DE3212451A1

DE3212451A1 - Pegelerfassungsschaltung

Info

Publication number: DE3212451A1
Application number: DE19823212451
Authority: DE
Inventors: Kenzo Yokohama Kanagawa Akagiri; Masayuki Katakura; Motomi Tokyo Ookuouchi
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1981-04-02
Filing date: 1982-04-02
Publication date: 1982-12-02
Anticipated expiration: 2002-04-03
Also published as: GB2098434A; FR2504753A1; JPS6351565B2; JPS57164609A; DE3212451C2; FR2504753B1; CA1172710A; US4453091A; GB2098434B

Description

-6-Pegelerfassungsschaltung

Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf eine Pegelerfassungsschaltung und ist insbesondere auf eine Pegelerfassungsschaltung des Typs gerichtet, der eine logarithmische Kompression verwendet.

Rauschminderungsschaltungen zum Vermindern des Rauschens und der Verzerrung, die ein wiedergegebenes Informationssi-

IQ gnal begleiten, sind aus dem Stand der Technik bekannt. Solche Rauschminderungsschaltungen sind dazu bestimmt, den Dynamikbereich des Signals, das von einem Aufzeichnungsmedi■ um, beispielsweise einem Magnetband, aufgezeichnet und wiedergegeben werden kann, zu erhöhen. Solche Rauschminderungs· schaltungen enthalten im allgemeinen einen Codierungsvorgang, der den Pegel des Informationssignals vor dem Aufzeichnen des Signals auf dem Aufzeichnungsmedium komprimiert, und einen Decodierungsvorgang, der den Pegel des Informationssignals während des Wiedergabevorgangs mit einer Charakteristik expandiert, die zu der Kompressionscharakteristik komplementär ist. Als Ergebnis können verschiedene Einschränkungen des dynamischen Bereiches des Informationssignals durch die Signal Übertragungswege und das Aufzeichnungsmedium eliminiert werden.

Eine der Rauschminderungsschaltungen der genannten Art benutzt eine Übertragungsschaltung, die eine variable Kompressions/Expansions-Charakteristik hat, die von dem Pegel und/ oder der Frequenz des Eingangsinformationssignals abhängt.

Eine derartige Übertragungsschaltung hat einen Regel verstärker, beispielsweise einen spannungsgesteuerten Verstärker, der die zuvor erläuterten Kompressions- und Expansionsvorgänge bewirkt, und eine Pegel erfassungsschaltung, die eine Steuerspannung in Übereinstimmung mit dem Eingangsinformationssignal an den spannungsgesteuerten Verstärker zum Steuern der variablen Kompressions/Expansions-Charakteristik 1iefert.

In derartigen Systemen hat, wenn der Pegel des Eingangsinformationssignals plötzlich angehoben wird, das sich ergebende wiedergegebene Ausgangssignal einen korrespondierenden Überschwingbereich, der wesentlich größer als der gewünschte Pegel des Ausgangssignals ist. Die Zeit, in die dieser Überschwingbereich auf den gewünschten Pegel zurückfällt, ist durch die Einregelzeit oder durch die Anstiegszeitkonstante begrenzt. Es ist indessen schwierig, eine korrekte Einschwingzeit auszuwählen, da eine Einschwingzeit, die zu lang ist, den Ton verzerrt, der eventuell wiedergegeben wird, und eine Einschwingzeit, die zu kurz ist, zu Knackgeräuschen in dem wiedergegebenen Ton führt. Auf gleiche Weise tritt, wenn der Eingangssignalpegel von einem hohen Wert auf einen niedrigen Wert absinkt, ein negatives Überschwingen auf, und die Zeit, in der der Pegel das Signal von dem Überschwingpegel zu dem gewünschten Pegel zurückführt, ist durch die Erholungszeit oder Absinkzeitkonstante begrenzt. Dementsprechend wird ein hochentwickelter "Vorwärtsmaskeneffekt" benutzt, um die entsprechenden optimalen Zeitkonstanten zu bestimmen. Eine optimale Einschwingzeit wird daher in dem Bereich von ungefähr 100 Vs bis 10 ms festgelegt. Die Wiedererholzeit wird optimal auf eine vergleichsweise lange Zeit, beispielsweise in dem Bereich von einigen zehn ms bis einigen hundert ms festgelegt, d.

h. auf zumindest das 100-fache der Einschwingzeit.

Wenn ein Eingangsinformationssignal an die Rauschminderungsschaltung geliefert wird, wird ein Rauschen, das von dem Magnetband erzeugt wird und das bemerkbar ist, dem Ausgangssignal des Systems überlagert. Da der Pegel des erzeugten Rauschens im allgemeinen sehr viel niedriger als der des Eingangsinformationssignals ist, wird das Rauschen durch das Eingangssignal zugedeckt. Im einem Fall indessen, in dem ein Signal, beispielsweise ein Tonfrequenzburstsignal, konstant der Rauschminderungsschaltung zugeführt wird und dann plötzlich zu einem vorbestimmten Zeitpunkt abgesenkt wird, wird das Eingangsinformationssignal, das der Schaltung zugeführt wird, drastisch gedämpft oder blockiert.

-δι Andererseits wird das erzeugte Rauschen nicht augenblicklich gedämpft. Vielmehr wird es mit einer endlichen Zeitkonstante, die durch die Absenkzeitkonstante der Pegelerfassungsschaltung bestimmt ist, gedämpft. Dementsprechend ist dieser Bereich des Rauschens nicht direkt durch das Eingangsinformationssignal zugedeckt. Im allgemeinen gilt indessen, daß dann, wenn ein Signal mit einem hohen Pegel blockiert oder drastisch zu solch einem vorbestimmten Zeitpunkt gedämpft wird, das menschliche Ohr nicht seine Empfindungskapazität für ein Signal mit einem niedrigen Pegel, wie dem des zuvor erläuterten Rauschsignals zurückgewinnt, bis eine vorbestimmte Zeitdauer verstrichen ist. In einem solchen Fall wird, falls die Dämpfung des Rauschens, die mit der plötzlichen Dämpfung oder Blockierung des Eingangsinformationssignals einhergeht, während der Vorwärtsmaskierungsperiode, d. i. typisch 100 ms bis 200 ms, das einhergehende Rauschen nicht durch das menschliche Ohr wahrgenommen. Dieses Phänomen wird allgemein als "Rauschmodulations"-Phänomen bezeichnet. Es ist dementsprechend wünsehenswert, die Abfal 1zeitkonstante der Pegelerfassungsschaitung auf ungefähr 100 ms festzusetzen.

Andererseits steigen, falls die Abfallzeitkonstante auf etwa 100 ms festgelegt ist, WeI1igkeits-Komponenten, die in dem erfaßten Ausgangssignal enthalten sind, an, was in einem Ansteigen in der harmonischen Verzerrung resultiert. Insbesondere enthält das erfaßte Ausgangssignal der Rauschminderungsschaltung WeI1igkeits-Komponenten , die hauptsächlich aus den GrundweIlen in dem Eingangsinformationssignal, wo eine Haibwell en-Gl eichrichtung ausgeführt wird, und aus den zweiten harmonischen Wellen des Eingangsinformationssignals in dem Fall, wo eine Vollweg-Gleichrichtung durchgeführt wird, bestehen. In solch einem Fall ist der Pegel der WeI1igkeits-Komponenten im wesentlichen umgekehrt proportional zu der Abfal 1 zeitkonstante und Frequenz. Mit der oben beschriebenen Rauschminderungsschaltung fungiert der Verstärker, der durch die Pegelerfassungsschaltung gesteuert wird, als ein Multiplizierer in der Weise, daß eine zweite

harmonische Welle in Abhängigkeit von der Grundkomponente der Welligkeit und eine dritte harmonische Welle in Abhängigkeit von der zweiten harmonischen Komponente der Welligkeit erzeugt wird, was dadurch zu einer harmonischen Verzerrung führt.

Obwohl sich eine harmonische Verzerrung nicht als ein Problem in einer vereinfachten Rauschminderungsschaitung, die die zuvor genannten Kompressions- und Expansionsvorgänge über einen nur hohen Frequenzbereich bewirkt, darstellt, stellen sich merkbare Probleme mit einer Hochleistungs-Rauschminderungsschaltung ein, die zusätzlich einen Rauschminderungsvorgang über einen niedrigen Frequenzbereich bewirken. In diesem letzteren Fall ist es deshalb notwendig, die zuvor erläuterte Abfallzeitkonstante auszudehnen, was es in der Folge unmöglich macht, eine optimale Abfallzeitkonstante für das zuvor erläuterte Rauschmodulations-Phänomen festzulegen.

Um mit diesem Problem fertig zu werden, ist vorgeschlagen worden, eine Regelschaltung zu verwenden, die durch eine Rechtecksignal-Erfassungsschaltung gesteuert wird, wie dies in der US-Patentanmeldung Serial No. 06/246,392 (eingereicht am 23. März 1981) desselben Anmelders, vollständig beschrieben ist und wovon die Offenbarung in der vorliegenden Anmeldung enthalten ist. In der zuletzt genannten Schaltung ist jedoch der Dynamikbereich der Rechtecksignal-Erfassungsschal tung durch die Versorgungsspannung und die Offset-Spannung der Schaltung bestimmt und hat dadurch eine theoretische obere Grenze für den Dynamikbereich von ungefähr 60 dB. Dementsprechend ist es dort, wo gefordert ist, daß der Dynamikbereich, der für eine Rauschminderungsschaitung benutzt wird, 40 - 50 dB übersteigt, praktischer, eine Umsetzungsschaltung mit der Funktion "exponent!al-zu-logarithmisch" oder eine logarithmische Kompressionsschaltung, die einen Dynamikbereich größer als 60 dB hat, für die Pegelerfassungsschaltung zu verwenden, die die Steuerschaltung für den Regel verstärker erzeugt. Eine Pegelerfassungs-

-ιοί schaltung des Typs, der eine logarithmisehe Kompression verwendet, ist in der US-Patentanmeldung Serial No. 06/325,207, eingereicht am 27. November 1981, beschrieben, die von denselben Erfindern stammt und für dieselbe Anmelderin angemeldet ist. Auf die Offenbarung dieser Patentanmeldung wird hierin Bezug genommen. Indessen sind selbst in der zuvor genannten Pegel erfassungsschaltung des Typs, der eine logarithmische Kompression verwendet, keine Mittel zum Steuern der Abfal 1 zeitkonstante vorgesehen, um sowohl der niederfrequenten harmonischen Bandverzerrung als auch des zuvor erwähnten Rauschmodulations-Phänomens Rechnung zu tragen.

Dementsprechend liegt der vorliegenden Erfindung die Aufgabe zugrunde, eine Pegel erfassungsschaltung des Typs, der eine logarithmische Kompression verwendet, zu schaffen, die die oben beschriebenen Schwierigkeiten, die Schaltungen gemäß dem Stand der Technik anhaften, zu beseitigen. Insbesondere liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, eine Pegel erfassungsschaltung des Typs, der eine logarithmische Kompression verwendet, zu schaffen, die eine Haltewirkung für die Abfal 1zeitkonstante vorsieht. Desweiteren liegt der vorliegenden Erfindung die Aufgabe zugrunde, eine Pegelerfassungsschaltung des Typs, der eine logarithmische Kompression verwendet, zu schaffen, die in einem Hochleistungs-Rauschminderungssystem verwendet wird, einen sehr weiten Dynamikbereich hat, in der Lage ist, eine optimale Abfallzeit einzustellen, um niederfrequente harmonische Bandverzerrungen zu eliminieren oder wesentlich herabzusetzen und einen hohen Rauschminderungseffekt aufweist. Desweiteren liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, eine Pegelerfassungsschaltung des Typs, der eine logarithmische Kompression verwendet, zu schaffen, die dazu bestimmt ist, niederfrequente harmonische Bandverzerrungen zu beseitigen oder wesentlich zu reduzieren, die sich aus dem Anwachsen der WeI-1igkeits-Komponente des erfaßten Ausgangssignals dann, wenn die Abfal 1zeitkonstante auf einen reduzierten Wert eingestellt wird, ergeben.

Zur Lösung der Aufgabe für die vorliegende Erfindung wird eine Pegelerfassungsschaltung zum Erzeugen eines pegelerfaßten Ausgangssignals in Abhängigkeit von einem Eingangssignal vorgeschlagen, die Mittel zum logarithmischen Konvertieren des Eingangssignals enthält, um ein logarithmisch konvertiertes oder umgesetztes Signal zu erzeugen. Die erfindungsgemäße Schaltung hat außerdem erste Mittel zum Bilden eines ersten Signal weges, der mit dem logarithmisch umgesetzten Signal versorgt wird und einen ersten Sättigungsstrom aufweist, zweite Mittel zum Ausbilden eines zweiten Signalweges, der mit dem logarithmisch umgesetzten Signal versorgt wird und einen zweiten Sättigungsstrom hat, der größer als der erste Sättigungsstrom ist, Referenzstrom-Mittel zum Liefern eines Referenzstroms an den ersten und den zweiten Signalweg, eine erste Kapazität, die einen ersten Kapazitätswert hat und mit dem ersten Signalweg zum Erzeugen eines integrierten Signals verbunden ist, eine zweite Kapazität mit einem zweiten Kapazitätswert, der kl ei ner als der erste Kapazitätswert ist und mit dem ersten und dem zweiten Signalweg verbunden ist, und Ausgangsmittel zum Erzeugen des pegelerfaßten Ausgangssignals in Abhängigkeit von dem integrierten Signal.

Die oben genannten und weitere Aufgaben, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus der im folgenden ins einzelne gehenden Beschreibung mehrerer Ausführungsbeispiele für die Erfindung, die anhand der Figuren gegeben

ist, ersichtlich.
30

Fig. 1 zeigt ein Prinzipschaltbild einer Pegelerfassungsschaltung nach dem Stand der Technik.

Fig. 2 zeigt ein Prinzipschaltbild einer Pegelerfassungsschaltung des Typs, der eine logarithmische Kompression verwendet, gemäß dem Stand der Technik.

Fig. 3 zeigt ein Prinzipschaltbild einer Absolutwertschal-

tung, die in einer Pegelerfassungsschaltung nach Fig. 2 verwendet werden kann.

Fig. 4 zeigt ein Prinzipschaltbild einer Pegelerfassungsschaltung gemäß einem Ausführungsbeispiel für die vorliegende Erfindung.

Fig. 5 zeigt ein Impuls/Zeit-Diagramm verschiedener Signale zur Erläuterung der Wirkungsweise der Schaltung gemaß Fig. 4.

Fig. 6 zeigt ein Prinzipschaltbild einer zuvor vorgeschlagenen Pegelerfassungsschaltung des Typs, der eine logarithmische Kompression verwendet. 15

Fig. 7 zeigt ein Prinzipschaltbild einer Pegelerfassungsschaltung gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel für die vorliegende Erfindung.

Fig. 8 - Fig. 10 zeigen Wellenform-Diagramme, die zur Erklärung der Vorteile der Pegel erfassungsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung gegenüber den Pegelerfassungsschaltungen nach dem Stand der Technik gemäß Fig. 1 - Fig. 3 und gegenüber der zuvor vorgeschlagenen Pegel erfassungsschaltung gemäß Fig. 6 verwendet werden.

Fig. 11 zeigt ein Prinzipschaltbild eines Teils der Pegelerfassungsschaltung gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel für die vorliegende Erfindung.

Fig. 1 zeigt eine lineare Pegelerfassungsschaltung des Typs, der in der US-Patentanmeldung Serial No. 06/246,392, eingereicht am 23. März 1981, beschrieben ist und die für dieselbe Anmelderin eingereicht ist. Dieser Schaltung wird ein Wechselstrom-Eingangssignal an einer Eingangsklemme 1 zugeführt. Das Wechselstrom-Eingangssignal wird von der Eingangsklemme 1 an eine erste Erfassungsschaltung 3 und

eine zweite Erfassungsschaltung 4 geliefert. Im einzelnen wird das Wechselstrom-Eingangssignal von der Eingangsklemme 1 über eine Diode der ersten Erfassungsschaltung 3 an eine Ausgangskiemme 2 der Pegel erfassungsschaltung geliefert. Zwischen die Ausgangsklemme 2 und Erde ist ein Integrationskondensator 5 gelegt, und ein Widerstand 6 ist zwischen die Ausgangsklemme 2 und einen Widerstand 8 der zweiten Erfassungsschaltung 4 gelegt» wobei das andere Ende des Widerstandes 8 an Erde gelegt ist. Auf die gleiche Weise wird das Wechselstrom-Eingangssignal von der Eingangs klemme 1 über eine Diode der zweiten Erfassungsschaltung 4 an den Verbindungspunkt zwischen den Widerständen 6 und 8 geführt, und ein zweiter Integrationskondensator 7 ist zwischen diesen Verbindungspunkt und Erde gelegt. Mit dieser Anordnung ist die Abfal 1zeitkonstante durch den Integrationskondensator 5 und den Widerstand 6 bestimmt, wobei der letztere als ein erster Entladewiderstand fungiert. Eine Haitezeitkonstante ist durch die zweite Erfassungsschaltung 4 bestimmt, und zwar im einzelnen durch den zweiten Integrationskondensator 7 und den Widerstand 8, wobei der letztere Widerstand als ein zweiter Entladewiderstand fungiert. Die Haltezeitkonstante der zweiten Erfassungsschaltung 4 ist typischerweise in einen Bereich von 10 - 20% der Abfal 1zeitkonstante

der ersten Erfassungsschaltung 3 gelegt. 25

Im Betrieb wird, wenn ein Eingangssignal mit einem konstanten Pegel an die Eingangsklemme 1 gelegt wird, eine Ruhezustandsbedingung derart erreicht, daß die Ausgangsspannnung V_n an der Ausgangsklemme 2 im wesentlichen gleich einer

Haltespannung Vj, an dem Verbindungspunkt zwischen dem ersten Entladewiderstand 6 und dem zweiten Entladewiderstand 8 ist. In einem derartigen Fall ist der konstante Strom durch den ersten Entladewiderstand 6 im wesentlichen gleich Null. Wenn indessen das Signal an der Eingangsklemme 1 in Übereinstimmung mit dem zuvor Ausgeführten blockiert wird, würde der Strom durch den Widerstand 6 normalerweise rapide seinen Wert ändern, wenn nicht die zweite Erfassungsschaltung 4 vorgesehen wäre. Dementsprechend schafft die zweite

Erfassungsschaitung 4 einen Halteeffekt, durch den, wenn das Eingangssignal blockiert wird, der Strom durch den ersten Entladewiderstand 6 im wesentlichen auf seinem Pegel Null gehalten wird, bis eine vorbestimmte Zeitperiode unmittelbar, nachdem das Eingangsstromsignal blockiert ist, abgelaufen ist. In diesem Zustand, d. h. während dieser Halteperiode, wird die Spannung durch den ersten Integrationskondensator 5 gehalten, ohne daß dieser entladen wird, wodurch sich die Ausgangsspannung Vq nicht ändert. Wenn die Halteperiode, die durch die Haitezeitkonstante der zweiten Erfassungsschaltung 4 bestimmt ist, abgelaufen ist, beginnt die Spannung über dem zweiten Integrationskondensator 7, sich abzubauen, um den Wert der Haltespannung Vn zu reduzieren, was in der Folge in einem Strom resultiert, der durch den ersten Entladewiderstand derart fließt, daß er den ersten Integrationskondensator 5 entlädt. Auf diese Weise kann ein Entladen des ersten Integrationskondensators 5 während der vorbestimmten Halteperiode verhindert werden, um so im wesentlichen die WeI1igkeits-Komponenten, die innerhalb der Halteperiode auftreten, zu eliminieren und um dadurch niederfrequente harmonische Bandverzerrungen zu unterdrücken, und zwar selbst in dem Fall, in dem eine kleine Abfal 1zeitkonstante eingestellt ist.

Es sei indessen. angemerkt, daß die theoretischen Grenzen des Dynamikbereiches dieser Schaltung durch die Spannung der Stromversorgung und die Offset-Spannung der Schaltung festgelegt sind. Das bedeutet, daß mit einer derartigen Schaltung ein typischer Wert der oberen Grenze des Dynamikbereichs, der mit der Schaltung gemäß Fig. 1 erzielt werden kann, etwa bei 60 dB liegt. Wenn indessen der gewünschte Dynamikbereich der Pegel erfassungsschaltung 60 dB übersteigt, ist es vorzuziehen, eine Pegel erfassungsschaltung des Umsetzungstyps "exponent!al-zu-1ogarithmisch" oder des Typs, der eine logarithmische Kompression verwendet, zu benutzen. Praktisch ausgedrückt heißt dies, daß wenn ein Dynamikbereich größer als 40 - 50 dB gefordert ist, Pegelerfassungsschaltungen des Umsetzungstyps "exponent!al-zu-1oga-

rithmisch" oder des Typs, der eine logarithmische Kompressi on verwendet, benutzt werden.

Fig. 2 zeigt eine bekannte Pegel erfassungsschaltung 10 des Typs, der eine logarithmische Kompression verwendet. Diese Schaltung wird an einer Eingangsklemme 1 mit einem Eingangs signalstrom i. aus einer Eingangssignal-Stromquel1e 11 versorgt. Der Eingangssignalstrom wird von der Eingangsklem me 1 an eine Absolutwertschaltung 12 geliefert, die als ein hochgenauer VoI1weggleichrichter fungiert und die in der Folge ein vol1weg-gleichgerichtetes Signal an eine Klem me 13 abgibt. Ein Ausführungsbeispiel für eine Absolutwertschaltung 12, die in der Pegelerfassungsschaltung 10 verwen det werden kann, ist in Fig. 3 gezeigt. Diese Schaltung enthält einen Operationsverstärker 22, dessen invertierender Eingang mit der Eingangsklemme 1 verbunden ist und dessen nichtinvertierender Eingang geerdet ist. Der Ausgang des Operationsverstärkers 22 ist mit der Basis eine PNP-Transistors 24 und den Emittern von zwei PNP-Transistören 23ji und 23J3 verbunden, welche letzteren beiden Transistoren eine Stromspiegelschaltung 23 bilden. Im einzelnen sind die Basisanschlüsse der Transistoren 23a, und 23J3 gemeinsam mit dem Kollektor des Transistors 23a_ mit der Eingangsklemme 1 und dem Emitter des Transistors 24 verbunden. Die Kollektoren der Transistoren 23Jj und 24 sind gemeinsam mit dem Kollektor eines NPN-Transi stors 25jä verbunden, der zusammen mit einem anderen NPN-Transi stör 25J> eine zweite Stromspiegelschaltung 25 bildet. Auf dieselbe Weise wie bei der Stromspiegelschaltung 23 sind die Basisanschlüsse der Tran-

³^ sistoren 25jj und 25]) gemeinsam mit dem Kollektor des Transi stors 25jä verbunden, und die Emitter der Transistoren 25jä und 25bi sind gemeinsam mit einer negativen Spannungsversorgungsklemme 21 verbunden. Das Ausgangssignal der Absolutwertschaltung 12 wird an den Kollektor des Transistors 25b

^οσ erzeugt und der Klemme 13 zugeführt.

Im Betrieb wird Strom in positiver Richtung oder Vorwärtsrichtung, d. h. wie mit einem durchgehend gezeichneten

Pfeil angedeutet, über die Eingangsklemme 1 zu dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 22 geliefert, der dahingehend fungiert, daß er den Strom invertiert oder reversiert. Dementsprechend wird der Transistor 24 in seinen Schaltzustand "EIN" versetzt, so daß der Strom in der Vorwärtsrichtung von der Eingangsklemme 1 über die Emitter/Kollektor-Strecke des Transistors 24, wie durch den ausgezogen gezeichneten Pfeil neben dem Transistor 24 gezeigt, fließt. Zu dieser Zeit werden die Transistoren 23a^ und 23JD in ihren jeweiligen Schaltzustand "AUS" versetzt. Der Vorwärtsstrom, der durch die Emitter/Kollektor-Strecke des Transistors 24 fließt, fließt dabei durch die Emitter/ Kollektor-Strecke des Transistors 25a^ der zweiten Stromspiegelschaltung 25, wodurch ein Strom in der Richtung des ausgezogen gezeichneten Pfeils verursacht wird, der an der Ausgangsklemme 13 auftritt. Andererseits wird ein Strom, der in negativer Richtung oder Rückwärtsrichtung über die Eingangsklemme 1 fließt, wie dies durch den gestrichelt gezeichneten Pfeil angedeutet ist, durch den Operationsverstärker 22 invertiert, der seinerseits einen in positiver Richtung fließenden Strom erzeugt. Dementsprechend wird in dieser Zeit der Transistor 24 in seinen Schaltzustand "AUS" versetzt. Zu dieser Zeit fließt indessen ein Strom durch die Emitter/Kollektor-Strecke des Transistors 23a^ der Stromspiegel schaltung 23, wie dies durch einen unterbrochen gezeichneten Pfeil angedeutet ist, wobei ein Strom verursacht wird, der durch die Emitter/Kollektor-Strecke des Transistors 23Jd in Vorwärtsrichtung, wie dies durch einen unterbrochen gezeichneten Pfeil angedeutet ist, fließt. Dieser zuletzt genannte Strom fließt durch die Emitter/Kollektor-Strecke des Transistors 25ji. Es ist ersichtlich, daß die Richtung des Stromflusses durch den Transistor 25ji deshalb die gleiche ist, und zwar ohne Rücksicht auf die Richtung des Stromflusses in der Anschlußklemme 1. Deshalb fließt ungeachtet der Richtung des Stromflusses an der Eingangsklemrne 1 ein Strom in derselben Richtung durch die Anschlußklemme 13, wie dies durch einen ausgezogen gezeichneten und durch einen unterbrochen gezeichneten Pfeil angedeutet ist.

Der Ausgangssignal strom an der Klemme 13 wird dem invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 14 zugeführt, dessen nichtinvertierender Eingang geerdet ist. Der Ausgang des Operationsverstärkers 14 ist mit dessen Eingang über ein Vielzahl von N in Reihe geschalteten Dioden 15 verbunden, wobei der Operationsverstärker 14 und die Dioden 15 derart wirken, daß das Eingangssignal, das von der Klemme 13 zugeführt wird, logarithmisch verstärkt wird. Der Ausgang des Operationsverstärkers 14 ist außerdem über eine Diode 16 und einen Kondensator 17 mit Erde verbunden, und die Verbindung oder der Verbindungspunkt zwischen der Diode 16 und dem Kondensator 17 ist mit einer Referenzstromquelle 19 über eine Vielzahl von (N-I) in Reihe geschalteten Dioden 18 verbunden. Der Verbindungspunkt zwischen den (N-I) Dioden 18 und der Referenzstromquelle 19 ist mit einer Ausgangsklemme 2 verbunden, an der ein pegelerfaßtes Ausgangssignal erzeugt wird.

Falls der Eingangssignalstrom, der durch die Eingangssignal stromquelle 11 ohne Rücksicht auf die Richtung desselben erzeugt wird, mit i. bezeichnet ist, der Ausgangsstrom von der Absolutwertschaltung 12 mit H.j_n!> bezeichnet ist, der den absoluten Wert des Stroms aus der Eingangssignalstromquelle 11 repräsentiert, und der Sättigungsstrom jeder der Dioden 15, 16 u. 18 mit Ις bezeichnet ist, kann die Ausgangsspannung ν aus dem Operationsverstärker 14 erhalten werden. Im einzelnen lautet der allgemeine Ausdruck für die

Spannungs/Strom-Beziehung einer Diode wie folgt: 30

i=I_s[exp(-V/V_T)-l] ...(1).

Falls die Gleichung (1) umgestellt wird, um die Spannung V über jeder Diode 15 zu erhalten, kann die Ausgangsspannung ν an dem Ausgang des Operationsverstärkers 14 unter Berücksichtigung der N Dioden 15 wie folgt ausgedrückt werden:

I¹InI
ν = N . V_T In ( -τ + 1) ...(2),

wobei der Strom, der durch die Dioden 15 fließt, gleich dem absoluten Wert des Stroms aus der Eingangssignalstromquel1e 11 ist, N die Anzahl der Dioden 15 repräsentiert, V_T die BoItzmann'sehe Konstante ist, die gleich kT/q ist, T die absolute Temperatur und q die Elementarladung ist. In dem Übergangszustand des Betriebes kann, wenn der Augenblickswert der Spannung V- über dem Kondensator 17 als fest betrachtet wird, der Strom i . durch die Diode 16 wie folgt ausgedrückt werden:

v-V_c

i . = Ι_ς [exp ( -ü ) - 1] ...(3).

d b v_T

Wenn die Spannung ν aus dem Operationsverstärker 14, wie sie durch die Gleichung (2) repräsentiert wird, in die Gleichung (3) eingesetzt wird, kann der Strom i_d durch die Diode 16 wie folgt ausgedrückt werden:

i_d =[I_S (-j + 1Γ . exp ( --γ-) - 1] ...(4).

Andererseits kann der Ruhezustandsstrom TT während der Ruhezustandsbedingungen wie folgt ausgedrückt werden:

T7=-_r/Ji_ddt ...(5).

Wenn der Diodenstrom i_d aus Gleichung (4) in Gleichung (5) eingesetzt wird, ergibt sich die folgende Gleichung:

_s[-^exp ( -yS-) /J
T

T^ = I_s[-^exp ( -yS-) /J (yiC- + 1)^N dt - 1] (6).

TS

Daraus ist zu erkennen, daß während der Ruhezustandsbedingungen

T₀ = I₀ ...(7)

ist. Wenn die Gleichungen (6) und (7) kombiniert werden, um den Ausdruck i . zu eliminieren, und wenn sie dann nach der Spannung V_c über dem Kondensator 17 aufgelöst wird, kann

die folgende Ruhezustands-Gleichung für die Kondensatorspannung V_n zu

V_c = V_T f An {-γ/Ι ( ^- + 1 )^N dt}- £n [^- + I)] ...(8)

SS ausgedrückt werden. Aus Fig. 2 ist leicht zu erkennen, daß die Ruhezustandsspannung Vq an der Ausgangsklemme 2 gleich der Ruhezustands-Kondensatorspannung Vp abzüglich des Spannungsabfalls über den (N-I) Dioden 18 ist. In anderen Worten ausgedrückt heißt dies, daß die Ruhezustands-Ausgangsspannung V_n wie folgt ausgedrückt werden kann:

V₀ = V_c - V₁- ( N - 1 ) in {-f-+ 1 ) ...(9).

Wenn die Ruhezustands-Kondensatorspannung Vp aus Gleichung (8) in Gleichung (9) eingesetzt wird, kann die Gleichung für die Ruhezustands-Ausgangsspannung V_Q wie folgt neu geschrieben werden:

V_n = V_x [ln{-L fl (!!!"Ι + l)^Ndt-N . in UL+ 1 )] ...(10).

^{1 b}

¹S ^b

Indessen sind während der Ruhezustandsbedingungen Ii,. I und Iq^>>Icj so daß die Ruhezustands-Ausgangsspannung V_n wie folgt angenähert ausgedrückt werden kann:

ι¹· ι ι

V_n = V_T [ϋη{γ- /J ( iylüi )N _dt} _ _ir) (^)N₁ ...(H

Um die Gleichung (11) zu vereinfachen, wird die folgenden

Identität definiert:
30

1Ί Γ^Ν = ¹ Γ^Τ Ii I^N Ht π?)

^hin' - T ⁷O I¹In^{1 dt} ...(12).

Wenn Gleichung (12) in Gleichung (11) eingesetzt wird, kann der genäherte Ruhezustandswert für die Ausgangsspannung V_n wie folgt ausgedrückt werden:

V₀ s v_T An ( ) N ...(13).

Es ist aus Gleichung (13) ersichtlich, daß die Ausgangsspan· nung V_Q der Pegel erfassungsschaltung 10, die des Typs ist, der eine logarithmische Kompression verwendet, als eine Funktion der N-ten Ordnung des Absolutwerts des Eingangssignalstroms i. ist. Das heißt, daß die Pegelerfassungsschal■ tung 10 gemäß Fig. 2 dazu bestimmt ist, eine Pegelerfassungsoperation für dynamische Bereich von 80 dB oder mehr auszuführen. Indessen sieht die Pegel erfassungsschaltung keinen Halteeffekt vor, um die WeI1igkeits-Komponenten zu eliminieren, was zu einer niederfrequenten harmonischen Bandverzerrung führt.

Fig. 4 zeigt eine Pegel erfassungsschaltung 30, die ein Ausführungsbeispiel für die vorliegende Erfindung vorstellt.

Diese Pegel erfassungsschaltung 30 wird im folgenden beschrieben, wobei Elemente, die mit solchen, welche bereits anhand von Fig. 2 beschrieben wurden, durch dieselben Bezugszeichen bezeichnet sind und wobei eine ins einzelne gehende Beschreibung dieser Elemente aus Gründen der Kürze fortgelassen ist. Im einzelnen stellt die Pegelerfassungsschaltung 30 gemäß Fig. 4 eine Modifikation der Pegelerfassungsschaltung 10 gemäß Fig. 2 dar. Sie enthält einen ersten Signalweg, der aus einer Diode 31 besteht, die als ein erstes PN-Übergangselement fungiert, und aus einer Diode 32, die als ein zweites PN-Übergangselement fungiert, wobei diese beiden Dioden in ihren Vorwärtsrichtungen zwischen den Ausgang eines Operationsverstärkers 14 und eine erste Referenzstromquelle 36 in Reihe geschaltet sind. Ein zweiter Signalweg, der aus einem dritten PN-Übergangselement 33 gebildet ist, welches aus zwei in Reihe geschalteten Dioden 33ji 33Jj besteht, ist parallel zu der Reihenschaltung der Dioden 31 und 32 angeordnet. Es ist ersichtlich, daß die Anzahl der PN-Übergänge, die durch die ersten und zweiten PN-Übergangselemente, d. h. die Dioden 31 und 32 geschaffen sind, gleich der Anzahl von PN-Übergängen ist, die durch das dritte PN-Übergangselement 33, d. h. die Dioden 33jj und 33Jd vorgesehen sind. Desweiteren gilt, daß obwohl Dioden als PN-Übergangselemente benutzt werden, jede

andere geeignete halbleitende Einrichtung benutzt werden kann. Beispielsweise kann jede Diode durch einen Transistor ersetzt werden, dessen Kollektor mit dessen Basis verbunden ist. Ein erstes elektrostatisches Kapazitätselement, das aus einem Integrationskondensator 34 besteht, ist zwischen den Verbindungspunkt der in Reihe geschalteten Dioden 31 und 32 und Erde gelegt, und ein zweites elektrostatisches Kapazitätselement, das aus einem Integrationskondensator 35 besteht, ist zwischen den Verbindungspunkt der Dioden 32 und 33b^ und Erde gelegt. Die Spannung über dem Integrationskondensator 35 wird in einem Pegel Verschiebeabschnitt, der durch einen NPN-Transistör 37, welcher als ein Emitter-Folger angeschaltet ist, und eine Vielzahl von (N-2) Dioden 38 realisiert ist, umgesetzt, um eine Ausgangsspannung Vq an der Ausgangsklemme 2 zu erzeugen. Eine Anschlußklemme 39 zum Zuführen einer positiven Spannung ist mit dem Kollektor des Transistors 37 verbunden, und eine zweite Referenzstromquelle in Form eines weiteren Transistors 40 liefert einen Vorspannstrom an die (N-2) Dioden 38 und den Transistor 37.

Um den gewünschten Halteeffekt in bezug auf die Abfallzeitkonstante, wie zuvor anhand von Fig. 1 beschrieben, zu erreichen, wird der Sättigungsstrom durch das dritte PN-Übergangselement 33 auf das etwa Zehnfache des Sättigungsstroms durch die Dioden 31 und 32 gesetzt. Auf diese Weise wird vom Standpunkt eines Ruhezustandsstroms aus der Strom aus der ersten Referenzstromquelle 36 in Übereinstimmung mit dem Verhältnis zwischen dem Sättigungsstrom durch die Dioden 31 und 32 und dem Sättigungsstrom durch die Dioden 33^ und 33t^ aufgeteilt. Zusätzlich wird die Kapazität des Integrationskondensators 35 auf einen Bruchteil der Kapazität des Integrationskondensators 34 festgelegt, obwohl die erstere Kapazität abhängig von der gewünschten Halteperiode

variiert werden kann.
35

Im Betrieb ist der Strom i , der durch die Diode 32 fließt, gleich ^Δϊη> welcher Wert einerseits gleich dem abgeteilten Teil des Stroms ig aus der ersten Referenzstromquelle 36

X vor einer Zeit t«, der mit dem Abfallen oder Blockieren des Eingangssignal Stroms i. aus der Eingangssignalstromquel1e 11 korrespondiert, ist. Es ist ersichtlich, daß der Strom Δ I₀ von der Größenordnung 1/10 des Wertes I_Q in Überein-Stimmung mit dem zuvor erläuterten Sättigungsstrom-Verhältnis ist. Wenn der Eingangssignalstrom i. von seinem hohen Wert auf einen niedrigen Wert zu einem Zeitpunkt t~. abfällt, ändern sich die Klemmenspannungen V- und V,, über den betreffenden Integrationskondensatoren 34 und 35 nicht augenblicklich. Dementsprechend ist der Strom i durch die Diode 32 zu einem sochen Zeitpunkt gleich dem zuvor erwähnten Strom Δίη. Zu dieser Zeit wird der Integrationskondensator 34 mit einem Strom Ai„ entladen und der Integrationskondensator 35 wird mit einem Strom (I_Q -Tq = ig¹) entla- den. Es ist ersichtlich, daß die Änderungsrate der Ausgangsspannung Vp über dem Integrationskondensator 34 als Ergebnis der Kapazität des Integrationskondensators 34, der größer als die des Integrationskondensators 35 ist, extrem klein und wegen des zuvor erläuterten Entladestroms Ai niedrig ist. Der Integrationskondensator 35 wird andererseits in einer kurzen Zeitperiode von seiner Klemmenspannung Vn wegen seiner niedrigen Kapazität und wegen des relativ hohen Entladestroms von etwa I_Q entladen, wie in Fig. gezeigt. Auf diese Weise wird, wenn die Klemmenspannung V_n auf einen vorbestimmten Wert abgesenkt ist, die Potentialdifferenz über der Diode 32 erhöht, beispielsweise zu einem Zeitpunkt t,, was zu einem Ansteigen des Strom ip durch die Diode 32 von seinem anfänglichen Wert Δ i_Q aus führt, wie dies in Fig. 5 gezeigt ist. Es ist ersichtlich, daß der Strom durch die Diode 32 eventuell gleich dem Strom I_n aus der ersten Referenzstromquelle 36 wird, wie dies in Fig. 5 gezeigt ist, und daß dieser Strom der Entladestrom zum Entladen des Integrationskondensators 34 ist. Zu einem Zeitpunkt tp, wenn der Entladevorgang bezüglich der Integrationskondensatoren 34 und 35 im wesentlichen vollendet ist, wird der Strom Iq wiederum zwischen der Reihenschaltung der Dioden 33a_ und 33bi und der Reihenschaltung der Dioden 31 und 32 aufgeteilt, wodurch der Strom durch die Diode 32 zu

seinem anfänglichen Stromwert i zurückkehrt. Es ist aus der zuvor gegebenen Beschreibung der Arbeitsweise der Pegelerfassungsschaltung 30 gemäß Fig. 4 ebenfalls ersichtlich, daß das Entladen des Integrationskondensators 34 von seiner Klemmenspannung V- zwischen den Zeitpunkten t_Q und t, nur durch den Strom AIq verursacht wird, wie dies in Fig. 5 gezeigt ist. In anderen Worten ausgedrückt heißt dies, daß der Pegel der Klemmenspannung V~ auf seinem anfänglichen Wert zwischen den Zeitpunkten t_Q und t, gehalten wird, um einen sog. Halteeffekt zum Zwecke der Lösung der Probleme, die zuvor in bezug auf die WeI1igkeits-Komponenten betrachtet worden sind, zu erzielen. Für die Zeitperiode zwischen den Zeitpunkten t-, und t~ ist die Arbeitsweise ähnlich der der Schaltung gemäß Fig. 2, und die kleine AbfalIzeitkonstante kann auf einen optimalen Wert gesetzt werden, um das zuvor erläuterte Rauschmodulations-Phänomen zu umgehen. Dementsprechend ist einzusehen, daß die vorliegende Erfindung eine Pegel erfassungsschaltung des Typs schafft, der eine logarithmische Kompression verwendet, welche die Nachteile der niederfrequenten harmonischen Bandverzerrung vermeidet, während sie gleichzeitig in der Lage ist, eine optimale Abfal 1 zeitkonstante festzulegen, um das Rauschmodulations-Phänomen zu vermeiden.

In Fig. 6 ist eine Pegel erfassungsschaltung des Typs gezeigt, der eine logarithmische Kompression verwendet, wie sie zuvor durch die Anmelderin dieser Erfindung vorgeschlagen und in der US-Anmeldung Serial No. 06/325,207, eingereicht am 27. November 1981, beschrieben ist und auf deren Offenbarung hier Bezug genommen wird. Im einzelnen ist die Pegelerfassungsschaltung 50 gemäß Fig. 6 dazu bestimmt, optimale Anstiegs- und Abfallzeitkonstanten in Abhängigkeit sowohl von dem Pegel als auch der Frequenz eines Eingangssignals, das der Schaltung zugeführt wird, zu erzeugen. In Übereinstimmmung damit wird nun anhand von Fig. 6 die Pegelerfassungsschaltung 50 beschrieben, wobei Elemente, die mit solchen korrespondieren, die bereits anhand der Schaltung nach dem Stand der Technik gemäß Fig. 2 beschrieben sind,

durch gleiche Bezugszeichen bezeichnet sind und wobei eine ins einzelne gehende Beschreibung dieser Elemente aus Gründen der Kürze hier fortgelassen ist.

Im einzelnen ist eine Eingangssignalstromquel1e 11 vorgesehen, die einen Eingangssi gnal strom i.. _n über eine Eingangsklemme 1 an eine Absolutwertschaltung 12 liefert, die ihrerseits ein Signal |i. | entsprechend dem Absolutwert des Eingangssignal Stroms i. über eine Klemme 13 an den inver-

JO tierenden Eingang eines Operationsverstärkers 51 liefert. Die Absolutwertschaltung gemäß Fig. 3 kann hier als Absolutwertschaltung 12 verwendet werden. Der nichtinvertierende Eingang des Operationsverstärkers 51 ist geerdet, und der Ausgang des Operationsverstärkers 51 ist mit seinem invertierenden Eingang über eine einzige logarithmisch konvertierende Diode 52 verbunden. Es ist ersichtlich, daß diese Schaltung nur die Verwendung einer einzigen logarithmisch konvertierenden Diode, anders als die Vielzahl N von Dioden 15 in der Pegelerfassungsschaitung 10 gemäß Fig. 2, benötigt. Eine Ausgangsspannung V, des Operationsverstärkers 51 wird dem nichtinvertierenden Eingang eines weiteren Operationsverstärkers 53 zugeführt, der als eine Differenzfehlerschaltung fungiert, die die Differenz zwischen der Spannung ν·., die dem nichtinvertierenden Eingang zugeführt wird, und einer anderen Spannung, die dem invertierenden Eingang zugeführt wird, verstärkt.

Die Ausgangsspannung des weiteren Operationsverstärkers 53 wird über eine Diode 54 an einen integrierenden Kondensator 17 abgegeben, welcher letzterer zwischen Erde und ein Diode 54 geschaltet ist. Desweiteren ist eine Stromquelle, die einen Referenzstrom I_Q liefert, zwischen Erde und die Verbindung zwischen der Diode 54 und dem Kondensator 17 gelegt. Die Kondensatorspannung V- des Kondensators 17 wird dann dem nichtinvertierenden Eingang eines weiteren Operationsverstärkers 55 zugeführt, der als eine Spannungsfolgerschaltung fungiert und dessen Ausgang mit seinem invertierenden Eingang verbunden ist. Dementsprechend wird eine

UV·;J¹T-O- 321245

Kondensatorspannung V_c an dem Ausgang des Operationsverstärkers 55 erzeugt. Der Ausgang des Operationsverstärkers 55 ist über eine Diode 61 mit einer Referenzstromquelle 62 verbunden, die einen Referenzstrom I_Q liefert, und der Verbindungspunkt zwischen der Diode 61 und der Referenzstromquelle 62 ist mit einer Ausgangsklemme 2 verbunden, an der die Ausgangsspannung V_Q der Pegelerfassungsschaltung 50 erzeugt wird.

Als Merkmal dieser Schaltung ist eine Spannungsteilerschaltung 66 zum Erzeugen einer durch eine Spannungsteilung erzielten Rückkopplungsspannung V₄ vorgesehen, die auf die Kondensatorspannung V- an dem Ausgang des Operationsverstärkers 55 und auf die Spannung v„ an dem Ausgang des Operationsverstärkers 53 bezogen ist und auf den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 53 rückgekoppelt ist. Im einzelnen wird die Ausgangsspannung Vp aus dem Operationsverstärker 53 über eine Diode 56, die den Ruhezustands-Spannungsabfall über der Diode 54 kompensiert, zugeführt, und die Ausgangsspannung V₃ von der Diode 56 wird dem nichtinvertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 58 zugeführt, der als eine Spannungsfolgerschaltung fungiert. Eine Referenzstromquelle 57, die einen Referenzstrom I_Q erzeugt, ist ebenfalls mit dem nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers 58 verbunden, und der Ausgang des Operationsverstärkers 58 ist mit seinem invertierenden Eingang verbunden. Es ist einzusehen, daß die als Spannungsfolgerschaltungen fungierenden Operationsverstärker 55 u. 58 vorgesehen sind, UfP jeden schädlichen Einfluß der direkten Verwendung der Kondensatorspannung V- des Kondensators 17 und der Spannung V₃ von der Diode 56 zu vermeiden.

Die Spannungsteilerschaltung 66 besteht aus zwei in Reihe geschalteten Widerständen 59 und 60, die zwischen den Ausgang des Operationsverstärkers 58 bzw. den Ausgang des Operationsverstärkers 55 geschaltet sind, wobei der Widerstandswert des Widerstands 59 als das (N-l)-fache des Widerstandswertes des Widerstandes 60 gewählt ist. Dementspre-

chend werden die Eingangsspannungen ν-, und V~, die der Spannungsteilerschaltung 66 zugeführt werden, in ihrer Spannung in einem Verhältnis von zwischen l/N für V- = 0 und (N-I )/N für V₃ = 0 geteilt.

Mit der Pegel erfassungsschaltung 50 kann die logarithmisch kovertierte Spannung v, an dem Ausgang des Operationsverstärkers 51 auf die gleiche Weise wie die Spannung v, die mit der Schaltung gemäß Fig. 2, wie sie durch die Gleichung (2) ausgedrückt ist, gewonnen werden kann, auch hier gewonnen werden und kann wie folgt ausgedrückt werden:

V₁ = V_T £n ( LpJli + i) ...(14).

Ferner ist die in der Spannung geteilte Rückkopplungsspannung V₄ aus der Spannungsteilerschaltung 66 auf die beiden Eingangsspannungen v, und V- wie folgt bezogen und wird zur Verfügung gestellt:

V₃ - V₄ V₄ - V_c

αό XFTJIT " R . . . ι ia/.

Es ist indessen ersichtlich, daß, wie zuvor erläutert, der Operationsverstärker 53 als eine Differenzfehlerschaltung fungiert, und dementsprechend wird wegen des Rückkopplungsweges von der Spannungsteilerschaltung 66 zu dem invertierenden Eingang dieses Operationsverstärkers die in der Span nung geteilte Rückkopplungsspannung V₄ aus der Spannungstei lerschaltung 66 gleich der Spannung v·, , die dem nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers 53 zugeführt wird. Dementsprechend wird durch Einsetzen der Spannung v, für die Spannung V₄ in Gleichung (15) und Umstellen der Ausdrücke in dieser letzteren Gleichung die folgende Gleichung für die Spannung V₃ gewonnen:

V₃ = N . V₁ - V_c (N-I) .. .(16).

Wenn die Spannung ν ·. aus Gleichung (14) in die Gleichung (16) eingesetzt wird, ergibt sich folgende Gleichung:

ν, = N . V_T £n ( + 1 ) - V_r ( N - 1 ) ...(17)

Es ist ersichtlich, daß die Ausgangsspannung v„ aus dem 5 Operationsverstärker 53 gleich der Spannung v, zuzüglich den Spannungsabfall über der Diode 56 ist. In anderen Worten ausgedrückt heißt dies, daß die Spannung V₉ durch die folgende Gleichung repräsentiert ist:

ι i . ι I

V₉ = N . V₁- . jln (- ' +1 ) + V₁- . £n U— + 1 ) -

^L ' ¹S ' ¹S

V_c (N - 1 ) ...(18).

In genau der gleichen Weise, wie Gleichung (3) gewonnen wurde, kann der Strom i_d durch die Diode 54 wie folgt ausgedrückt werden:

Vo-V_r
i_d = I_s[exp (—ξ—±—) - 1] ...(19).

^T

Wenn die Spannung V₉ aus Gleichung (18) in die Gleichung (19) eingesetzt wird, kann die letztere Gleichung wie folgt neu geschrieben werden:

I¹· I μ ^In ^N*^vr i_d = i_s[( ¹ + 1 Γ (—-+ 1) . exp( -^)-IL..(20).

Wie zuvor anhand von Gleichung (5) und (7) erläutert, wird der Ruhezustands-Diodenstrom i . wie folgt ausgedrückt:

~_d =4- /J 1_ddt - I₀ ...(21).

Wenn der Diodenstrom i. aus Gleichung (20) in die Gleichung (21) eingesetzt wird, wird die folgende neue Gleichung erhalten :

1 T_n N.V_{r T} ,ι. ι ..

V¹S £"τ⁽ΐ ⁺¹⁾ · ^exp(" ^] - ^/o⁽i^JI^ ^{+1 ) dt} " ¹³··(²²)

S T S

Wenn der Referenzstrom I_Q für den Ruhezustands-Diodenstrom i. in Gleichung (22) eingesetzt wird, und die letztere Gl ei chung umgestellt wird, um sie nach der Kondensatorspannung V- aufzulösen, wird folgende Gleichung erhalten:

^VC ⁼ ΊΓ · ^£n ^[T~ ^fl ⁽ ^{+ 1)N dt]} ...(23).

Da die Ausgangsspannung V_Q an der Ausgangsklemme 2 gleich der Kondensatorspannung V_c verringert um den Spannungsabfall an der Diode 61 ist, kann die Ausgangsspannung Vq wie folgt ausgedrückt werden:

' ^vo ^{= v}c - ^vt ^{£n (}T7^{+ υ} -"(²^-

Wenn die Kondensatorspannung Vp aus Gleichung (23) in die Gleichung (24) eingesetzt wird, ergibt sich folgende neue Gleichung:

u T ₀ r1 , T , I i η Ι , ν Ν J ₊ , V₀ =-_fr. ϋηίγ-f ₀ ( -■-_—"- + 1 ) dt] I₀

- V_T . An (y^ + 1 ) ...(25).

^{T 1}S

Wie zuvor bezüglich der Schaltung gemäß der Schaltung gemäß Fig. 2 erläutert, ist während der Ruhezustands-Bedingungen „,- der Absolutwert und der Ei ngangssignai strom i· , und der

«O I Π

Strom Iq^>>Ic> so daß für die Gleichung (25) in Näherung folgender Ausdruck angegeben werden kann:

^V0 ^s "IT ^{£n r}"T"^/O ^-T²-^ ^)Ndt] " ^VT · ^1η{~Γ-⁾ -..(26).

Diese Gleichung kann wie folgt vereinfacht ausgedrückt werden :

V₀ . V₁. Än[{ /J (ψϋ-i )^N dt]^1/N ...(27)

Um diese Gleichung (27) weiter zu vereinfachen, kann folgen de Definition verwendet werden:

4-/1 ( )^N dt = ( IiH-)N ...(28),

^{1 u 1}O ¹O

so daß sich die Gleichung (27) zu

reduziert. Es ist einzusehen, daß die zuvor erläuterte Wandlung des Eingangssignals durch die Pegelerfassungsschaltung 50 des Typs, der eine logarithmische Kompression verwendet, unabhängig von Änderungen in dem Wert von N ist. Auf diese Weise kann eine kleinere Anstiegszeitkonstante oder kürzere Einschwingzeit mittels des Teilungsverhältnisses der Widerstände 59 und 60 ohne Verschlechterung der anderen Charakteristika der Schaltung zur Verwendung in Hochleistungs-Rauschminderungsschaltungen erzielt werden.

Fig. 7 zeigt eine Pegelerfassungsschaltung 70 des Typs, der eine logarithmische Kompression verwendet, welche Pegelerfassungsschaltung ein weiteres Ausführungsbeispiel für die

₂Q vorliegende Erfindung darstellt. Diese Schaltung wird im folgenden beschrieben, wobei Elemente, die mit solchen korrespondieren, die zuvor anhand der Pegelerfassungsschaltung 50 gemäß Fig. 6 beschrieben worden sind, mit gleichen Bezugszeichen versehen sind und wobei eine Beschreibung soleher betreffenden Elemente aus Gründen der Kürze fortgelassen ist. Im einzelnen stellt die Pegelerfassungsschaltung 70 eine Verbesserung gegenüber der Pegelerfassungsschaltung 50 dar, und sie enthält anstelle der Diode 54 und des Kondensators 17 einen Stromkreis ähnlich dem des zuvor anhand von Fig. 4 beschriebenen Stromkreises. Auf diese Weise besteht ein erster Signalweg aus in Reihe geschalteten Dioden 31 und 32, die ein erstes und ein zweites PN-Übergangselement darstellen. Diese Dioden sind zwischen den Ausgang des Operationsverstärkers 53 und der Referenzstromquelle 36 geschaltet. Ein zweiter Signalweg besteht aus einem dritten PN-Übergangselement 33, das aus einer Reihenschaltung aus einer ersten und einer zweiten Diode 33a^ bzw. 33J3 besteht. Diese Reihenschaltung von Dioden ist mit der

Reihenschaltung der ersten und zweiten Diode 31 bzw. 32 parallel geschaltet. Ein erstes elektrostatisches Kapazitäts element, das als Integrationskondensator 34 ausgebildet ist, ist zwischen den Verbindungspunkt zwischen der ersten und der zweiten Diode 31 bzw. 32 und Erde gelegt, und ein zweites elektrostatisches Kapazitätselement, das aus einem Integrationskondensator 35 gebildet ist, ist zwischen den Verbindungspunkt zwischen den Dioden 32 und 33Jd und Erde gelegt. Es ist ersichtlich, daß die oben beschriebenen Elemente mit den gleichen Bezugszeichen wie die damit korrespondierenden Elemente in Fig. 4 bezeichnet sind, um die Wirkungsweise der oben beschriebenen Schaltung, die durch die Dioden 31, 32, 33ji und 33_b und die Integrationskondensatoren 34 und 35 dargestellt ist, klar zu machen. Da die Schaltung auf diese Weise identisch mit der Schaltung ist, die zuvor anhand von Fig. 4 beschrieben wurde, wird deren Arbeitsweise hier nicht mehr erklärt. Der Rest der Pegelerfassungsschaltung 70 gemäß Fig. 7 hat den gleichen Aufbau wie die Pegel erfassungsschaltung 50 gemäß Fig. 6 und wird ebenfalls hierin nicht weiter erklärt.

Die Vorteile der vorliegenden Erfindung werden leicht aus einer Betrachtung der Diagramme in den Figuren 8 bis 10 ersichtlich. In Fig. 8 wird die Ausgangssignalspannung V_Q dann, wenn ein Eingangssignalstrom i. blockiert oder plötzlich gedämpft wird,ebenfal 1s zu einem derartigen Zeitpunkt mit einer vorbekannten Pegelerfassungsscahltung des Typs, der eine logarithmische Kompression verwendet, abfallen, wie dies durch eine gestrichelte Linie in Fig. 8 gezeigt ist. Indessen wird in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung eine vorbestimmte Halteperiode von dem Zeitpunkt an, zu dem der Eingangssignalstrom i. fällt, vorgesehen, in welcher vorbestimmten Zeit der Pegel der Ausgangsschaltung Vq auf seinem hohen Wert gehalten wird, und nur nach

³^ einer derartigen vorbestimmten Zeit fängt die Ausgangsspannung Vq an, abzufallen. Wie zuvor erläutert, sind während der Halteperiode Welligkeits-Komponenten , die zu einer niederfrequenten harmonischen Bandverzerrung führen, vorhan-

den. Aus diesem Grunde ist, wie dies in Fig. 9 gezeigt ist, obwohl die Abfall zeitkonstante für bekannte Pegelerfassungsschaltungen des Typs, der eine logarithmische Kompression verwendet, dieselbe wie die Abfallzeitkonstante für die Pegel erfassungsschaltung 70 gemäß der vorliegenden Erfindung ist, die WeI1igkeits-Komponente Av, die sich aus niederfrequenten Signalen nach der vorliegenden Erfindung ergibt, wie dies durch eine ausgezogene Linie für Vq in Fig. 9 gezeigt ist, viel kleiner als die Welligkeits-Komponente Δ v', die sich aus zuvor bekannten Pegelerfassungsschaltungen des Typs, der eine logarithmische Kompression verwendet, ergibt, wie dies durch eine gestrichelte Linie in Fig. 9 gezeigt ist. Diese große WeI1igkeits-Komponente Δν¹ führt, wie dies zuvor erläutert wurde, zu niederfrequenten harmonischen Bandverzerrungen während der zuvor erläuterten Halteperiode. Im einzelnen ist der harmonische Verzerrungsfaktor, wie in Fig. 10 gezeigt, bei vorbekannten Pegelerfassungsschaltungen des Typs, der eine logarithmische Kompression verwendet, in bezug auf niederfrequente Signale viel größer als der der Pegelerfassungsschaltung 70 gemäß der vorliegenden Erfindung.

Fig. Π zeigt einen wesentlichen Bestandteil der Pegelerfassungsschaltung gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel für die vorliegende Erfindung. Dieser wesentliche Bestandteil enthält eine Eingangsklemme 77₅ die entweder mit der Spannung v, aus dem Ausgang des Operationsverstärkers 14 in der Pegelerfassungsschaltung 30 gemäß Fig. 4 oder mit der Spannung V₂ an dem Ausgang des Operationsverstärkers 53 in der

Pegelerfassungsschaltung 70 gemäß Fig. 7 versorgt wird. Die Spannung v-, oder Vp, die durch die Umwandlung des Absolutwertes des Wechsel strom-Einga.ngssignal Stroms i. gewonnen wird, wird über die Eingangsklemme 77 an die Basis eines NPN-Transistors 73£ und an die Basis eines weiteren NPN-

Transistors 71 gelegt. Der NPN-Transistör 71 ist mit seiner Kollektor/Emitter-Strecke mit einer Diode 72 zwischen eine Referenzspannungs-Versorgungsklemme 79, die eine Referenzspannung Vp_C zuführt, und eine Stromquelle 76 geschaltet.

Es ist deshalb ersichtlich, daß die Basis/Emitter-Strecke des Transistors 71 das zuvor erläuterte erste PN-Übergangselement und die Diode 72 das zweite PN-Übergangselement darstellen. Auf die gleiche Weise ist die Reihenschaltung der KoI 1 ektor/Emi tter-Strecke des NPN-Transi stors 73ji und einer Diode 73^ mit der Reihenschaltung des NPN-Transistors 71 und der Diode 72 paralIeI geschaltet. Es ist zu erkennen, daß die Basis/Emitter-Strecke des NPN-Transi stors 73a_ und die Diode 73Jj ein drittes PN-Übergangselement 73 darstellen. Desweiteren ist auf ähnliche Weise, wie bei den Anordnungen gemäß Fig. 4 und Fig. 7, die zuvor beschrieben wurden, ein Integrationskondensator 74 zwischen Erde und den Verbindungspunkt zwischen dem NPN-Transistör 71 und der Diode 72 gelegt und bildet das zuvor erläuterte erste elektrostatische Kapazitätselement, und ein Integrationskondensator 75 ist zwischen Erde und den Verbindungspunkt zwischen den Dioden 72 und 73bi gelegt und stellt das zuvor erläuterte zweite elektrostatische Kapazitätselement dar. Die Ausgangsspannung V-, die entweder der Basis des NPN-Transistors 37 in der Schaltung gemäß Fig. 4 oder dem nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers 55 in der Schaltung gemäß Fig. 7 zugeführt wird, wird über den Integrationskondensator 74 erzeugt und einer Ausgangsklemme 78 zugeführt. Es ist ersichtlich, daß die grundsätzliche Wirkungsweise der Schaltung, die in Fig. 11 gezeigt ist, im wesentlichen identisch mit den korrespondierenden Schaltungen gemäß Fig. 4 und Fig. 7 ist. Es besteht indessen ein Vorteil, der sich aus der Schaltung gemäß Fig. 11 ergibt, derart, daß der Operationsverstärker 14 gemäß Fig. 4 oder der Operationsverstärker 53 gemäß Fig. 7 eine kleine Stromversorgungskapazität haben können.

Wie zuvor erläutert, erzeugt eine Pegel erfassungsschaltung für eine Rauschminderungsschaltung eine WeI1igkeits-Komponente, die aus der Grundwelle und/oder harmonischen Wellen des Eingangssignals während des Pegelerfassungsvorganges besteht. Der Pegel der WeI1igkeits-Komponente ist im allgemeinen umgekehrt proportional zu der Abfal 1zeitkonstante und

der Eingangssignalfrequenz des Eingangssignal Stroms. Wenn indessen die Abfallzeitkonstante optimiert ist, um eine Verschlechterung der Tonqualität aufgrund der Rauschmodulation zu verhindern, steigt der Pegel der erzeugten Welligkeits-Komponente zu einer weiteren Verschlechterung der niederfrequenten harmonischen Bandverzerrung an. Gemäß der vorliegenden Erfindung wird in einer Pegelerfassungsschaltung des Typs, der eine logarithmische Kompression verwendet, ein Halteeffekt erzielt, der erlaubt, daß die AbfalIzeitkonstante auf einen optimalen Wert gesetzt wird, um eine Verschlechterung aufgrund der Rauschmodulation zu verhindern und um gleichzeitig ein Ansteigen des Pegels der Welligkeits-Komponente zu verhindern. Desweiteren erzeugt die Pegel erfassungsschaltung des Typs, der eine logarithmische Kompression verwendet, gemäß der vorliegenden Erfindung einen weiten Dynamikbereich ohne weitere Verschlechterung der niederfrequenten harmonischen Bandverzerrung. Diese Schaltung kann dadurch in Hochleistungs-Rauschminderungssystemen verwendet werden.

Nachdem spezielle bevorzugte Ausführungsbeispiele anhand der Figuren beschrieben worden sind, ist ersichtlich, daß die Erfindung nicht genau auf diese Ausführungsbeispiele beschränkt ist und daß zahlreiche Änderungen und Modifikationen darin durch den Fachmann ausgeführt werden können, ohne daß dazu der allgemeine Erfindungsgedanke oder der Schutzumfang für die Erfindung, wie er durch die Ansprüche bestimmt ist, verlassen werden müßte.

:anwalt

Leerseite

Claims

7-35, Kitashinagawa 6-chome,

Shi nagawa-ku, Tokyo/Japan

Ansprüche:

Pegelerfassungsschaltung zum Erzeugen eines pegelerfaßten Ausgangssignals in Abhängigkeit von einem Eingangssignal, insbesondere zur Verwendung in einer Rauschminderungsschaltung, dadurch gekennzeichnet, daß Mitte! zum logarithmischen Umsetzen des Eingangssignals zur Erzeugung eines logarithmisch umgesetzten Signals vorgesehen sind, daß ein erstes Mittel vorgesehen ist, das einen ersten Signalweg bildet, der mit dem logarithmisch konvertierten Signal beschickt wird und der einen ersten Sättigungsstrom hat, daß ein zweites Mittel vorgesehen ist, das einen zweiten Signalweg bildet, der mit dem logarithmisch konvertierten Signal beschickt wird und einen zweiten Sättigungsstrom hat, welcher größer als der erse Sättigungsstrom ist, daß eine Referenzstromquelle (36) zum Liefern eines Referenzstroms an den ersten Signalweg und den zweiten Signalweg vorgesehen ist, daß ein erstes Kapazitätselement vorgesehen ist, das eine erste Kapazität hat und mit dem ersten Signalweg zum Erzeugen eines integrierten Signals verbunden ist, daß ein zweites Kapazitätselement vorgesehen ist, das eine zweite Kapazität hat, die kleiner als die erste Kapazität ist und die mit dem ersten Signalweg und dem zweiten Signalweg verbunden ist, und daß Ausgangsmittel zum Erzeugen des pegelerfaßten Ausgangssignals in Abhängigkeit von dem integrierten Signal vorgesehen sind.
2. Pegelerfassungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch ge-

kennzeichnet, daß der erste Signalweg ein erstes PN-Übergangselement und eine zweites PN-Übergangselement enthält, welche PN-Übergangselemente in Reihe geschaltet sind, und daß der zweite Signalweg ein drittes PN-Übergangselement enthält, das parallel zu der Reihenschaltung des ersten PN-Übergangselements und des zweiten PN-Übergangselements geschaltet ist.
3. Pegel erfassungsschaltung nach Anspruch 2, dadurch g e kennzeichnet, daß das erste PN-Übergangselement einen ersten Transistor und eine erste Diode enthält, daß das zweite PN-Übergangselement einen zweiten Transistor und eine zweite Diode enthält und daß das dritte PN-Übergangselement einen dritten Transistor und eine dritte Diode und einen vierten Transistor und eine vierte Diode enthält, die in Reihe geschaltet sind.
4. Pegelerfassungsschaltung nach Anspruch 2, dadurch g e kennzei chnet , daß das erste PN-Übergangselement und das zweite PN-Übergangselement miteinander an einem Verbindungspunkt verbunden sind, und daß das erste Kapazitätselement zwischen diesen Verbindungspunkt und ein Referenzpotential gelegt ist.
5. Pegel erfassungsschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite PN-Übergangselement und das dritte PN-Übergangselement miteinander an einem Verbindungspunkt verbunden sind und daß das zweite Kapazitätselement zwischen den Verbindungspunkt und ein Referenzpotential gelegt ist.
6. Pegelerfassungsschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite PN-Übergangselement und das dritte PN-Übergangselement miteinander an einem Verbindungspunkt verbunden sind und daß die Referenzstromquelle (36) einen Referenzstrom in den ersten Signalweg und den zweiten Signalweg durch den Verbindungspunkt liefert.
7. Pegelerfassungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel zum logarithmischen Konvertieren einen Operationsverstärker (14) enthalten, der einen invertierenden Eingang und einen Ausgang hat, und daß Halbleiterelemente zwischen den invertierenden Eingang und den Ausgang des Operationsverstärkers (14) geschaltet sind.
8. Pegelerfassungsschaltung nach Anspruch 7, dadurch g e kennzeichnet,daßdas Halbleiterelement zumindest eine Diode (15) enthält.
9. Pegelerfassungsschaltung nach Anspruch 1, daduch gekennzeichnet, daß ferner ein Verstärkungseie- ment vorgesehen ist, das mit dem logarithmisch konvertierten Signal und zumindest einem Rückkopplungssignal zum Erzeugen eines logarithmisch verstärkten Signals in Abhängigkeit davon, welches dem ersten Signalweg und dem zweiten Signalweg zugeführt wird, versorgt wird, und daß ein Rückkopplungsmittel zum Erzeugen von zumindest einem Rückkopplungssignal in Abhängigkeit von dem logarithmisch verstärkten Signal und dem integrierten Signal vorgesehen ist.
10. Pegelerfassungsschaltung nach Anspruch 9, dadurch g e · kennzeichnet, daß das Verstärkungselement einen

Operationsverstärker enthält, der einen nichtinvertierenden Eingang, dem das logarithmisch konventierte Signal zugeführt wird, und einen invertierenden Eingang, dem zumindest ein Rückkopplungssignal zugeführt wird, hat. 30
11. Pegelerfassungsschaltung nach Anspruch 9, dadurch g e · kennzeichnet, daß die RUckkopplungsmittel einen Spannungsteiler (66) zum Erzeugen von zumindest einem Rückkopplungssignal in Abhängigkeit von dem logarithmisch ver-

stärkten Signal und dem integrierten Signal, ein erstes Zuführungsmittel zum Zuführen des logarithmisch verstärkten Signals zu dem Spannungsteiler (66) und zweite Zuführungsmittel zum Zuführen des integrierten Signals zu dem Span-

-4-nungsteiler (66) enthalten.
12. Pegelerfassungsschaltung nach Anspruch 11, dadurch

g e k e η η ζ e i c h η e t , daß der Spannungsteiler (66) ein erstes Widerstandselement (59) und ein zweites Widerstandselement (60) enthält, welche Widerstandselemente (59, 60) in Reihe geschaltet zwischen die ersten und die zweiten Versorgungsmittel gelegt sind, und daß ein Rückkopplungssignal an dem Verbindungspunkt zwischen dem ersten Wider-Standselement (59) und dem zweiten Widerstandselement (60) erzeugt wird.
13. Pegel erfassungsschaltung nach Anspruch 12, dadurch gekennzei chnet , daß die ersten Zuführungsmittel ein PN-Übergangselement und ein erstes Spannungsfolgerelement, das zwischen das Verstärkungselement und das erste Widerstandselement (59) gelegt ist, enthalten und daß die zweiten Zuführungsmittel ein zweites Spannungsfolgermittel enthalten, das zwischen dem ersten Kapazitätselement und dem zweiten Widerstandselement (60) liegt.
14. Pegelerfassungsschaltung nach Anspruch 13, dadurch

g e k e η η ζ e i c h η e t , daß das erste Spannungsfolgerelement einen Operationsverstärker (58) enthält, der einen Eingang, welcher mit dem logarithmisch verstärkten Signal über das PN-Übergangselement versorgt wird, und einen Ausgang zum Liefern des logarithmisch verstärkten Signals an das erste Widerstandselement (59) hat, und daß das zwei.te Spannungsfolgerelement einen Operationsverstärker (55) enthält, der einen Eingang, welcher mit dem integrierten Signal versorgt wird, und einen Ausgang zum Liefern des integrierten Signals an das zweite Widerstandselement (60) hat.
15. Pegel erfassungsschaltung nach Anspruch 12, dadurch gekennzei chnet , daß das zweite Widerstandselement (60) einen ersten Widerstandswert (R) hat, und daß das erste Widerstandselement (59) einen zweiten Widerstandswert (N-I)R hat, der das (N-l)-fache des ersten Widerstands-

-δ-wertes (R) beträgt.
16. Pegel erfassungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsmittel ein PN-Übergangselement enthalten, das mit dem integrierten Signal zum Erzeugen des pegel erfaßten Ausgangssignals in Abhängigkeit davon versorgt wird.
17. Pegelerfassungsschaltung zum Erzeugen eines pegelerfaßten Ausgangssignals in Abhängigkeit von einem Eingangssignal, gekennzei chnet durch Mittel zum logarithmischen Konvertieren des Eingangssignals zum Zwecke des Erzeugens eines logarithmisch konvertierten Signals, durch ein erstes PN-Übergangselement, das mit dem logarithmisch konvertierten Signal versorgt wird, durch ein zweites PN-Übergangselement, das in einem Verbindungspunkt in Reihe mit dem ersten PN-Übergangselement geschaltet ist, durch ein erstes Integrationselement, das zum Zwecke des Erzeugens eines integrierten Signals mit dem Verbindungspunkt verbunden ist, durch ein drittes PN-Übergangselement, das dem ersten PN-Übergangselement und dem zweiten PN-Übergangselement paralIeI geschaltet ist, durch ein zweites Integrationselement, das mit dem zweiten PN-Übergangselement und dem dritten PN-Übergangselement verbunden ist, durch eine Referenzstromquelle zum Liefern eines Referenzstroms an das zweite PN-Übergangselement und durch Ausgangsmittel zum Erzeugen des pegelerfaßten Ausgangssignals in Abhängigkeit von dem ersten integrierten Signal.