DE3133883A1

DE3133883A1 - "geregelte stromversorgungseinheit"

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Publication number: DE3133883A1
Application number: DE19813133883
Authority: DE
Inventors: Dominic Camillus N.Y. Colangelo; George Francis Liverpool N.Y. Pfeifer; Gary Bruce North Syracuse N.Y. Schumacher
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1980-09-04
Filing date: 1981-08-27
Publication date: 1982-04-15
Also published as: GB2083665A; US4316242A; FR2489622A1

Description

Geregelte Stromversorgungseinheit

Die Erfindung bezieht sich allgemein auf eine preiswerte, im Schaltbetrieb arbeitende Stromversorgungseinheit und betrifft insbesondere eine Stromversorgungseinheit dieser Art, die durch einen extremen Eingangsspannungsbereich, durch Unempfindlichkeit gegen hohe Eingangsspannungssprünge und durch einen stabilen Betrieb gekennzeichnet ist ο

Ein besonderer Verwendungszweck für eine Niederspannungsstromversorgungseinheit besteht darin, stabile Betriebsgleichspannungen für die Steuerschaltung von bacteriebetriebenen Fahrzeugen zu liefern, wie beispielsweise Industriefahrzeugen, Bergwerksfahrzeugen und Straßenfahrzeugen, Diese Fahrzeuge haben wiederaufladbare Batterien großer Kapazität, wie beispielsweise Bleibatterien, die die Elektromotoren über eine geeignete Hochleistungssteuerschaltung mit Energie versorgen. In einer typischen Motorsteuerschaltungsanordnung werden

Triacs oder Thyristoren in verschiedenen Zerhackerschaltungen benutzt, um einen hohen Wirkungsgrad zu erzielen. Ausgeklügeltere Fahrzeugstromsteuersysteme arbeiten mit einer Nutzbremstechnik, um die Batterien während des Bremsens des Fahrzeuges teilweise wiederaufzuladen.

Derartige Fahrzeuge werden in einem breiten Bereich von Konfigurationen hergestellt, die hinsichtlich des Leistungsvermögens und der Batteriespannung stark variieren. Beispielsweise kann bei verschiedenen typischen Verwendungszwecken die Nennbatteriespannung von 24 V bis 144 V reichen. Außer dem breiten Bereich der Batterienennspannungen ändert sich die Klemmenspannung einer besonderen Batterie während der normalen Betriebsbedingungen in starkem Maße. Beispielsweise kann, obgleich die Nennspannung einer einzelnen Bleibatteriezelle 2,0 V beträgt, unter extrem starken Belastungszuständen die Zellenspannung für bis zu zwei Minuten auf 1,0V abfallen und während Nutzbremsungen für 1 bis 5 s auf 2,63 V ansteigen. Darüber hinaus sind kurzzeitige (z.B. 80 ils) , wiederholte transiente Spannungsspitzen von bis zu 460 V, die durch das thyristorzerhackergesteuerte Antriebsmotorsystem und die Batteriezuleitungsinduktivität verursacht werden, an den Batterieklemmen vorhanden.

Außer den Stromversorgungseinheiten großer Kapazität für die Antriebsmotoren in solchen Elektrofahrzeugen werden Gleichspannungsversorgungseinheiten, die eine ziemlich niedrige Gleichspannung liefern (beispielsweise 12 bis 15 V) für Kleinsignalsteuerfunktionen benötigt, beispielsweise zum Implementieren einer Fahrpedalsteuerung. Zum Bereitstellen einer stetigen Niedergleichspannungsversorgung für Steuerzwecke haben typische bekannte Elektrofahrzeuge eine relativ kleine Batterie, die von den Batterien zur Versorgung der Fahrzeugmotoren völlig getrennt ist. Eine solche Lösung ist zwar unter dem Ge-

Sichtspunkt der Leistungsfähigkeit völlig akzeptabel, sie macht aber den Umfang der Arbeiten, die ausgeführt werden müssen, um solche Fahrzeuge in betriebsfähigem Zustand zu halten, größer und komplizierter» Es müssen nicht nur die Hauptantriebsbatterien in geladenem Zustand gehalten werden, sondern es muß auch der Zustand der Steuerbatterie überwacht werden, und die Steuerbatterie muß periodisch entweder wiederaufgeladen oder ausgetauscht werden=

In denjenigen Fällen, in denen Stromversorgungseinheiten in Elektrofahrzeugen benutzt xverden, sind die Stromversorgungseinheiten der an die Fahrzeugantriebsbatterie angelegten Eingangsspannung eng angepaßt. Zum Schutz vor Übergangsvorgängen wird bei solchen Stromversorgungseinheiten typischerweise ein vor "roher Kraft" schützendes Filter benutzt, das eine Reiheninduktivität und eine Parallelkapazität enthält.

Die Erfindung ist zwar auf diese besonderen Probleme gerichtet, die Stromversorgungseinheit nach der Erfindung ist jedoch für eine Vielfalt ähnlicher Verwendungszwecke einsetzbar.

Insbesondere ist die Erfindung auf das Problem gerichtet, eine stabile Niederspannungsgleichstromversorgungseinheit zu schaffen, die bei einem breiten Bereich von Eingangsspannungen und Ubergangszuständen, wie sie unmittelbar vorstehend im Zusammenhang mit Elektrofahrzeugen beschrieben worden sind, betreibbar ist. Es gibt zwei getrennte Aspekte, mit denen sich die Erfindung befaßt.

Erstens wird zwar ein breiter B©reich von solchen fahrzeugen hergestellt, die einen breiten Bereich von Nennbatteriespannungen zum Speisen der Antriebsmotoren aufweisen, die Steuerschaltungen sind jedoch ziemlich ähnlich, insbesondere in

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soweit, als es ihre Spannungserfordernisse betrifft. Statt eine Stromversorgungseinheit für eine einzige Nennbatteriespannung ausdrücklich maßzuschneidern, was ein großes Inventar an verschiedenen unterschiedlichen Stromversorgungseinheiten erfordern würde, um. die normalen Erfordernisse zu erfüllen, ist es äußerst erwünscht, daß eine einzige Stromversorgungseinheit in einem breiten EingangsSpannungsbereich arbeiten kann, so daß sie der Verwendung in einer Vielfalt unterschiedlicher Elektrofahrzeuge, die eine Vielfalt von Nennbatteriespannungen haben, angepaßt werden kann, ohne daß auf die Auswahl einer besonderen Stromversorgungseinheit Rücksicht genommen zu werden braucht. Beispielsweise sind gemäß der Erfindung nur zwei Modelle von Stromversorgungseinheiten erforderlich, um den gesamten Nennbatteriespannungsbereich von 24 bis 144 V abzudecken.

Zweitens muß die Stromversorgungseinheit in der Lage sein, in Gegenwart von extremen Spannungsprüngen zu arbeiten, wie sie bei einem zerhackergesteuerten Gleichstrommotor auftreten.

Als ein spezifisches Beispiel sei angegeben, daß eine Stromversorgungseinheit, die für einen niedrigen Eingangsspannungsbereich vorgesehen ist, mit Eingangsspannungen arbeitet, die in dem Bereich von 12 bis 111 V liegen, und Eingangsspannungssprünge von 230 V aushält. Eine Stromversorgungseinheit, die für einen hohen Eingangsspannungsbereich vorgesehen ist, arbeitet mit Eingangsspannungen in einem Bereich von 42 bis 190 V und hält EingangsspannungsSprünge von 460 V aus.

Eine besondere Form einer bekannten Stromversorgungseinheit ist als eine im Schaltbetrieb arbeitende "Rücklauf"(flyback)-Stromversorgungseinheit bekannt, bei der die Eingangsspannung über ein Schaltelement an die Primärwicklung eines Leistungstransformators angelegt wird, so daß der Strom und der magnetische Fluß allmählich ansteigen, und bei dem dann das

Schaltelement schnell geöffnet wird, um dem Magnetfeld zu gestatten, schnell zusammenzubrechen und eine höhere Spannung als ursprünglich entweder an dieselbe Wicklung oder an eine Sekundärwicklung angelegt wurde zu induzieren „ Rücklaufschalt-Stromversorgungseinheiten schwingen im Betrieb« Sie sind relativ einfach aufgebaut und kosten infolgedessen wenig. Da die Schwingungsfrequenz relativ hoch sein kann, beispielsweise in dem Bereich von 20 kHz bis 200 kHz, kann ein Transformator geringer Größe und geringen Gewichts benutzt werden.

Beispielsweise ist eine Ausführungsform einer solchen Rücklauf-Stromversorgungseinheit in der US-PS 3 911 352 beschrieben, die eine Sperrschwinger-Stromversorgungseinheit mit Strom-Foldback-KurzSchlußschutz zum Gegenstand hat. Gemäß dieser !'atr-utsclu. ΙΠ liat eifle ad·?!»«= ϊ-itr»müv*si §nfi|ünQSeii'!h§it einen gewissen Grad an Regelung, wenn sich die Eingangsspannungen ändern. Bei höheren Eingangsspannungen haben der Strom und der Fluß in der Primärwicklung eine größere Anstiegsgeschwindigkeit, wenn das Schaltelement einschaltet, und das Schaltelement schaltet früher ab. Das Gesamtergebnis besteht darin, daß eine ziemlich konstante Menge an Energie dem Lastkreis selbst angesichts von EingangsSpannungsänderungen geliefert wird. Darüber hinaus beschreibt diese US=PS 3 911 352 eine Anordnung zum überwachen der Ausgangsspannung der Stromversorgungseinheit und zum Sperren des Betriebes des Sperrschwingers immer dann? wenn die Eingangsspannung eine vorbestimmte Größe übersteigt, wodurch sich eine Art von Ausgangsspannungsregelung ergibt« Im wesentlichen arbeite- die aus dieser Patentschrift bekannte Schaltung in Impulsen, um die Ausgangsspannung innerhalb eines gewünschten Bereiches zu halten.

Aufgabe der Erfindung ist es, ©ine Rücklaufschalt-Stromversorgungseinheit zu schaffen, die in einem breiten Eingangs-Spannungsbereich und in Gegenwart von/Eingangsspannungssprüngen betreibbar ist.

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Weiter soll eine solche Stromversorgungseinheit unter allen erwarteten EingangsSpannungsbedingungen stabil sein.

In einer Ausgestaltung der Erfindung enthält eine geregelte Rücklaufschalt-Stromversorgungsexnheit, die an einer ungefilterten Gleichspannungsquelle betrieben wird, kurz gesagt, einen Transformator, der wenigsten eine Primärwicklung und eine Ausgangswicklung hat, und ein gesteuertes Schaltelement, das zwei Hauptelektroden und eine Steuerelektrode hat, von denen die Hauptelektroden zu der Primärwicklung in Reihe geschaltet sind, um die Primärwicklung steuerbar aus der Spannungsquelle zu erregen. Eine Vorspannungsschaltungsanordnung ist mit der Steuerelektrode verbunden, um am Anfang zu bewirken, daß das Schaltelement einschaltet, so daß ein zunehmen-, der Strom durch die Primärwicklung fließt und ein entsprechend stärker werdendes Magnetfeld durch die Primärwicklung erzeugt wird. Die Anstiegsgeschwxndigkext wird zumindest durch die Spannungsquelle und die Induktivität der Primärwicklung festgelegt. Damit sich ein wiederholter oder schwingender Schaltungsbetrieb einstellt, sind außerdem ein Element zum Abfühlen der Stärke des Stromflusses durch die Transformatorprimär-

wicklung, wenn das Schaltelement eingeschaltet ist, eine Schaltungsanordnung zum Festsetzen eines veränderbaren Stromgrenzwertes und eine an die Steuerelektrode angeschlossene Schaltungsanordnung vorgesehen, die bewirkt, daß das Schaltelement abschaltet, wenn der abgefühlte Strom den festgesetzten Stromgrenzwert erreicht. In diesem Zeitpunkt bricht das durch die Primärwicklung erzeugte Magnetfeld zusammen, um eine Spannung und einen Strom in der Ausgangswicklung zu erzeugen, und die Stromversorgungseinheit ist für einen weiteren Schaltzyklus bereit. Die Periode und das Tastverhältnis werden durch die Quellenspannung, die Induktivität der Primärwicklung und den Stromgrenzwert festgelegt.

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Darüber hinaus ist eine Ausgangsstufe mit der Sekundärwicklung verbunden und enthält einen Filterkondensator und einen Gleichrichter, der so gepolt ist, daß er der Sekundärwicklung Strom entnimmt, um den Filterkondensator auf eine Ausgangsspannung mit der Spannung aufzuladen, die induziert wird, wenn das Schaltelement abschaltet,und die Sekundärwicklung zu trennen, wenn das Schaltelement eingeschaltet ist und der Stromfluß in der Primärwicklung zunimmt. Zum Erzielen einer ständigen Ausgangsspannungsregelung oder -stabilisierung spricht eine Gegenkopplungsanordnung auf die Ausgangsspannung an, um den festgesetzten Stromgrenzwert als umgekehrte Funktion der Ausgangsspannung zu verändern und dadurch ständig die Schwingungsimpulsbreite und -frequenz zu verändern»

Damit die Stromversorgungseinheit über einen Eingangsspannungssprung regelt, werden die verschiedenen Werte der Schaltungselemente so gewählt, daß die Schwingungsperiode kleiner ist als die Dauer von erwarteten EingangsSpannungsprüngen. Beispielsweise hat eine Rücklauf-Stromversorgungseinheit-Schwingungsfrequenz von 50 kHz eine Periode von 20 \is, was mehrmals kürzer ist als die typische Impulsbreite eines Eingangsspannungssprunges von 80 με« Die Schaltung kann deshalb einfach über den transienten Vorgang regeln.

In einer bevorzugten Ausgestaltung ist das gesteuerte Schaltelement ein Transistor. Damit der Transistor schnell ein- und abschaltet, hat der Transformator zusätzlich eine Mitkopplungswicklung, die mit der Steuerelektrode verbunden und so gepolt ist, daß zusätzlicher Strom der Stauerelektrode zugeführt wird, wenn der Schalttransistor eingeschaltet ist und das durch die Primärwicklung erzeugte Magnetfeld ansteigt. Infolgedessen wird der Transistor schnell in die Sättigung getrieben. Wenn der Transistor abgeschaltet wir el und das Magnetfeld zusammenbricht, wird die Stromaufuhr su der Steuerelektrode unterbrochen, damit der Schalttransistor schneller vollständig abgeschaltet wird.

Gemäß einem mehr besonderen Aspekt der Erfindung ist das gesteuerte Schaltelement ein bipolarer Transistor in Emitterschaltung, dessen Kollektorelektrode mit einer Klemme der Primärwicklung verbunden ist. Das Element zum Abfühlen der Stärke des Stromflusses in der Transformatorprimärwicklung ist ein Emitterwiderstand, von welchem eine Klemme mit dem Emitter des Transistors verbunden ist, wobei ein Spannungsabfall an dem Emitterwiderstand im Verhältnis zu dem Primärwicklungsstrom auftritt. Die Schaltungsanordnung zum Festlegen eines veränderbaren Stromgrenzwertes enthält eine steuerbare Spannungsklemmstufe zwischen der Schalttransistorbasisklemme und der anderen Klemme des Emitterwiderstands, so daß der Basis-Emitterübergang des Schalttransistors rückwärtsvorgespannt wird, wenn der Spannungsabfall an dem Emitterwiderstand die Klemmspannung übersteigt.

In einer besonderen Anordnung enthält die steuerbare Spannungsklemmstufe einen Speicherkondensator zum Speichern des Spannungswertes ,der den festgesetzten Stromgrenzwert darstellt, und eine Trenndiode in Reihe mit dem Speicherkondensator. Die Reihenschaltung aus dem Speicherkondensator und der Trenndiode ist zwischen die Schalttransistorbasisklemitie und die andere Klemme des Emitterwiderstände geschaltet. Die Trenndiode ist so gepolt, daß sie leitet, wenn die Transistorvorspannung die Kondensatorspannung überschreitet, wodurch der Speicherkondensator aufgeladen und der Spannungsanstieg an der Basisklemme begrenzt wird. Ein Steuertransistor ist in Emitterschaltung vorgesehen, wobei dessen Kollektor¹- und dessen Emitterklemme an den Speicherkondensator angeschlossen sind, so daß der Kondensator steuerbar entladen wird. Die Gegenkopplungsanordnung enthält eine Steuerverbindung von der Ausgangsstufe zu der Basisklemme des Steuertransistors.

Ein wichtiger Aspekt der Erfindung ist das Vorsehen einer Stabilisierstufe zum Verhindern von Schaltungsinstabilitäten

aufgrund der Gegenkopplungspannungsreglerschleife. Das ist eine besonders wichtige Überlegung aus dem Grund, daß die Rückkopplungsschleifenverstärkung mit der Eingangsspannung zunimmt, um Instabilitäten zu erzeugen, insbesondere während eines Spannungssprunges. Eine Hauptquelle dieser Instabilität ist eine Phasennacheilung aufgrund der Ausgangsfilterstufe. Insbesondere enthält gemäß der Erfindung eine Stabilisierstufe einen Kondensator und einen Widerstand, die in Reihe zwischen die Basis und den Kollektor des Steuertransistors geschaltet sind, um einen Phasenvoreilung zu erzeugen, die die Phasennacheilung kompensiert, welche durch den Filterkondensator sowie durch den Speicherkondensator der steuerbaren Spannungsklemmstufe hervorgerufen wird.

Eine Stromversorgungseinheit nach der Erfindung erfüllt den vorgesehenen Zweck bestens. Zum Veranschaulichen der Leistungsfähigkeit der Stromversorgungseinheit nach der Erfindung sind die folgenden Tabellen angegeben. Leistungsfähigkeitsdaten für zwei Modelle der Stromversorgungseinheit sind angegeben. Beide Modelle sind so ausgelegt, daß sie eine Nenngleichspannung von 13 - 1 V bei 50 mA über einem Betriebstemperaturbereich von -35 ⁰C bis +70 ⁰C liefern. Das Modell mit dem niedrigen Eingangsspannungsbereich ist für einen Eingangsspannungsbereich von 12 bis 111 V Gleichspannung vorgesehen, während das Modell für den hohen Eingangsspannungsbereich für einen Eingangsspannungsbereich von 42 bis 190 V Gleichspannung vorgesehen ist.

Die unten angegebene Tabelle I veranschaulicht beispielshalber den breiten Bereich von Verwendungszwecken der Stromversorgungseinheit nach der Erfindung und insbesondere den breiten Bereich möglicher Eingangsspannungen. Weiter kann, wie oben beschrieben, unter Bedingungen starker Belastung die tatsächliche Klemmenspannung einer als Beispiel gewählten Batterie mit

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einer Nennspannung von 24 V (12 Zellen) einen niedrigen Wert von 12,0 V und unter Bedingungen einer Nutzbremsung einen hohen Wert von 31,6 V haben. SpannungsSprünge durch die Motorzerhackersteuerung kommen hinzu.

Tabelle I - Zusammenfassung von typischen Verwendungszwecken

Nennbatter ie- spannung	Industrie- LKW	Straßen fahrzeug	Bergwerks- fahrzeug	Wiederholter Spitzenspan- nungs sprung
24	X			230 V
36	X			230 V
48	X			230 V
54	X		X	230 V
72	X	X		230 V
80	X			230 V
84	X	X		230 oder 460 M
96		X	X	460 V
102			X	460 V
108		X	X	460 V
120		X		460 V
128			X	460 V
144		X		460 V

Zum Erfüllen dieses Bereiches von Erfodernissen sind nur zwei Modelle von Stromversorgungseinheiten nach der Erfindung ausreichend, die sich nur in den besonderen Werten der Schaltungselemente unterscheiden. Gemessene Eingangsregelkennwerte sind in den folgenden Tabellen II und III zusammengefaßt:

Tabelle II - Regelleistung der Stromversorgungseinheit mit dem niedrigen Eingangsspannungsbereich

EINGANGSSPANNUNG	AUSGANGSSPANNUNG
10	12,28
12	12,65
15	12,71
24	12,73
40	12,75
60	12,76
80	12,75
100	12,75
120	12,75
140	12,75
150	12,75

Tabelle III - Regelleistung der Stromversorgungseinheit mit dem hohen Eingangsspannungsbereich

EINGANGSSPANNUNG	AUSGANGSSPANNUNG
30	13,12
42	13,21
68	13,25
84	13,25
100	13,25
120	13,25
140	13,25
160	13,26
180	13,26
200	13,26
220	13,27
240	13,29

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Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird im folgenden unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigen -

Fig. 1 ein vollständiges Schaltbild einer Strom

versorgungseinheit nach der Erfindung,

die Fig. 2A und 2B Kurven der Schälttransistorkollektor-

spannung und des SchalttransistorkollektorStroms, die im gleichen Zeitmaßstab dargestellt sind,

die Fig. 3A - 3C Schalttransistorkollektorspannungskurven,

die alle im gleichen Zeitmaßstab dargestellt sind und den Betrieb bei drei verschiedenen Eingangsversorgungsspannungen veranschaulichen,

die Fig. 4A und 4B Kurven, die die Ausgangsspannung und die

Schalttransistorkollektorspannung während EingangsSpannungssprüngen zeigen,

die Fig. 5A und 5B Spannungskurven in denselben Schaltungs-

punkten wie die Fig. 4A und 4B_r aber in einem stark auseinandergezogenen Zeitmaßstab,

Fig. 6A eine Ausgangsspannungskurve während des

normalen Betriebes in einem im Vergleich zu Fig. 5A zusammengedrängten Zeitmaßstab und

Fig. 6B und 6C Ausgangsspannungskurven in demselben

Zeitmaßstab wie in Fig. 6A_f die die

Auswirkung auf die Ausgangsspannung zeigen, wenn eine Stabilisierstufe nach der Erfindung entfernt worden ist.

In Fig. 1 ist ein Beispiel einer im Schaltbetrieb arbeitenden Stromversorgungseinheit nach der Erfindung insgesamt mit 10 bezeichnet. Die Stromversorgungseinheit 10 hat Plus- und Minuseingangsklemmen 12 und 14 zum Anschluß an eine ungefilterte Gleichspannungsquelle, wie beispielsweise die Antriebsmotorbatterie eines Elektrofahrzeuges. Zum Schutz vor möglichen vertauschten Eingangsanschlüsssn ist eine Diode 15 in Reihe zwischen die Pluseingangsklemme 12 und einen positiven Gleichstromversorgungsleiter 16 geschaltet. Die Minuseingangsklemme 14 ist direkt mit einem negativen Versorgungsleiter 18 verbunden, der als ein Schaltungsbezugspunkt dient, was durch die Masseverbindung 20 angegeben ist. Die Stromversorgungseinheit 10 liefert eine geregelte und gefilterte Gleichspannung an einer Plusausgangsklemme 22 und einer Minusausgangsklemme 24.

Ein Rücklauftransformator 26 hat eine Primärwicklung 28, die mit den Hauptklemmen eines gesteuerten Schaltelements 30, vorzugsweise einem NPN-Bipolartransistor, in Reihe geschaltet ist. Zum Vervollständigen der Reihenschaltung der Transformatorprimärwicklung 28 und des Schalttransistors 30 1st die Emitterklemme E des Transistors 30 über einen Emitterwiderstand 32 an den negativen Versorgüngsleiter 18 angeschlossen.

Der Rücklauftransformator 26 hat außerdem eine Sekundärwicklung 34, an die eine Ausgangsstufe 36 angeschlossen ist, die eine Reihengleichrichterdiode 38 und einen Parallelfilterkondensator 40 enthält.

Während des grundsätzlichen Betriebes der Schaltungsanordnung, die dem Rücklauftransformator 26 zugeordnet ist und bis hier-

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her beschrieben worden ist, wird der Schalttransistor 30 abwechselnd ein- und abgeschaltet. Jedesmal dann, wenn der Schalttransistor 30 eingeschaltet wird, fließt Strom von den Eingangsklemmen 12 und 14 über die Transformatorprimärwicklung 28, wobei der Strom linear/ansteigt. Während dieser Periode wird Energie als magnetischer Fluß in dem Transformator 26 gespeichert. Die Gleichrichterdiode 38 ist passend gepolt, so daß sie während dieses Teils des Betriebszyklus in Sperrichtung betrieben wird, so daß die Sekundärwicklung 34 als ein offener Stromkreis erscheint. Wenn der Schalttransistor 30 abschaltet, bricht das Magnetfeld in dem Transformator 26 schnell zusammen und induziert eine Spannung in der Sekundärwicklung 34, die dann über die Gleichrichterdiode 38 an den Filterkondensator 40 zum Aufladen desselben und an die Ausgangsklemmen 22 und 24 angelegt wird. /bzw. rampenförmig

Gemäß Fig. 1 enthält die Stromversorgungseinheit 10 eine Anzahl von wichtigen weiteren Schaltungselementen, um am Anfang den Schalttransistor einzuschalten, ist eine Vorspannungsschaltung, die einen Vorspannungswiderstand 35 und einen Strombegrenzungswiderstand 39 in Reihe enthält, zwischen den positiven Versorgungsieiter 16 und die Basis- oder Steuerelektrode B des Transistors 30 geschaltet. Der Rücklauftransformator 26 hat darüber hinaus eine Rückkopplungswicklung 42, die in Reihe mit einem Wechselstromkopp lungskondervsator 44 zwischen den Verbindungspunkt der Widerstände 35 und 39 und den Schaltungsbezugsleiter 18 geschaltet ist. Die Rückkopplungswicklung 42 wird in geeigneter Weise phasengesteuert, um eine zusätzliche Basisansteuerung für den Schalttransistor 30 zu liefern, wenn der Strom in der Primärwicklung 28 ansteigt. Das gewährleistet ein schnelles Einschalten und Abschalten des Schalttransistors 30, damit es in dem Transistor 30 zu einer minimalen Wärmeerzeugung kommt und ein höherer Wirkungsgrad der Schaltung erzielt wird.

Außerdem ist ein Emitterkondensator 46 zu dem Emitterwiderstand 32 parallel geschaltet, um die Schaltgeschwindigkeit durch überbrücken der Impedanz des Emitterwiderstands 32 während Schaltübergängen zu verbessern. Bei dem Transistor 30 ist nur eine minimale Wärmeableitung erforderlich.

Zum Abschalten des Transistors 30 dient der Emitterwiderstand 32 als ein Element zum Abfühlen der Stärke des Stromflusses in der Primärwicklung 28, wobei der Spannungsabfall an dem Emitterwiderstand 32 den Strom in der Transformatorprimärwicklung 28 darstellt. Eine insgesamt mit 48 bezeichnete Schaltungsanordnung zum Festlegen eines veränderbaren Stromgrenzwertes kann auch als eine steuerbare Spannungsklemmstufe bezeichnet werden und ist zwischen die Basisklemme B des Schalttransistors 30 und den negativen Versorgungsleiter 18 geschaltet und somit mit dem anderen Ende des Emitterwiderstands 32 verbunden.

Solange der Spannungsabfall an dem Emitterwiderstand 32 im Betrieb kleiner als die Klemmspannung zwischen der Basiselektrode B des Transistors 30 und dem Schaltungsbezugspunkt ist, ist die Basisspannung des Schalttransistors 30 frei, höher als die Emitterspannung zu sein, weshalb der Transistor 30 eingeschaltet bleibt und Basisansteuerstrom durch den Strombegrenzungswiderstand 39 und die Mitkopplungswicklung 42 geliefert wird. Wenn sich der Spannungsabfall an dem Emitterwiderstand 32 der Klenunspannung nähert, kann der Schalttransistor 30 nicht länger in den leitenden Zustand vorgespannt werden? und er beginnt abzuschalten.

Die steuerbare Spannungsklemmstufe 48 enthält insbesondere einen Speicherkondensator 50 zum Speichern einer Spannung, die den festgelegten Stromgrenzwert darstellt, und eine Trenndiode 52 in Reihe mit dem Speicherkondensator 50. Die Reihenschaltung aus dem Speicherkondensator 50 und der Trenndiode 52 ist

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zwischen die Basiskleinme B des Schalttrans i a tors 30-und den Scha I LutitföbozutjsJ aller 1Ö «jcsclialtet. I)Ju Trcuindiodu 4G ImI so yepolt, daß sie leitet, wenn die Basisspannung des SchalL-transistors 30.die Spannung des Kondensators 50 übersteigt, wodurch der Speicherkondensator 50 aufgeladen und der Spannungsanstieg an der Basisklemme B des Schalttransistors 30 begrenzt wird, um die Klemmwirkung zu erzielen.

Zum Verändern der Klemmspannung ist ein Steuertransistor 54 in Emitterschaltung vorgesehen, und seine Kollektorklemme C und seine Emitterklemme E sind an den Speicherkondensator 50 angeschlossen, so daß der Kondensator steuerbar entladen werden kann. Eine Gegenkopplungsanordnung, die insgesamt mit 56 bezeichnet ist, enthält eine Reihenschaltung aus in Durchlaßrichtung betriebenen Temperaturkompensationsdioden 58, 60, und 64 und aus einer zur Spannungsfestlegung dienenden Z-Diode 66, die zwischen die Ausgangsklemme 22 und die Basiselektrode B des Steuertransistors 54 geschaltet ist. Ein Vorspannungswiderstand 68 ist zwischen die Basiselektrode B des Steuertransistors 54 und den Schaltungsbezugsleiter 18 geschaltet.

Ein wichtiger Aspekt der Erfindung ist eine Stabilisierstufe 70, deren Arbeitsweise im folgenden beschrieben ist und die einen Kondensator 72 und einen Widerstand 74 in Reihe zwischen der Basiselektrode B und einer Kollektorelektrode C des Steuertransistors 54 enthält. Die Stabilisierstufe 70 erzeugt eine zusätzliche Phasenvoreilung, um verschiedene Phasennacheilungen in dem System zu kompensieren, wodurch sich eine wichtige Gesamtverbesserung der Stabilität ergibt, insbesondere während Eingangsspannungssprüngen.

Ein weiteres Element der Schaltung ist eine Klemm-Z-Diode 76. Diese Z-Diode bildet einen Ladepfad für den ,Kopplungskondensator 44 und gewährleistet außerdem einen zuverlässigeren

Betrieb durch Festlegen einer oberen Klemmspannung und damit eines oberen Stromgrenzwertes selbst bei Nichtvorhandensein der steuerbaren Spannungsklemmstufe 48. Zum Schutz des Schalttransistors 30 und zum Begrenzen von SpannungsSprüngen enthält eine herkömmliche Dämpfungsstufe eine Diode 78 und eine 2-Diode 80, die in Reihe an die Primärwicklung 28 des Rücklauftransformators 26 angeschlossen sind. Schließlich ist zum Verbessern der Spannungsregelung unter Bedingungen geringfügiger Belastung ein Mindestbelastungswiderstand 82 an den Ausgang der Stromversorgungseinheit 10 angeschlossen.

Die grundsätzliche Arbeitsweise der Stromversorgungseinheit 10,mit wichtigen Ausnahmen, soweit es Merkmale der hier beschriebenen Erfindung betrifft, ist in der eingangs erwähnten US-PS 3 911 352 beschrieben. Insbesondere beschreibt diese Patentschrift anhand von mathematischen Beziehungen die Art und Weise, auf die eine solche Stromversorgungseinheit von Haus aus einen gewissen Grad an Selbstregelung gegenüber Änderungen in der Eingangsspannung, selbst bei Nichtvorhandensein irgendeiner Rückkopplung, aufweist.

Die Fig. 2A und 2B zeigen Spannungs- und Stromkurven, die an dem Schalttransistor 30 gemessen worden sind, als die an die Eingangsklemmen 12 und 14 angelegte Eingangsspannung einen stetigen Wert von 12,0 V hatte. Der Zeitmaßstab der Fig. 2A und 2B beträgt zehn Mikrosekunden pro horizontaler Unterteilung. Insbesondere zeigt Fig. 2A die Kurve einer Spannung, die zwischen der Kollektorklemme C des Schalttransistors 30 und dem Schaltungsbezugsleiter 18 gemessen v-urde, während Fig. 2B die Kurve des Stroms in dem Schalttransistör 30 und in der Primärwicklung 28 zeigt. Ein Wiederhol- oder Schwingungszyklus ist dargestellt, der zwei getrennte Zeitintervalle hat. Das erste Zeitintervall T₁ ist das Intervall, während welchem der Schalttransistor 30 leitend ist,und das andere Zeitintervall T₂ ist das Zeitintervall, während welchem der Schalttransistor 30 nicht leitend ist.

Arn Anfang fließt Strom aus der an die Eingangsklemmen 12 und 14 angeschlossenen Spannungsquelle über die Widerstände 35 und 39 zu der Basiselektrode B des Schalttransistors 30. Der Transistor 30 beginnt einzusehalten, und seine Kollektorspannung beginnt abzufallen, was genau den Beginn des Intervalls T. in den Fig. 2A und 2B festlegt. Strom beginnt über die Primärwicklung 28 des Rücklauftransformators 26 zu der Kollektorelektrode C des Schalttransistors zu fließen. Durch induktive Kopplung zwischen der Primärwicklung 28 und der Rückkopplungswicklung 42 wird eine Spannung an der Rückkopplungswicklung 42 mit derartiger Polung erzeugt, daß der Transistor 30 noch leitender gemacht wird. Diese Mitkopplung bewirkt, daß der Schalttransistor 30 fast augenblicklich in die Sättigung getrieben wird, d.h. während der Strom in der Primärwicklung 28 noch schwach ist. Daran anschließend ist die Impedanz der Kollektor- und der Emitterelektrode des Transistors 30 sowie des Emitterwiderstands 32 in Parallelschaltung mit dem Uberbrückungskondensator 46 relativ klein, so daß für die Zwecke der Untersuchung der Übergangsvorgänge die Primärwicklung 28 als direkt an die Eingangsklemmen 12 und 14 angeschlossen angesehen werden kann. Nachdem der Transistor 30 in Sättigung ist, steigt der Strom in der Primärwicklung 28 und in dem Transistor 30 ungefähr linear in Abhängigkeit von der Zeit an. Wenn dieser Strom weiter ansteigt, bleibt das Potential an der Kollektorelektrode C des Transistors 30 auf einem niedrigen Wert nahe bei dem Potential des Schaltungsbezugsleiters 18. Während dieses Zeitintervalls T₁, während dem die Primärwicklung 28 weiterhin durch den durch sie hindurchfließenden Strom aufgeladen wird, fließt Strom von der Rückkopplungswicklung 42 über den Strombegrenzungswiderstand 36, über die Basiselektrode und die Emitterelektrode des Transistors 30 und über den Emitterwiderstand 32 zu derjenigen Klemme des Wechselstromkopplungskondensators 44, die mit dem Schaltungsbezugsleiter 18 verbunden ist.

Das Ergebnis dieses Stromflusses besteht darin, daß der Kopplungskondensator 44 mit derartiger Polung aufgeladen wird, daß diejenige Klemme des Kondensators 44, die mit der Basiselektrode B des Transistors 30 über die Rückkopplungswicklung 42 und den Widerstand 36 verbunden ist, negativ aufgeladen wird.

Wenn der Strom in dem Schalttransistor 30 und in der Primärwicklung 28 weiterhin ansteigt, fließt Strom über den Emitterwiderstand 32, was zur Folge hat, daß die zwischen der Emitterelektrode E und dem Bezugsleiter 18 gebildete Spannung ansteigt. Die Emitterspannung steigt weiterhin an, bis die Spannung zwischen der Basiselektrode B des Transistors 30 und der Bezugsleitung 18 einen Wert erreicht, der ungefähr gleich dem der Klemmspannung ist, die durch die steuerbare Spannungsklemmstufe 48 festgelegt wird. An diesem Punkt wird der Strom über die Trenndiode 52 zu dem Speicherkondensator 50 und dem Steuertransistor 54 umgeleitet, wodurch ein weiterer Anstieg des Basisstroms des Transistors 30 im wesentlichen verhindert wird, weshalb es zu keinem weiteren Anstieg des Kollektorstroms desselben kommt.

Sobald der Strom durch den Schalttransistor 30 und die Primärwicklung 28 des Rücklauftransformator 26 anzusteigen aufhört, kehrt die Spannung, die an der Rückkopplungswicklung 42 gebildet wird, ihre Polung sofort um, und das negative Potential, das über den Kondensator 44 an der Basiselektrode B des Schalttransistors 30 anliegt, schaltet den Transistor 30 ab„ was den Beginn des Intervalls T₂ in Fig. 2A festlegt.

An diesem Punkt bricht das Magnetfeld in dem Rücklauftransforniator 26 schnell zusammen. Eine induktive Spitze in der Kollektorspannungskurve von Fig. 2A wird durch die Dämpfungsschaltung begrenzt, die die Dioden 78 und 80 enthält. Eine

Spannung wird in der Sekundärwicklung 34 induziert und über die Gleichrichterdiode 38 an den Filterkondensator 40 zum Aufladen desselben angelegt.

Während der Zeit, während der sich die Primärwicklung 28 entlädt, d.h. während der Periode T„, während der der Transistor 30 nichtleitend ist, bewirkt der abnehmende Strom in der Primärwicklung 28, daß an der Rückkopplungswicklung 42 eine Spannung mit derartiger Polung gebildet-wird, daß das Ende der Wicklung 42, welches mit dem Strombegrenzungswiderstand 39 verbunden ist, relativ negativ und das andere Ende der Wicklung 42 relativ positiv ist. Diese I?otentialdifferenz hält den Schalttransistor 30 in Sperrichtung vorgespannt und bewirkt außerdem, daß der Kopplungskondensator 44 wieder auf ein positives Potential relativ zu der Bezugsleitung 18- durch einen Stromfluß über die Z-Diode 76 aufgeladen wird, die zu dieser Zeit in Durchlaßrichtung betrieben wird. Sobald sich der Kondensator 44 auf ein Potential aufgeladen hat, das ausreicht, um jedwede Spannung zu überwinden, die an der Rückkopplungswicklung 42 gebildet worden ist, und dadurch bewirkt, daß die Basiselektrode B des Transistors 30 positiv wird (relativ zu dem Schaltungsbezugsleiter 18), beginnt Strom in die Basiselektrode B zu fließen, was zur Folge hat, daß der Transistor 30 wieder leitend wird und aufgrund dieser Mitkopplung von der Primärwicklung 28 zur Rückkopplungswicklung 42 schnell gesättigt wird. Der Schwingungszyklus wird somit wiederholt.

Die Schwingungsimpulsbreite oder -periode, d.h. das Zeitintervall T. plus T„f wird hauptsächlich durch die Klemmspannung, den Emitterwiderstand 32, die Induktivität der Primärwicklung 28 und die Versorgungsspannung an den Eingangsklemmen 12 und 14 festgelegt.

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Gemäß Fig. 1 ist die Gleichrichterdiode 38 so gepolt, daß Strom der Sekundärwicklung 34 nur während des Zeitintervalls T₂ entnommen wird, wenn der Transistor 30 abgeschaltet ist. Gemäß der Erläuterung in der oben erwähnten US-PS 3 911 352 erfolgt die Kopplung zwischen der Primärwicklung 28 und der Sekundärwicklung 34 für den Sekundärstromfluß nur während des Zeitintervalls T₃, während welchem der Schalttransistor 30 nichtleitend ist und während welchem kein Strom über die Eingangsklemmen 12 und 14 fließt. Jegliche Spitzen oder anderen Impulse, die in die Stromversorgungseinheit 10 über die Eingangsklemmen 12 und 14 hereinkommen, werden deshalb von der Sekundärwicklung 34 getrennt.

Die Stromversorgungseinheit 10 ergibt von Haus aus eine gute* Netzregelung, was in der vorerwähnten US-Patentschrift ebenfalls erläutert ist. Insbesondere ist die Menge an Energie, die in der Induktivität der Primärwicklung 28 während jedes Schwingungszyklus gespeichert wird, von der Eingangsspannung ungefähr unabhängig. Im Gegensatz zu der Erfindung wird jedoch die Schwingungsfrequenz der aus der erwähnten US-Patentschrift bekannten Schaltung durch Änderungen in der Klemmenspannung bei NichtVorhandensein der Rückkopplung, die gemäß der Erfindung erfolgt, "nur geringfügig" beeinflußt.

Der Spannungsgegenkopplungspfad 56, der mit der steuerbaren Spannungsklemmstufe 48 verbunden ist, ergibt eine relativ stabile Ausgangsspannung über dem breiten Eingangsspannungsbereich sowie eine Lastregelung durch Beeinflussen des Tastverhältnisses und der Frequenz der Schwingung. Die Schwingungsfrequenz verändert sich über dem Bereich von 20 kHz bis 200 kHz, und sowohl die Impulsbreite als auch die Frequenz verändern sich, wenn die Eingangsspannung verändert wird. Das Hauptmittel der Steuerung ist jedoch die Beeinflussung der Impulsbreite.

Zur Rückkopplungspannungssteuerung bei Annahme eines Anstiegs der Ausgangsspannung nimmt der Basisstrom des Steuertransistors 54 zu, was zur Folge hat, daß die Spannung an dem Speicherkondensator 50 abnimmt. Die Spannung an dem Kondensator 50 ergibt eine Klemmwirkung an der Basis des Schalttransistors 30 aufgrund der Trenndiode 52. Da die Spannung an dem Emitter E des Schalttransistors 30 linear ansteigt, bewirkt diese Abnahme der Klemmspannung, daß der Schalttransistor 30 schneller abgeschaltet wird als sonst. Die geringere Einschaltzeit (Zeitintervall T₁) des Schalttransistors 30 führt zur Beeinflussung der Impulsbreite und der Frequenz, was wiederum dazu führt, daß weniger Energie während der Rücklaufzeit (Zeitintervall T₀) der Ausgangsstufe 36 zugeführt wird. Das wiederum hat zur Folge, daß Ausgangsspannungszunahmen begrenzt sind.

Als Beispiel zeigen die Fig. 3A, 3B und 3C Kollektorspannungskurven für Eingangsspannungen von 12 V, 24 V bzw. 100 V. Diese drei Kurven sind in einem Zeitmaßstab von zehn Mikrosekunden pro horizontaler Unterteilung dargestellt. Ein Vergleich dieser drei Kurven zeigt, daß das Zeitintervall T₁ , wenn der Schalttransistor 30 eingeschaltet ist, mit zunehmender Eingangsspannung beträchtlich abnimmt. Das ist auf die schnellere zeitliche Änderung des Stroms in der Primärwicklung 28 des Transformators 26,auf die Klemmspannung des Kondensators 50, auf die Wirkung derTrenndiode 52 _r auf die an die Primärwicklung angelegte höhere Eingangs spannung und auf die Wirkung des Rückkopplungspfades 56 zurückzuführen. Die Rücklaufzeit (Intervall T₂) nimmt ebenfalls ab, allerdings nicht ebenso beträchtlich, weil weniger Energie in dem Transformator 26 während jedes Zyklus gespeichert wird.

Das transients Ansprechverhai ton der Stromversorgungseinheit 10 ist in den Fig. 4A und 4B und etwas ausführlicher in den Fig. 5A und 5B gezeigt, die einen erweiterten

Zeitmaßstab aufweisen. Die Fig. 4A und 4B haben einen Zeitmaßstab von einer Millisekunde pro Unterteilung, während die Fig. 5A und 5B einen Zeitmaßstab von zwanzig Millisekunden pro horizontaler Unterteilung haben.

Jeweils die oberen Kurven, d.h. die Fig. 4A und 5A, zeigen die Ausgangsspannung an dem Filterkondensator 40, bei denen Welligkeit und Sprünge in einem vertikalen Maßstab von 50 mV pro Unterteilung zu erkennen sind.

Jeweils die unteren Kurven, d.h. die Fig. 4B und 5B, zeigen einen Eingangsspannungssprung von 460 V, wie er an dem Kollektor des Schalttransistors 30 auftritt. Gemäß Fig. 4A ergibt sich nur eine geringfügige Störung in der Ausgangsspannung.

Der erweiterte Maßstab von Fig. 5B zeigt die Art und Weise, auf die die Schaltung über einen relativ breiteren Eingangsspannungssprung regelt. Beispielsweise ist der besondere Eingangsspannungssprung von Fig. 4B und 5B ungefähr 80 μβ breit. Die Schaltperiode (T. plus T₂) der Rücklaufstromversorgungseinheit 10 ist jedoch beträchtlich kleiner und beträgt ungefähr 20 με, was der Schaltung gestattet, über den Eingangsspannungssprung zu regeln. Diese Regelung drückt sich durch eine Verringerung der Zeitintervalle T. während der Periode des Spannungsprunges aus.

Obgleich keine Kurve gezeigt ist, regelt die Schaltung auch ^y transienten^ * -

bei schmalen/Spannungssprüngen gut. Bei schmalen Spannungssprüngen und in Abhängigkeit von der genauen Zeit des Auftretens und der Dauer braucht nur ein einziger Schwingungsimpuls bei dem Regelvorgang verkürzt zu werden.

Zur Veranschaulichung eines weiteren Aspekts der Erfindung sei angegeben, daß ohne die Stabilisierstufe 70, die den Kon-

densator 72 und den Widerstand 74 enthält, die Stromversorgungseinheit 10 eine Kleinsignalinstabilität zeigen kann, die als verstärkte Welligkeit in dem Ausgangssignal erscheint. Insbesondere wenn die Eingangsspannung erhöht wird, oder während eines SpannungsSprunges, nimmt die Verstärkung des Reglerteils der Stromversorgungseinheit zu. Bei Nichtvorhandensein der Stabilisierungsstufe 70 führt das zu einem instabilen oder beinahe instabilen Verhalten bezüglich Kleinsignalen.· Durch Vorsehen der Phasenvoreilung aufgrund des Widerstands 74 und des Kondensators 72 zum Kompensieren der Phasennacheilung des Filterkondensators 40 und des Speicherkondensators 50 ist die Stromversorgungseinheit unbedingt stabil. Darüber hinaus kann bei Vorhandensein der Stabilisierungsstufe 70 der Wert des Speicherkondensators 50 beträchtlich verringert werden.

Weiter ist bei vorhandener Stabilisierungsstufe 70 eine Ausgangsfilterung nicht erforderlich lediglich um Kleinsignalinstabilitäten zu maskieren, und es kann eine einfachere Ausgangsstufe benutzt werden. Insbesondere kann ein einfacher Pilterkondensator 40 statt eines größeren Ausgangsfilters benutzt werden, welch letzterer beispielsweise eine Reihendrossel in einem π-Glied-Tiefpaßfilter enthält.-

Das wird an Hand der Kurven in den Fig. 6A, 6B und 6C noch deutlicher. Fig. 6A zeigt eine AusgangsSpannungskurve bei vorhandener Stabilisierungsstufe 70. Gemäß Fig. 6A tritt während dieses Betriebes ein geringfügiger, ungefähr 30 mV währender Anstieg jedesmal dann auf, wenn der große (230 V) Spannungssprungimpuls an den Eingangsklemmen 12 und 14 auftritt. Es gibt jedoch kein Schwingen oder ein anderes Anzeichen von Instabilität, und die Stromversorgungseinheit kann als kritisch gedämpft angesehen werden. »

Im Gegensatz dazu zeigen die Fig. 6B und 6C Ausgangsspannungskurven, wie sie bei NichtVorhandensein der Stabilisierungsstufe 70 mit dem Kondensator 72 und dem Widerstand 74 vorliegen. Während des in Fig. 6B gezeigten Schaltungsbetriebes betrug die Eingangsspannung 15V plus die 230 V des Eingangsspannungssprunges. Während des in Fig. 6C dargestellten Schaltungsbetriebes betrug die Eingangsspannung 40V plus die 230 V des Eingangsspannungssprunges. Während des in den Fig. 6A, 6B und 6C dargestellten Schaltungsbetriebes hatte der Ausgangsfilterkondensator 40 einen Wert von 200 yF.

Um dem Fachmann die Ausführung der Erfindung ohne übermäßige Experimente zu ermöglichen, gibt die folgende Tabelle IV als Beispiel Werte von Schaltungselementen an. Es sei jedoch angemerkt, daß sich die Erfindung keineswegs auf diese Werte der Schaltungselemente beschränkt.

Tabelle IV - Beispiele von Werten der Schaltungselemente

Bezugszahl

Modell mit Modell mit niedrigem Ein- hohem Eingangsgangs spannungs- Spannungsbereich bereich -

Transistoren:	30	TIP 50	MJE 12007
	54	GES 6p14 -. - -	GES 6014
Dioden: -	15	G.E, A15A	G.E. A15A
	38	G.E. A114A	G.E. A114A
	52, 58, 62, 64	60, 1N4001	1N4001
	78	1N4006	1N4006
Z-Dioden:	66	1N4740	1N4740
	76	1N4620	1N4620
	80	1N4757	1MY50ZS10
Kondensatoren:	40	220 mF	220 mF
	44	0,1 mF	0,1 mF
	46	0,33.mF	1,0 HiP
	50	1,0 mF	1 ,0 mF
	72	10,0 mF	10,0 mF
Widerstände:	32	4 ,3 Ohm	18 Ohm
	35	100 k Ohm	100 k Ohm
	39	560 Ohm	560 Ohm
	68	100 Ohm	100 Ohm
	74	300 Ohm	300 Ohm .
	82	3,3k Ohm	3,3 k Ohm

Transformator:

26

31T, 17T, 17T 136T, 23T, 23T

-ΙΑ- Leer seile

Claims

Patentansprüche :

( 1.J Geregelte Stromversorgungseinheit, die im Schaltbetrieb und unter Ausnutzung des Rücklaufs arbeitet und an einer ungefilterten Gleichspannungsquelle betrieben wird, gekennzeichnet durch:

einen Transformator (26) , der wenigstens eine Primärwicklung (28) hat;

ein gesteuertes Schaltelement (30) , das zwei Hauptelektroden (C, E) und eine Steuerelektrode (B) hat, von welchen die Hauptelektroden in Reihe mit der Primärwicklung angeordnet sind, so daß die Primärwicklung aus der Spannungsquelle (22, 24) steuerbar erregt werden kann;

eine Vorspannungsschaltungsanordnung (35, 39), die an die Steuerelektrode (B) angeschlossen ist, um am Anfang zu bewirken, daß das Schaltelement (30) einschaltet, so daß ein zunehmender Strom durch die Primärwicklung fließt und ein entsprechend zunehmendes Magnetfeld durch die Primärwicklung (28) erzeugt wird/ wobei die Anstiegsgeschwindigkeit wenigstens durch die Quellenspannung und durch die Induktivität

O I O O O O O

der Primärwicklung festgelegt wird;

ein Element (32) zum Abfühlen der Stärke des Stromflusses in der Transformatorprxmärwicklung (28), wenn das Schaltelement (30) eingeschaltet ist; .

eine Schaltungsanordnung (48) zum Festsetzen eines veränderbaren Stromgrenzwertes;

eine Schaltungsanordnung (39, 42), die mit der Steuerelektrode (B) verbunden ist, um das Schaltelement (30) zum Abschalten zu veranlassen, wenn der abgeführte Strom den festgesetzten Stromgrenzwert erreicht, so daß das durch die Primärwicklung erzeugte Magnetfeld zusammenbricht und die Stromversorgungseinheit (10) für einen weiteren Schaltzyklus bereit ist, wobei die Stromversorgungseinheit ständig mit einer Periode und einem Tastverhältnis schwingt, die durch die Quellenspannung, durch die Primärwicklungsinduktivität und durch den Stromgrenzwert festgelegt sind;

eine Ausgangsstufe, die mit dem Transformator (26) verbunden ist und einen Filterkondensator (40) und einen Gleichrichter (38) enthält, welch letzterer so gepolt ist, daß Strom dem Transformator entnommen wird zum Aufladen des Filterkondensators auf eine Ausgangsspannung mit einer Spannung, die induziert wird, wenn das Schaltelement abschaltet; eine Gegenkopplungsanordnung (56), die auf die Ausgangsspannung anspricht, um den festgesetzten Stromgrenzwert als eine umgekehrte Funktion der Ausgangsspannung zu verändern.
2. Einheit nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Gegenkopplungsanordnung (56) Elemente enthält, die eine Phasenvoreilung hervorrufen, um eine Phasennaeheilung zu kompensieren, die durch den Ausgangsfilterkondensator (40) hervorgerufen wird.
3. Einheit nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Schwingungsperiode kleiner als die Dauer von erwarte-

ten/Eingangsspannungssprüngen ist, wodurch die Stromversorgungseinheit (10) bestrebt ist, über einen Eingangsspannungssprung hinweg zu regeln, /transienten
4. Einheit nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Transformator (26) weiter eine Ausgangswicklung (34) hat, mit der die Ausgangsstufe (38, 40) verbunden ist.
5. Einheit nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß das gesteuerte Schaltelement (30) ein Transistor ist und daß der Transformator (26) weiter eine Mitkopplungswicklung (42) hat, die mit der Steuerelektrode (C) verbunden und so gepolt ist, daß zusätzlicher Strom der Steuerelektrode zugeführt wird, wenn der Transistor (30) eingeschaltet ist und das durch die Primärwicklung (28) erzeugte Magnetfeld ansteigt, wodurch der Transistor schnell in Sättigung getrieben wird, und so, daß die Stromversorgung der Steuerelektrode unterbrochen wird, wenn der Transistor abgeschaltet wird und das Magnetfeld zusammenbricht, wodurch der Transistor schneller vollständig abgeschaltet wird.
6. Einheit nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet,

daß das gesteuerte Schaltelement (30) ein bipolarer Transistor in Emitterschaltung ist, dessen Kollektorelektrode (C) mit einer Klemme der Primärwicklung (28) verbunden ist, daß das Element (32) zum Abfühlen der Stärke des Stromflusses in der Transformatorprimärwicklung ein Emitterwiderstand ist, von welchem eine Klemme mit dem Emitter (E) des Transistors verbunden ist, wobei der Spannungsabfall an dem Emitterwiderstand im Verhältnis zu dem PrimärWicklungsstrom erzeugt wird, und

daß die Schaltungsanordnung (48) zum Festsetzen eines veränderbaren Stromgrenzwertes eine steuerbare Spannungsklemmschaltung ist, die zwischen die Basisklemme (B) des Schalttransis-

O I O ό ö Ö v3

tors (30) und die andere Klemme des Emitterwiderstands (32) geschaltet ist, so daß der Basis-Emitterübergang des Schalttransistors rückwärtsvorgespannt wird, wenn der Spannungsabfall an dem Emitterwiderstand die Klemmspannung übersteigt.
7. Einheit nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die steuerbare Spannungsklemmschaltung (48) enthält: einen Speicherkondensator (50) zum Speichern einer Spannung, die den festgesetzten Stromgrenzwert darstellt; eine Trenndiode (52) in Reihe mit dem Speicherkondensator (50), wobei die Reihenschaltung aus dem Speicherkondensator und der Trenndiode zwischen die Basisklemme (B) des Schalttransistors und die andere Klemme des Emitterwiderstands (32) geschaltet ist und wobei die Trenndiode so gepolt ist, daß sie leitet, wenn die Transistorbasisspannung die Kondensatorspannung übersteigt, wodurch der Speicherkondensator aufgeladen und der Spannungsanstieg an der Basisklemme begrenzt wird, einen Steuertransistor (54) in Emitterschaltung, der eine Kollektor- und eine Emitterklemme hat, die an den Speicherkondensator (50) angeschlossen sind, so daß dieser Kondensator steuerbar entladen werden kann, und

daß die Gegenkopplungsanordnung eine Steuerverbindung von der Ausgangsstufe zu der Basisklemme des Steuertransistors aufweist.
8. Einheit nach Anspruch 7, gekennzeichnet durch eine Stabilisierungsstufe (70) in Form eines Kondensators (72) und eines Widerstands (74), die in Reihe zwischen die Basis (B) und den Kollektor (C) des Steuertransistors (54) geschaltet sind, um eine Phasenvoreilung zum Kompensieren von Phasennacheilungen, die durch den Speicherkondensator (50) und den Filterkondensator (40) hervorgerufen werden, zu erzeugen.