegebenen Rechteckimpulse wechselnder Polarität, die zu einem
Sendesignal zusammengesetzt werden, und damit die mittlere Leistung des Sendesignals
unabhängig von der Sendefrequenz, vorzugsweise zeitabhängig, eingestellt werden
kann. Zugleich sollen mit diesem Verfahren die Voraussetzungen geschaffen
werden,
eine solche einstellbare frequenzunabhängige Sendesignalleistung sowohl ungerichtet
als auch gerichtet in vorwählbarer Senderichtung abstrahlen zu können, wobei der
hierfür erforderliche elektronische Aufwand möglichst klein gehalten werden soll.
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Diese Aufgabe ist bei einem Verfahren der im Oberbegriff des Anspruchs
1 angegebenen Art durch die Merkmale im Kennzeichnungsteil des Anspruchs 1 gelöst.
Durch die Vorgabe des Schwellwertes wird die Pulslänge der Steuerimpulse festgelegt
und somit die abgestrahlte mittlere Sendeleistung gesteuert.
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Das erfindungsgemäße Verfahren hat den Vorteil, daß das Tastverhältnis
und damit die mittlere Leistung des Sendesignals unabhängig von der Sendefrequenz
allein durch Vorgabe eines einzigen Schwellwertes eingestellt werden kann. Das Tastverhältnis
bleibt bei unverändertem Schwellwert auch bei sich ändernder Sendefrequenz unverändert.
Damit ist es u. a, auch möglich, bei einem sog. FM-Sweep die abgestrahlte Leistung
über die gesamte Sendedauer konstant zu halten. Durch die Frequenzunabhängigkeit
in der Einstellung des Tastverhältnisses der Sendeimpulse ist der elektronische
Aufwand zur Realisierung des Verfahrens gegenüber den bisher bekannten Verfahren
erheblich reduziert. Will man bei allen Sendefrequenzen die gleiche mittlere Leistung
abstrahlen, so muß lediglich ein einziger Schwellwert generiert werden, der bei
zeitabhängiger Anpassung der Leistung nach einer einzigen Zeitfunktion geändert
werden muß.
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Die Ableitung des symmetrischen Signals aus einem Referenzsignal,
dessen Periodendauer dem Kehrwert der Sendefrequenz entspricht und das die Phasenlage
des Sendesignals festlegt, eröffnet die Möglichkeit, zur
Richtungsbildung
in einfacher Weise eine Gruppe von Wandlern phasenverschoben anzusteuern, so daß
sich z. B. für eine auf einem Zylinder angeordnete Wandleranordnung (Zylinderbasis)
eine gerichtete Abstrahlung der Sendeleistung ergibt, ohne daß dadurch die mittlere
Sendesignalleistung in ihrer zeitabhängigen Anpassung beeinflußt wird.
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Gemäß einer Weiterbildung des Verfahrens nach Anspruch 2 wird hierbei
das Referenzsignal um den erforderlichen Phasenwinkel verschoben und das symmetrische
Signal aus dem phasenverschobenen Referenzsignal abgeleitet. Der Phasenwinkel bestimmt
sich dabei aus der Sendefrequenz und aus der aufgrund der Wandlergeometrie sich
ergebenden Verzögerungszeit für den einzelnen Wandler. Bei digitaler Signalerzeugung
kann dabei gemäß Anspruch 7 die Phasenverschiebung des Referenzsignals durch einfache
Addition eines digitalen Phasenwertes zu dem digitalen Referenzsignal erreicht werden.
Für jeden Wandler oder jede Wandlergruppe wird dabei entsprechend der Geometrie
der Wandleranordnung und der gewünschten Senderichtung ein gesondertes phasenverschobenes
Referenzsignal erzeugt und daraus jeweils ein symmetrisches Signal abgeleitet. Dies
kann in parallelen Schaltungen gleichzeitig oder zweckmäßiger Weise in der gleichen
Schaltung zeitlich nacheinander erfolgen.
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Eine vorteilhafte Ausgestaltung des erfindungsgemäßen Verfahrens ergibt
sich aus Anspruch 3. Durch die Ableitung des Polaritätssignals aus dem Referenzsignal
bzw. aus dem verschobenen Referenzsignal ist sichergestellt, daß ersteres die gleiche
Phasenlage und die gleiche Frequenz aufweist wie das Referenzsignal. Da das Polaritätssignal
quasi die Polarität der Steuerimpulse bestimmt, d. h. festlegt, ob der jeweilige
Steuerimpuls
die Verbindung des an den Leistungsverstärker angeschlossenen Lastwiderstandes bzw.
Wandlers mit der positiven oder negativen Versorgungsspannung bewirkt, ist sichergestellt,
daß in jeder Sendesignalperiode jedem Leistungsverstärker zwei um 180° gegeneinander
phasenverschobene Steuerimpulse zugeführt werden, die abwechselnd an dem einen oder
anderen Steuereingang des Leistungsverstärkers anliegen.
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Eine vorteilhafte Schaltungsanordnung zur Durchführung des erfindungsgemäßen
Verfahrens ergibt sich aus Anspruch 9, insbesondere in Verbindung mit Anspruch 12.
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Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zeichnet sich durch geringes
Bauvolumen aus. Die erforderlichen Bauelemente für die Sendesignalerzeugung lassen
sich auf einer einzigen Doppeleuropaformat-Karte unterbringen.
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Die Erfindung ist anhand eines in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels
einer Schaltungsanordnung im folgenden näher beschrieben. Die Zeichnung zeigt dabei
ein Blockschaltbild einer Schaltungsanordnung zur Erzeugung von Sendesignalen.
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Die in der Zeichnung dargestellte Schaltungsanordnung weist einen
einstellbaren digitalen Sägezahngenerator 20 auf, der n, hier 7, l-Bit-Ausgänge
21 und eine Anzahl, hier 12, l-Bit-Eingänge 22 zur Einstellung der Sägezahnfrequenz
hat. Im vorliegenden Ausführungsbeispiel ist der digitale Sägezahngenerator 20 als
digitaler Addierer 23 mit einem Takteingang, zwei Mehrbit-Summandeneingängen und
einem Mehrbit-Ausgang ausgebildet. Der Takteingang ist mit einem Taktgenerator 24
verbunden, der eine konstante Taktfrequenz, hier 1/3 MHz, abgibt. Der eine Summandeneingang
weist hier 12 Bit auf und stellt die Eingänge 22 des einstellbaren Sägezahngenerators
20 dar. Der 16 Bit-Ausgang des Addierers 23 ist mit dem 16 Bit Summandenein-
gang
verbunden, so daß der Addierer 23 eine an dem anderen Summandeneingang anlegbare
Zahl N fortlaufend modulo 216 der im Addierer 23 gebildeten Summe hinzuaddiert.
Die oberen 7 Bit des 16 Bit-Ausgangs des Addierers 23 bilden die n, hier 7, Ausgänge
des digitalen Sägezahngenerators 20. Die 7 Ausgänge des Sägezahngenerators 20 sind
unter Zwischenschaltung eines n-Bit-Volladdierers 25, hier eines 7-Bit-Volladdierers,
mit n-2, hier 5, Exclusiv-Oder-Gatter 26, im folgenden EX-OR-Gatter 26 genannt,
verbunden. Der Volladdierer 25 kann entfallen, wenn eine phasenverzögerte Ansteuerung,
die noch nachfolgend beschrieben werden wird, der Wandler 40 der Wandleranordnung
41 nicht erforderlich ist, was z. B. bei ungerichteter Abstrahlung (ODT-Betrieb)
einer zylinderförmigen Wandleranordnung 41 (Zylinderbasis) oder bei einer Abstrahlung
senkrecht zur Ebene einer ebenen Wandleranordnung 41 (Flachbasis) der Fall ist.
In diesem Fall würden die Ausgänge 21 des Sägezahngenerators 20 unmittelbar mit
den entsprechenden Eingängen der EX-OR-Gatter 26 verbunden sein, und zwar derart,
daß ein Eingang aller EX-OR-Gatter 26 an dem das zweithöchste Bit (215) der 7 Ausgänge
führenden sechsten Ausgang und die anderen Eingänge der EX-OR-Gatter jeweils an
einem der verbleibenden Ausgänge mit Ausnahme des das höchste Bit (216) der 7 Ausgänge
führenden siebten Ausgangs anliegen. An dem das höchstwertige Bit (MSB) führenden
siebten Ausgang des Sägezahngenerators 20 ist dann ein Polaritätssignal abnehmbar.
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Bei der in der dargestellten Schaltungsanordnung vorgenommenen Zwischenschaltung
des 7-Bit-Volladdierers 25 zwischen Sägezahngenerator 20 und EX-OR-Gatter 26 ist
in gleicher Weise der das zweithöchste Bit (215) führende sechste Ausgang des Addierers
25 mit jedem Eingang der fünf iX-OR-Gatter 26 verbunden und die übri-
gen
Ausgänge, mit Ausnahme des das höchste Bit (216) führenden siebten Ausgangs des
Addierers 25, sind mit jeweils einem der Eingänge der EX-OR-Gatter 26 verbunden.
An dem das höchstwertige Bit (216) führenden siebten Ausgang ist wiederum das Polaritätssignal
abnehmbar, dessen Funktion noch nachstehend beschrieben wird. Die Ausgänge der EX-OR-Gatter
26 sind mit einem 5-Bit-Eingang eines Komparators 27 verbunden, dessen anderer 5
Bit-Eingang mit einem digitalen Schwellwert belegbar ist. Hierzu ist dieser 5-Bit-Eingang
des Komparators 27 mit einem programmierbaren Festspeicher (PROM) 28 verbunden,
der von einem Rauf-Runter-Zähler (up/down-Zähler) 29 adressiert wird. Der Ausgang
des Komparators 27 ist mit dem einen Eingang eines Logikgatters 30 verbunden, an
dessen anderen Eingang das Polaritätssignal durch Verbinden mit dem höchstwertigen
Bit-Ausgang des Volladdierers 25 gelegt ist. Die beiden Ausgänge des Logikgatters
30 sind über je einen Multiplexer 31 bzw.
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32 mit einem von zwei Steuereingängen geschalteter Leistungsverstärker
33 verbunden, deren Ausgang jeweils an einem Wandler 40 der Wandleranordnung 41
angeschlossen ist. Die MultiPlexer 31 und 32 sind miteinander synchronisiert. Geschaltete
Leistungsverstärker 33 sind bekannt und im Aufbau und der Wirkungsweise beispielsweise
in der EP-OS 0034322 beschrieben. Wenn - wie häufig - das Logikgatter 30 in den
Leistungsverstärker 33 integriert ist, wäre in diesem Fall der Ausgang des Komparators
27 über den Multiplexer 31 mit dem einen Eingang eines solchen Leistungsverstärkers
und der das höchstwertige Bit 16 ) führende siebte Ausgang des Addierers 25 über
den Multiplexer 32 mit dem anderen Eingang eines solchen Leistungsverstärkers zu
verbinden. Das Logikgatter 30 ist mit zwei AND-Gliedern 34 und 35 und einem Inverter
36 derart aufgebaut, daß das in jeder
Halbperiode seine Polarität
wechselnde Polaritätssignal das Ausgangssignal des Komparators 27 abwechselnd auf
den einen oder anderen Ausgang des Logikgatters 30 durchschaltet. Die Wandler 40
- oder auch eine Gruppe parallelgeschalteter Wandler, sog.
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Staves, - der Wandleranordnung 41 werden über die Multiplexer 31,
32 zeitlich aufeinanderfolgend mit der gleichen Schaltungsanordnung verbunden, so
daß diese für jeden Wandler ein gesondertes Sendesignal erzeugt, das z. B. bei Richtungsbildung
für jeden Wandler entsprechend seiner geometrischen Lage in der Wandleranordnung
verändert wird, wobei die Sendesignalleistung konstant bleibt.
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Für die Richtungsbildung ist an dem anderen 7-Bit-Summandeneingang
des 7-Bit-Volladdierers 25 ein digitaler Multiplizierer 37 angeschlossen, dessen
einer Eingang mit dem Eingang 22 des Sägezahngenerators 23 und dessen anderer Eingang
mit dem Ausgang eines programmierbaren Festspeichers (PROM) 38 verbunden ist.
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In dem PROM 38 sind die aus der Geometrie der Wandleranordnung 41
und der gewünschten Senderichtung sich ergebenden Verzögerungszeiten als Vielfaches
i einer kleinsten Zeiteinheit At abgespeichert. Auch die Sendefrequenz wird als
Vielfaches N einer kleinsten Einheit tF sowohl im Sägezahngenerator 20 eingestellt
als auch dem anderen Eingang des Multiplizierers 37 zugeführt. Die kleinste Einheit
der Sendefrequenz ist im vorliegenden Beispiel zu AF = MHz 21 und die kleinste Zeiteinheit
= 3,is gewählt. Damit ergibt sich die Sendefrequenz aus
F = N-
t F AF 212 und die Verzögerungszeit aus t = i At 0i270 Der aus der Sendefrequenz
und der Verzögerungszeit gebildete Phasenwinkel ergibt sich gleichfalls als ein
Vielfaches m einer kleinsten Winkeleinheit t wobei im vorliegenden Fall A cp = gewählt
ist. Durch diese geeignete Quantisierung von Sendefrequenz F und Verzögerungszeit
t ergibt sich der Phasenwinkel ç am Ausgang des Multiplizierers 37 als Produkt m
der ganzzahligen Vielfachen i der quantisierten Verzögerungszeit Ät und N der quantisierten
Sendefrequenz zF. Eine sich dabei noch ergebende Multiplikation mit dem Faktor 2
-9 wird durch Bit-Shiften am Ausgang des Multiplizierers 37 verwirklicht.
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Die vorstehend beschriebene Quantisierung von Sendefrequenz F und
Verzögerungszeit t ist nicht zwingend, sondern stellt nur eine besonders zweckmäßige
Ausführungsform dar. Die Quantisierung kann jedoch nicht beliebig gemacht werden,
sondern muß immer so vorgenommen werden, daß das Produkt der kleinsten Einheiten
nF bzw. #t von Sendefrequenz F und Verzögerungszeit t eine ganzzahlige Potenz der
Zahl "2" ist. Bei dieser Quantisierung kann die Wandlung der für die verzögerte
Ansteuerung der einzelnen Wandler 41 erforderliche Verzögerungszeit in einen Phasenwinkel
9 zur Verschiebung des dem Wandler zugeführten Sendesignals durch einfache Multiplikation
der ganzzahligen Vielfachen N und i von Sendefrequenz F und Verzögerungs-
zeit
t erfolgen. Das Produkt m wird über den zweiten 7-Bit-Summandeneingang dem Addierer
25 zugeführt.
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Die Wirkungsweise der vorstehend beschriebenen Schaltungsanordnung
ist wie folgt: Die gewünschte Sendefrequenz F wird als ganze Zahl N, die ein ganzzahliges
Vielfaches der kleinsten Sendefrequenzeinheit a F darstellt, einerseits dem Sägezahngenerator
20 über dessen Eingang 22 und andererseits dem einen Eingang des Multiplizierers
37 eingegeben. Der Addierer 23 des Sägezahngenerators 20 addiert - wie bereits erwähnt
- diese Zahl N laufend 216 modulo 21 der Summe hinzu. Am Ausgang 21 des Sägezahngenerators
20 tritt damit als periodisches Referenzsignal ein Sägezahnsignal auf, dessen Frequenz
abhängig ist von der Taktfrequenz des Taktgenerators 34 und der eingegebenen Zahl
N, und zwar gemäß F = N.1/3 MHz = N.#F.
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216 Das Sägezahnsignal bestimmt die Frequenz und die Referenzphase
der den einzelnen Wandlern 40 zugeführten Sendesignale. Das digitale Sägezahnsignal,
das in der Zeichnung sinnbildlich am Ausgang des Sägezahngenerators 20 dargestellt
ist, wird dem einen Summandeneingang des 7-Bit-Volladdierers 25 zugeführt.
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Wenn es erforderlich ist, daß das erzeugte Sendesignal zeitverzögert
dem jeweils gerade angesteuerten Wandler 40 zugeführt werden muß, so wird aus dem
PROM 38 die erforderliche Verzögerungszeit als ganzzahliges Vielfaches i der vorstehend
beschriebenen kleinsten Zeiteinheit ausgelesen und an den 7-Bit-Eingang des Multiplizierers
37 gelegt. Der am Ausgang des Multiplizierers 37 abnehmbare digitale Phasenwert
als
Produkt m der beiden ganzzahligen Vielfachen i und N wird dem
anderen 7-Bit-Summandeneingang des Addierers 25 zugeführt. Im Addierer 25 wird dem
digitalen Sägezahnsignal die konstante Zahl m des digitalen Phasenwertes hinzuaddiert,
was einer Phasenverschiebung des Sägezahnsignals gleichkommt. An den sieben Ausgängen
des Addierers 25 würde somit ein um den Phasenwert m verschobenes digitales Sägezahnsignal
abnehmbar sein. Durch die Abtrennung des das höchstwertige Bit (216) führenden siebten
Ausgangs des Addierers 25, dessen Bit als Polaritätssignal dem Logikgatter 30 zugeführt
wird, würde an den verbleibenden sechs Ausgängen des Addierers 25 ein phasenverschobenes
Sägezahnsignal doppelter Sendefrequenz anstehen. Durch die Abtrennung des das zweithöchste
Bit (215) führenden sechsten Ausgangs des Addierers 25 und dem vorstehend beschriebenen
Anschluß der fünf EX-OR-Gatter 26 an den sechs Ausgängen des Addierers 25 entsteht
an den Ausgängen der EX-OR-Gatter 26 und damit an dem Eingang des Komparators 27
ein digitales symmetrisches Dreiecksignal, wie es in der Zeichnung am Eingang des
Komparators 27 sinnbildlich dargestellt ist. Dieses symmetrische Signal weist die
doppelte Frequenz des Referenz-Sägezahnsignals auf. Entsprechend der gewünschten
mittleren Signalleistung wird aus dem PROM 28 ein digitaler Schwellwert ausgelesen-und
dem anderen Eingang des Komparators 27 zugeführt. Am Ausgang tritt immer dann ein
rechteckförmiger Steuerimpuls auf 7 wenn und solange das digitale Dreiecksignal
den Schwellwert überschreitet. Da das digitale Dreiecksignal eine doppelt so große
Frequenz wie das Referenz-Sägezahnsignal aufweist, treten am Ausgang des Komparators
pro Periode des Sägezahnsignals zwei rechteckförmige Steuerimpulse auf, wie sie
in der Zeichnung dargestellt sind. Diese Steuerimpulse werden über das Logikgatter
30 und den Multiplexern 31 und 32 den beiden I"sin,gängen ( i eines Tei.stungsverst.ärkers
33 zugeführt.
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Da das dem Logikgatter 30 ebenfalls zugeführte Polaritätssignal seine
Polarität in jeder Halbperiode ändert, treten an den beiden Ausgängen des Logikgatters
30 abwechselnd Steuerimpulse auf, die gegeneinander um eine halbe Periode verschoben
sind. Die Steuerimpulse an den Ausgängen des Logikgatters 30 bewirken, daß der jeweilige
Leistungsverstärker 33, der gerade mit dem Logikgatter 30 verbunden ist, den zugeordneten
Wandler 40 in der einen Halbperiode an die positive und in der anderen Halbperiode
an die negative Versorgungsspannung legt.
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Der vorstehend beschriebene Vorgang wiederholt sich in schneller Folge,
wobei nacheinander die einzelnen Wandler 40 über ihre zugeordneten Leistungsverstärker
33 mit dem Logikgatter 30 verbunden werden. Entsprechend der erforderlichen Zeitverzögerung
für die einzelnen Wandler 40 ist aus dem PROM 38 bei jedem sich wiederholenden Vorgang
das der jeweiligen Zeitverzögerung zugeordnete Vielfache i der kleinsten Zeiteinheit
At auszulesen und dem Multiplizierer 37 zuzuführen. Zur zeitabhängigen Anpassung
der mittleren Sendesignalleistung werden die einzelnen Wandler 40 nacheinander mehrmals
mit variabler Steuerimpuislänge angesteuert. Hierzu wir« jeweils ein veränderter
Schwellwert aus dem PROM 28 ausgelesen und dem Komparator 27 zugeführt. Das Auslesen
des PROM 28 erfolgt über den Rauf-Runter-Zähler 29, der entsprechend seinem Zählerstand
das PROM 28 adressiert und den unter diese Adresse abgelegten digitalen Schwellwert
ausliest. Da der Rauf-Runter-Zähler 29 mit fest eingestelltem Takt zunächst hoch
zählt und dann nach einer einstellbaren Pause abwärts zählt, wird der Schwellwert
zu Beginn der Sendesignalerzeugung von Null aus allmählich vergrößert und zum Ende
der Sendesignalerzeugung hin schrittweise bis auf Null wieder
verringert.
Dadurch erhält man einen gewünschten Verlauf der abgestrahlten Sendeleistung, der
Spektren mit guter Nebenzipfeldämpfung garantiert.
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Die Erfindung ist nicht auf das vorstehend beschriebene Ausführungsbeispiel
einer Schaltungsanordnung zur Erzeugung von Sendesignalen beschränkt. So ist es
zwar zweckmäßig aber nicht zwingend, das Referenzsignal mit einem Sägezahnsignalgenerator
zu erzeugen. Auch ist es nicht zwingend, als symmetrisches Signal ein Dreiecksignal
aus dem Referenzsignal ab zum leiten. Das symmetrische Signal kann einen beliebigen
Verlauf, z. B. auch einen sinusförmigen Verlauf, aufweisen, wobei nur zwingend die
Symmetrie des symmetrischen Signals vorgeschrieben ist, derart, daß innerhalb einer
Periode des symmetrischen Signals, die halb so groß ist wie die des Referenzsignals,
das symmetrische Signal eine gleiche Anstiegs- und Abfallcharakteristik aufweist.
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Des weiteren ist es nicht zwingend, daß die Steuerimpulse an die Leistungsverstärker
für die Dauer der Schwellwertüberschreitung angelegt werden. In gleicher Weise könnten
die Steuerimpulse auch für die Dauer einer Schwellwertunterschreitung den Leistungsverstärkern
zugeführt werden.
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Es ist besonders zweckmäßig, aber nicht zwingend, die Sendesignalerzeugung
digital durchzuführen. Mit dem erfindungsgemäßen Verfahren lassen sich die Sendesignale
auch in analoger Weise erzeugen.
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Bei der digitalen Erzeugung eines Sägezahnsignals ist es auch nicht
unbedingt erforderlich, den Sägezahngenerator 20 mit dem Addierer 23 aufzubauen.
In gleicher Weise könnte als Sägezahngenerator ein einfacher
Zähler
dienen, was jedoch gleichbedeutend ist, daß dem Addierer 23 die Zahl N = 1 zugeführt
wird.