DE3131956C2 - Schaltstufe - Google Patents

Abstract

Eine Schaltstufe zur Umsetzung eines RZ-Signals in ein NRZ-Signal soll mit niedrigem Schaltpegel und hoher Verarbeitungsgeschwindigkeit arbeiten. Es sind hierfür zwei im Gegentaktbetrieb arbeitende Differenzverstärker (2, 3) vorgesehen. Über ein Taktsignal verlängert der erste Differenzverstärker (2) eine "1" des RZ-Signals. Der zweite Differenzverstärker (3) ist vom Datensignal gesteuert und sperrt bei einer "0" des RZ-Signals den ersten Differenzverstärker (2).

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltstufe zur Umsetzung eines digitalen RZ-Dateneingangssignals in ein digitales N RZ-Datenausgangssignal, wobei beide Signale durch ein Taktsignal synchronisiert sind.

Bei einem RZ (return to zero)-Datensignal geht der Impuls, also das »1«-Signal, innerhalb der gegebenen Bitdauer auf Null zurück. Damit ist das »1 «-Signal kürzer, als es an sich aufgrund der vorgegebenen Bitdauer möglich wäre. Typischerweise beträgt die Dauer des »1«-Signals 50% der Bitdauer.

Bei einem NRZ (non return to zero)-Datensignal ist die Dauer des »1 «-Signals gleich der Bitdauer.

In Datenübertragungsanlagen, beispielsweise in Leitungsendgeräten von PCM-Anlagen, ist das Taktsignal über zahlreiche Gatter zu führen. Hierdurch treten schwankende Zeitverschiebungen zwischen den Taktimpulsen und dem Datensignal auf. Die Zeitverschiebungen können bei RZ-Datensignalen dazu führen, daß eine »1« des Datensignals nicht mit einer Taktflanke zusammentrifft und dadurch verloren geht. Um dies zu vermeiden erfolgt in der Schaltstufe die RZ-NRZ-Umsetzung. Da die »1« eines N RZ-Datensignals länger ist als die eines RZ-Datensignals können größere Zeitverschiebungen zwischen dem Taktsignal und dem Datensignal in Kauf genommen werden, ohne daß die Gefahr besteht, daß eine »1« des Datensignals nicht mit einer Taktflanke zusammenfällt.

Für die Umsetzung ein D-Flip-Flop einzusetzen (vgl. DE-PS 24 53 628) ist ungünstig, da dieses einen Schaltpegel von einigen Volt benötigt und vor allem bei einer hohen Verarbeitungsgeschwindigkeit eine hohe Leistung verbraucht.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine Schaltstufe der eingangs genannten Art vorzuschlagen, die mit einem niedrigen Schaltpegel und hoher Verarbeitungsgeschwindigkeit arbeitet.

Erfindungsgemäß ist obige Aufgabe dadurch gelöst, daß ein erster und ein zweiter Differenzverstärker vorgesehen sind, die je zwei im Gegentaktbetrieb an Basis-Steuereingängen durchzuschaltende Kollektor-Emitterstrecken und verbundene Emitter aufweisen, daß an einen Steuereingang des ersten Differenzverstärkers ein Taktsignal gelegt ist, daß an dem ersten Kollektor des ersten Differenzverstärkers eine vom RZ-Datensignal gesteuerte Vorstufe liegt, in der während einer »1« des RZ-Datensignals eine Stromoder Spannungsänderung auftritt, die durch das Durchschalten der ersten Kollektor-Emitterstrecke des ersten Differenzverstärkers infolge des Taktsignals zeitlich verlängert wird, daß die Kollektor-Emitterstrekken des ersten Differenzverstärkers in Reihe zu einer ersten Kollektor-Emitterstrecke des zweiten Differenzverstärkers geschaltet sind, daß an den ersten Kollektor des ersten Differenzverstärkers ein Steuereingang des zweiten Differenzverstärkers angekoppelt ist, der bei einer »0« des RZ-Datensignals den ersten Differenzverstärker sperrt, und daß das N RZ-Datenausgangssignal am ersten Kollektor des ersten Differenzverstärkers

und/oder am zweiten Kollektor des zweiten Differenzverstärkers abgegriffen ist

Bei dieser Schaltstufe ist eine »1« des RZ-Datensijnals auf die Bitdauer verlängert, ohne daß eine »0« des RZ-Datensignals verfälscht ist Niedrige Pegel des RZ-Datensignals sind sicher zu verarbeiten. Die Verstärkung des N RZ-Ausgangssignals ist einstellbar. Ein hoher Grad von Übereinstimmung zwischen der tatsächlichen Dauer der »1« oder »0« des N RZ-Datensignals und der Soll-Bitdauer bzw. der Taktperiode ist gegeben, da die tatsächliche Bitlänge vom Taktsignal gesteuert ist

Gegenüber TTL-, STTL- oder ECL-Schaltungen ist der Leistungsverbrauch der Schaltstufe gering. Die mögliche Verarbeitungsgeschwindigkeit ist hoch. Sie beträgt beispielsweise 34 M bit/s, kann jedoch auch wesentlich höher liegen.

Der Schaltungsaufwand bei der erfindungsgemäßen Schaltstufe ist gering.

Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Zeichnungsbeschreibuiig und den Unteransprüchen. In der Zeichnung zeigt

F i g. 1 eine Schaltstufe zur Umsetzung eines RZ-Signals in ein NRZ-Signal,

Fig.2 Impulsdiagramm der Schaltung nach Fig. 1 und

F i g. 3 an der Schaltung auftretende Spannungspegel.

Es ist eine Vorstufe 1 vorgesehen, die einen Transistor TO, einen Kollektorwiderstand R 1 und einen Emitterwiderstand R 2 aufweist. An der Basis des Transistors TO liegt ein RZ-Datensignal. In Fig.2a ist ein beispielsweiser Verlauf eines RZ-Datensignals mit der Datenfolge »1«, »0«, »1«, »1«, »0« dargestellt. Die Vorstufe 1 braucht kein zusätzlicher Schaltungsteil zu sein. Sie kann und wird in vielen Fällen ohnehin vorhandener Bestandteil einer Schaltung sein, die das RZ-Datensignal überträgt bzw. verarbeitet, wobei das Datensignal (vgl. F i g. 2a) das gezeichnete Phasenverhältnis zum Taktsignal (vgl. F i g. 2b) hat.

Die Schaltung weist einen ersten Differenzverstärker 2, einen zweiten Differenzverstärker 3 und einen Spannungsteiler 4 auf. Der erste Differenzverstärker 2 arbeitet mit zwei Transistoren Ti und T2, deren Emitter miteinander verbunden sind. Der Kollektor des ersten Transistors Ti ist an den Kollektor des Transistors Γ0 angeschlossen und ist der Ausgang Λ der Schaltstufe. An der Basis des ersten_Transistors Ti liegt das komplementäre Taktsignal T, das in seiner Form in Fig.2c dargestellt ist. Der Kollektor des zweiten Transistors T2 liegt am positiven Potential der Versorgungsspannung. Seine Basis ist an das Taktsignal 7"(vgl. F i g. 2b) angeschlossen.

Der zweite Differenzverstärker 3 weist einen ersten Transistor Γ3 und einen zweiten Transistor T4 auf, deren Emitter miteinander verbunden sind. Der Kollektor des ersten Transistors 7"3 liegt am gemeinsamen Emitter der Transistoren Ti und T2. Seine Basis ist an dem Spannungsteiler 4, bestehend aus den Widerständen R3, R4, und R5, zwischen dem negativen und positiven Potential der Versorgungsspannung angeschlossen. Kondensatoren Cl und C2 legen die Verbindungspunkte der Widerstände R 3 und R 4 bzw. R 4 und R 5 wechselstrommäßig an das negative Potential der Versorgungsspannung. Die Basis des Transistors Γ3 liegt dabei zwischen den Widerständen R 3 und R 4. Der Kollektor des Transistors T4 liegt über einen Widerstand R 6 an dem positiven Potential der Versorgungsspannung. Der Kollektor des Transistors T4 ist der Ausgang A der Schaltstufe.

Die Basis des Transistoi-s T4 ist einerseits über einen Widerstand R 7 mit dem Spannungsteiler 4 zwischen den Widerständen R 4 und R 5 verbunden. Andererseits ist sie über einen Kondensator C3 an den Kollektor des Transistors Π angeschlossen. Die Emitter der Transistoren Γ3 und T4 liegen über einen Emitterwiderstand R 8 am negativen Potential der Versorgungsspannung. Die Funktionsweise der beschriebenen Schaltung ist folgende:

Die Taktperiode P ist gleich der Soll-Bitdauer B. Die Dauer des »1«-Signals des RZ-Dateneingangsignals beträgt etwa die Hälfte der Periodendauer P (vgl. F i g. 2a, 2b bzw. 2c).

Liegt an der Basis des Transistors TO die »1« des RZ-Datensignals an, leitet der Transistor TO und über die Widerstände R 1 und R2 fließt ein Strom /1. Der hiermit verbundene Spannungsabfall am Widerstand R1 hat zur Folge, daß über den Kondensator C3 das Potential an der Basis des Transistors Γ4 so weit absinkt daß dieser sperrt Damit wird der Transistor T3 leitend, im Zeitpunkt Ti endet die »J« des RZ-SignaJs. Gleichzeitig wird jedoch über das komplementäre Taktsignal Tder Transistor Ti leitend, so daß nun zwar der Strom /1 nicht mehr über die Kollektor-Emitterstrecke des Transistors TO fließt. Hierfür fließt aber ein Strom /2 über die Kollektor-Emitterstrecke des Transistors Tl und die des leitenden Transistors T3 sowie über den Widerstand RS. Insbesondere die Widerstände R2 und RS sind dabei so dimensioniert, daß der Strom /1 gleich dem Strom /2 ist Damit verbleibt das Potential am Kollektor des Transistors Tl auch nach dem Zeitpunkt 11 auf dem vorherigen Wert (vgl. Fig.2d). Dieser Schaltzustand bleibt solange erhalten, bis das komplementäre Taktsignal T den Transistor Tl sperrt, wodurch das Potential am Kollektor des Transistors Tl steigt, so daß über den Kondensator CZ bzw. den Spannungsteiler 4 der Transistor T4 leitend wird. Zwischen den Zeitpunkten iO und f 2 liegt also am Kollektor des Transistors T4 das in F i g. 2e dargestellte »1 «-Signal an. Der Vergleich mit F i g. 2a zeigt, daß am Kollektor des Transistors T4 das dem RZ-Signal nach F i g. 2a entsprechende NRZ-Signal zur Verfügung steht, bei dem die Dauer des »1 «-Signais auf die Bitdauer B verlängert ist.

Tritt im Zeitpunkt f2 ein »O«-Signal auf, bleibt der Transistor TO gesperrt, der Transistor T4 leitend, der Transistor T3 bleibt gesperrt. Damit kann ein zum Zeitpunkt 13 auftretender komplementärer Taktimpuls Tzwar den Transistor Tl durchschalten. Da jedoch der Transistor T3 gesperrt ist, kann dies nicht zu einem Absenken des Potentials an dem Kollektor des Transistors Tl und an der Basis des Transistors T4 führen, so daß der Transistor T4 leitend bleibt.

Im Zeitpunkt f4 und im Zeitpunkt i5 tritt im Beispielsfalle beim RZ-Signal eine »1« auf. Im Zeitpunkt 16 folgt eine »0«.

Die Spannung am Ausgang Ä verläuft damit wie in Fi g. 2d dargestellt. Sie ist die negierte NRZ-Form des RZ-Signals in Fig.2a. Die Spannung am Ausgang A verläuft damit wie in Fig.2e dargestellt. Sie ist die NRZ-Form des RZ-Signals in Fig.2a. Für die Weiterverarbeitung des N RZ-Signals kann wahlweise der Ausgang A oder Ä verwendet werden, wobei je nach Dimensionierung von Ri, R 2 bzw. R 6, RS unterschiedliche Ausgangspegel zur Verfügung stehen. Durch die beschriebene Schaltung ist in einfacher Weise erreicht, daß ein RZ-Signal in ein NRZ-Signal

umgesetzt wird. Das NRZ-Signal kann dabei gegenüber dem RZ-Signal verstärkt sein. Die Schaltflanken des NRZ-Signals decken sich zeitlich mit Schaltflanken des Taktsignals. Durch die infolge der RZ-NRZ-Umsetzung erreichten Verlängerung des »1 «-Signals können in nachfolgenden Schaltstufen auftretende größere Verzögerungen zwischen der Taktflanke und dem Datensignal in Kauf genommen werden.

Bei bestimmten Datensignalen ist damit zu rechnen, daß im Signal zeitweise längere Nullfolgen auftreten. In diesem Fall könnte sich ein Zustand einstellen, in dem sowohl der Transistor T3 als auch der Transistor Gleitet, so daß sich das Taktsignal auf der Datenleitung (A, Ä) abbilden könnte. Um dies zu vermeiden, ist die Basis des Transistors Γ 4 über den Widerstand R 4 an eine höhere Vorspannung gelegt als die Basis des Transistors T3.

Bei einer längeren Nullfolge im Datensignal leitet also der Transistor Γ 4, wogegen der Transistor T3 sperrt. Das Taktsignal an der Basis desTransistors Ti schaltet diesen durch. Wegen des gesperrten Transistors Γ3 kann dies jedoch nicht zu einem Absenken des Potentials am Kollektor des Transistors Ti führen. Das an den Transistoren Ti und T2 anliegende Taktsignal kann damit nicht zu einem Schalten des Transistors ΤΛ führen.

Die Zeitkonstante des Kondensators C3 mit den Widerständen R 1 und R 7 ist groß im Vergleich zur Bitdauer B. Infolge der Statistik des Datensignals, d. h. der ungleichmäßigen Verteilung der »0«- und »!«-Impulse, überlagert sich der Vorspannung an der Basis von 7"4 der kurzzeitig schwankende Gleichspannungs-Mittelwert des Datensignals.

Unabhängig von diesen Schwankungen der Basisvorspannung des Transistors T 4 muß der Transistor T3 durch den Transistor T4 sicher umgeschaltet werden.

In Fig.3a und Fig.3b ist die über den Widerstand R 3 feste Vorspannung der Basis des Transistors T3 mit Vl bezeichnet. In Fig.3a ist die bei einer kleinen Impulsdichte über dem Kondensator C3 sich einstellende Lage des NRZ-Datensignals bezüglich der Basisvorspannung V2 des Transistors Γ4 eingezeichnet. In Fig.3b ist die bei hoher Impulsdichte (0,5) sich einstellende Lage des NRZ-Datensignals bezüglich der Basisvorspannung V2 des Transistors 7" 4 eingezeichnet. Hierbei bedeutet niedrige bzw. hohe Impulsdichte eine geringe bzw. eine große Zahl von »l«-lmpulsen in einem bestimmten Zeitintervall. Der Impulsverlauf an der Basis des Transistors Γ 4 ist mit \^3 bezeichnet und stellt das NRZ-Datensignal dar. Um den Transistor T3 sicher zu schalten, muß die Spannungsdifferenz Ud zwischen der Basisvorspannung des Transistors T3 und der des Transistors Γ4 aus physikalischen Gründen wenigstens etwa 80 mV betragen. Um auch im Falle hoher Impulsdichte ein sicheres Durchschalten des Transistors T3 zu erreichen, muß die Aussteueramplitude Us wenigstens 4 Ud betragen, was im Vergleich zu den erforderlichen Schaltpegeln bekannter Logikschaltungen einen geringen Wert darstellt.

Wird ein ternäres RZ-Datensignal in ein binäres NRZ-Signal umgesetzt, wird hierfür zunächst das ternäre RZ-Datensignal in zwei binäre RZ-Teilsignale getrennt. Damit tritt im Falle der ternären Dauereins bei den getrennten binären RZ-Teilsignalen die maximale Impulsdichte von 0,5 auf. Die beiden RZ-Teilsignale lassen sich dann mit je einer erfindungsgemäßen Schaltstufe in zwei NRZ-Teilsignale umsetzen, wie dies oben beschrieben ist. Die NRZ-Teilsignale können danach zu dem binären NRZ-Signal umgewandelt werden.

Die Steuerung des Transistors 7" 4 muß nicht über den Kondensator C3 erfolgen, sondern kann auch durch

eine, je nach Anwendungsfall speziell gestaltete,

Gleichspannungskopplung des NRZ-Datensignals auf die Basis der Transistor 7" 4 erfolgen. Es soll dabei dann das an der Basis des Transistors 7" 4 anliegende NRZ-Datensignal mit seinem »0«- und »1«-Pegel (V3) um den Wert Vl der Vorspannung des Transistors T3 schwanken.

In diesem Falle sind auch binäre RZ-Datensignale mit einer Impulsdichte zwischen 0 bis 1 in N RZ-Datensignale umsetzbar.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (6)

1 Patentansprüche:

1. Schaltstufe zur Umsetzung eines digitalen RZ-Dateneingangssignals in ein digitales N RZ-Datenausgangssignal, wobei beide Signale durch ein Taktsignal synchronisiert sind, dadurch gekennzeichnet, daß ein erster und ein zweiter Differenzverstärker (2, 3) vorgesehen sind, die je zwei im Gegentaktbetrieb an Basis-Steuereingängen durchzuschaltende Kollektor-Emitterstrecken (Ti, 7*2; 7*3, 7*4) und verbundene Emitter aufweisen, daß an einen Steuereingang (TX) des ersten Differenzverstärkers (2) ein Taktsignal (T) gelegt ist, daß an dem ersten Kollektor (Ti) des ersten Differenzverstärkers (2) eine vom RZ-Datensignal gesteuerte Vorstufe (1) liegt, in der während einer »1« des RZ-Datensignals eine Strom- oder Spannungsänderung auftritt, die durch das Durchschalten de.· ersten Kollektor-Emitterstrecke (Tl) des ersten Differenzverstärkers (2) infolge des Taktsignals (T) zeitlich verlängert wird, daß die Kollektor-Emitterstrecken (Ti, 7*2) des ersten Differenzverstärkers (2) in Reihe zu einer ersten Kollektor-Emitterstrecke (T3) des zweiten Differenzverstärkers (3) geschaltet sind, daß an den ersten Kollektor (Ti) des ersten Differenzverstärkers (2) ein Steuereingang (7*4) des zweiten Differenzverstärkers (3) angekoppelt ist, der bei einer »0« des RZ-Datensignals den ersten Differenzverstärker (2) sperrt, und daß das NRZ-Datensignal am ersten Kollektor (Ti) des ersten Differenzverstärkers (2) und/oder am zweiten Kollektor (7*4) des zweiten Differenzverstärkers (3) abgegriffen ist.

2. Schaltstufe nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorstufe (1) eine weitere Kollektor-Emitterstrecke (TO) aufweist und diese Kollektor-Emitterstrecke (TQ) und die erste Kollektor-Emitterstrecke (Tl) des ersten Differenzverstärkers (2) in Reihe zu einem gemeinsamen Widerstand (R i) liegen, daß die Basis der weiteren Kollektor-Emitterstrecke (TU) von dem RZ-Datensignal gesteuert ist, dessen »1« mit dem Taktsignal (T) zeitlich zusammenfällt, daß am Steuereingang der ersten Kollektor-Emitterstrecke (7Ί) des ersten Differenzverstärkers (2) das komplementäre Taktsignal (T) liegt und daß sowohl beim Durchschalten der weiteren Kollektor-Emitterstrecke (TO) als auch beim Durchschalten der ersten Kollektor-Emitterstrecke (7*1) des ersten Differenzverstärkers (2) bei durchgeschalteter erster Kollektor-Emitterstrecke (7*3) des zweiten Differenzverstärkers (3) ein gleichgroßer Strom durch den Widerstand (R 1) fließt.

3. Schaltstufe nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß am Steuereingang der zweiten Kollektor-Emitterstrecke (T2) des ersten Differenzverstärkers (2) das Taktsignal (7} liegt.

4. Schaltstufe nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß' der Steuereingang der zweiten Kollektor-Emitterstrekke (TA) des zweiten Differenzverstärkers (3) über einen Kondensator (C3) an den Kollektor der ersten Kollektor-Emitterstrecke (Tl) des ersten Differenzverstärkers (2) angekoppelt ist.

5. Schaltstufe« nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß an die Steuereingänge des zweiten Differenzverstärkers (3) über einen Spannungsteiler (4, R3, A4, RS) Vorspannungen gelegt sind.

6. Schaltstufe nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannung an dem Steuereingang der zweiten Kollektcr-Emitterstrecke (T4) höher als die an dem Steuereingang der ersten Kollektor-Emitterstrecke (T3) ist