DE3110030C2 - Differenzverstärker mit Tiefpaßcharakteristik - Google Patents

Abstract

Der Eingangsanschluß eines Spannungsfolgers (10) ist über einen ersten Kondensator (12) an einem Bezugspotentialpunkt angeschlossen. Ein zweiter Kondensator (24) wird abwechselnd während sich gegenseitig ausschließender Zeit intervalle über eine Eingangssignalquelle (20, 22) bzw. parallel zu dem Spannungsfolger (10) geschaltet, und dabei entsteht an dem ersten Kondensator eine Ausgangsspannung, die proportional zu einer Gegentaktkomponente des Eingangssignals ist. Die Anordnung ist so getroffen, daß intern erzeugte Störungen unterdrückt werden, daß sich sehr niedrige Grenzfrequenzen mit praktikablen Werten der Bauelemente realisieren lassen und daß praktisch keine Tendenz zur Sättigung bei hochfrequenten Eingangsstörkomponenten besteht.

Description

Gemäß der Erfindung ist eine Koppelschaltung vorgesehen, welche den Eingang eines Spannungsfolge rs über einen Kondensator an einen Bezugspotential- ·»"> punkt anschließt und alternativ einei: weiteren Kondensator über zwei Eingangsanschlüsse schaltet und den weiteren Kondensator während sich wechselseitig ausschließender Zeitintervalle parallel zu dem Spannungsfolger schaltet ><>

Gemäß einem weiteren Gesichtspunkt der Erfindung zeichnet shh der Spannungsfolger durch eine Offsetspannung aus, und es ist eine Schaltung vorgesehen, die eine Gegentaktspannungskomponente an den Verstärkereingang legt, um der Offsetspannung entgegenzu-" wirken.

Die Erfindung sei nun anhand der Zeichnungen im einzelnen erläutert, in denen die gleichen Elemente mit denselben Bezugsziffern bezeichnet sind. Es zeigt

Fig. 1 ein teilweise als Stromlaufplan dargestelltes*o Blockschaltbild eines Differen/.verstarkcrs gemäß der Erfindung:

Fig. 2 ein teilweise als Stromlaufplan dargestelltes Blockschaltbild eines gegenüber F i g. 1 abgewandelten Differenzverstärker* nach der Erfindung: b>

l'i g. 3 ein Blockschaltbild eines lmpulsgenera;ors für die Zeitsteuerung und

F i g. 4 ein Schaltbild eines erfindungsgemäß ausgebildeten Differenzverstärkers.

In Fig. I ist der;Verstärker 10 als Spannungsfolger ausgebildet, und sein Verstärkungsgrad ist nicht größer als. 1. Er kann beispielsweise ein nichtinvertierender Operationsverstärker mit einem Verstärkungsgrad von 1 sein oder ein Emitterfolger, ein Kathodenfolger oder ein Sourcefolger. Bei der.hier beschriebenen Ausführungsform kann er vorzugsweise ein Source- oder Emitterfolger mit einer komplementären Kaskade sein, bei welchem .Spannungsverschiebungen (Offsetspannungen) kompensiert sind. Bei solchen Spannungsfolgern, die bekannt sind, realisiert man eine Offsetspannung von im wesentlichen 0, indem man den Ausgang eines Spannungsfolgertransistors eines .Leitungstyps mit dem Eingang eines Spannungsfolgertransistors des entgegengesetzten Leitungstyps koppelt (also beispielsweise eine Kaskadenschaltung aus einer NPN-Stufe in Kollektorgrundschaltung mit vor- oder nachgeschalteter PNP-Stufe in Kollektorgrundschaltung).

Der Eingang des Spannungsfolger? 10 ist über einen Kondensator 12 an einen Bezugspotcutialpunkt (Masse) und an einen Ausgangsanschluß 14 angeschlossen. Der Zweck der Verbindung des Ausgangsanschlusses 14 mit dem Eingang des Spannungsfolgers 10 liegt in der Lieferung eines Ausgangssignals, das proportional zum Ladungszustand des Kondensators 12 ist und das frei von irgendwelchen Offsetspannungskomponenten ist, welche im Spannungsfolger 10 auftreten könnten. Wie die gestrichelten Linien andeuten, kann alternativ ein Ausgangssignal, das proportional zum Ladungszustand des Kondensators 12 ist, auch vom Differenzverstärker abgeleitet werden, indem ein alternativer Ausgangsanschluß 16 an den Ausgang des Spannungsfolgers 10 angeschlossen ist. Die Ableitung eines Ausgangssignals in dieser Weise hat den Vorteil, daß man eine niedrige Quellenimpedanz für die Ansteuerung nachfolgender Lasten erhält

Der Kondensator 12 erhält Ladung proportional zur Gegentaktkomponente eines Eingangssignais, das an den invertierenden und den nichtinvertierenden Einganysanschluß 20 bzw. 22 mit Hilfe eines weiteren Kondensators 24 und eines Schalters gelegt wird, der zwei einpolige Umschalter 26 und 28 enthält und durch Zweiphasenimpulse eines Impulsgenerators 29 zeitlich gesteuert wird. Der Schalter 26 verbindet den oberen Belag des Kondensators 24 mit dem invertierenden Eingangsanschluß 20, wenn der Generator 29 ein Signal einer Phase Φ 1 liefert, und verbindet den unteren Belag des Kondensators 24 mit dem Ausgang des Verstärkers bei Ansteuerung durch ein Signal der Phase Φ 2 des Generators 29. Der Schalter 28 ist so angeordnet, daß er den unteren Belag des Kondensators 24 mit detri nichtinvertierenden Eingangsanschluß 22 des Verstärkers verbindet, wenn das Signal Φ 1 auftritt, und den unteren Belag des Kondensators 24 mit dem Eingang des Spannungsfolgers 10 verbindet, wenn das Signal Φ 2 auftritt. Die Phasen der Signale Φ1 und Φ 2 überschneiden sich nicht, sondern treten nur während sich gegenseitig ausschließender Zeiträume auf.

Im Betrieb schließen die Schalter 26 und 23 den Kondensator 24 abwechselnd über den invertierenden und den nichtinvertierenden Eingang 20 bzw. 22 des Differenzverstärkers und schalten den Kondensators 24 während sich gegenseitig ausschließender Zeilintervalle parallel zu dem Spannungsfolger. Während des Intervalls, in welchem Φ I auftritt, erhält der Kondensator 24 eine Ladung proportional der Gegentaktkomponente (differential mode component) des über die

Anschlüsse 20 und 22 gelegten Eingangssignals. Wenn Φ 2 auftritt, dann ergibt die Parallelschaltung des Kondensators 24 mit dem Spannungsfolger IO eine positive Rückkopplung, welche bewirkt, daß die Ladung des Kondensators 24 zum Kondensator 12 übertragen -, wird, und damit ergibt sich eine stufenweise Änderung der Ausgangsspannung am Anschluß 14 (oder 16), die proportional der Gegentaktspannung und dem Verhältnis der Werte der Kondensatoren 24 und 12 ist. Wenn die Gegentaktkomponente des Eingangssignals 0 ist und m nur eine Gleichtaktkomponente vorhanden ist, dann erhält der Kondensator 24 während der Periode des Signals Φ Λ keine Ladung. Dementsprechend wird während der Periode Φ 2 keine Ladung zum Kondensator 12 übertragen, und die Gleichtaktkomponente wird |-, daher unterdrückt.

Der Frequenzgang des in Fig. I dargestellten Differenzverstärkers zeichnet sich durch eine vorherrschende niedrige Grenzfrequenz aus, die mit guter Näherung von einem Kapazitätsverhältnis und einer i» Schaltfrequenz abhängt. Dies ist ein Vorteil, da sehr niedrige Grenzfrequenzen (wenige Hertz oder darunter) sich realisieren lassen, ohne daß Widerstände oder Kondensatoren hoher Werte benötigt würden. Der Kondensator 24 entspricht einem äquivalenten Wider- y, stand R_c (in Ohm), der durch den Reziprokwert des Produktes seines Wertes (in Farad) mit der Schaltfrequenz /i(in Hertz) angenähert werden kann.

Nach dem Vorstehenden und mit der vereinfachenden Annahme, daß R_e=R, ist, wobei R, der Gesamt- _J0 widerstand im Lade-Entlade-Weg des Kondensators 24 ist, und daß die Offsetspannung des Spannungsfolgers 10 vernachlässigt werden kann, kann man die dominierende Grenzfrequenz für den Differenzverstärker gemäß Fig. 1 durch die folgende Gleichung ausdrük- j5 ken:

stärkung des Verstärkers 10 nicht größer als 1.

Faßt man die Merkmale des Beispiels nach Fig. I zusammen, dann lassen sich sehr niedrige Grenzfrequcn/cn realisieren, ohne daß man dazu Bauelemente mit relativ hohen Werten benötigt. Dies ergibt sich aus Gleichung (I) und ihrer Diskussion. Ein weiteres Merkmal besteht darin, daß alle im Eingangssignal vorhandenen und innerhalb des Spannungsfolgers IO entstehenden .Störkomponenten durch den Kondensator 12 integriert werden. Da das Eingangssignal dem Spannungsfolger 10 über den Kondensator 12 zugeführt wird, welcher Eingangsstörkomponenten glättet, besteht wenig Wahrscheinlichkeit für eine Sättigung des Verstärkers 10, gleichgültig welche Impulsbreite oder Amplitude die Eingangsstörkomponenten haben.

Bei der Diskussion der F i g. I ist angenommen worden, daß der Spannungsfolger 10 eine relativ kleine oder vernachlässigbare Offsetspannung aufweist. Diese Eigenschaft ist zwar wünschenswert, aber nicht wesentlich, um die Vorteile der Erfindung zu erreichen. Eine Offsetspannung im Spannungsfolger 10 würde eine Gleichspannungsverschiebung im Ausgangssignal hervorrufen. Wenn eine Offsetspannung im Spannungsfolger 10 unzulässig ist. dann kann man ihre Wirkung gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung beseitigen, indem man dem Eingangssignal eine gleiche Offsetspannung in Form einer Gegentaktkomponente zufügt, wie dies it? F i g. 2 gezeigt ist. Die kompensierende Offsetspannung wird eingeführt, indem man einen zweiten Spannungsfolger 30 in die Schaltung zwischen den invertierenden Eingangsanschluß 20 und den Schalter 26 einfügt, wobei der Eingang des Verstärkers 30 mit dem Anschluß 20 und sein Ausgang mit dem Schalter 26 verbunden ist.

Die Betriebsweise der Ausführungsform gemäß F i g. 2 ist im wesentlichen die gleiche wie bei Schaltung

■ Hill UWt r-lUJtttlltlll«,, X»C*fc« XtWt l\UIIUklUOtU1 A-T JIWIt OUt

(D

in welcher

F_c die Eckfrequenz in Hertz,

F, die Schaltfrequenz in Hertz,

Cn der Wert des Kondensators !2 in Farad und ₄-

Cm der Wert des Kondensators 24 in Farad ist.

Die Offenschleifen-Gleichspannungsverstärkung des Differenzverstärkers nach F i g. 1 hängt von der Spannungsverstärkung des Spannungsfolgers 10 ab. Es ^₀ gilt:

A_v=f(\l\-A)
in welcher

A_r die Gegentaktspannungsverstärkung und
A die Spannungsverstärkung des Spannungsfolgers ist

Aus Gleichung (2) ergibt sich, daß die Spannungsverstärkung des Verstärkers zunimmt, wenn die Spannungsverstärkung des Spannungsfolgers 10 gegen 1 geht. Gleichung (2) gilt nicht für eine Spannungsfolgerverstärkung, die größer als 1 ist. In diesem Falle würde ein regenerativer Zustand auftreten, welcher den Verstärker betriebsunfähig v/erden ließe. Gemäß einem Gesichtspunkt der Erfindung ist also die Spannungsver•einen Spannungswert auflädt, der gleich der Gegentaktkomponente des über die Anschlüsse 20 und 22 gelegten Eingangssignals abzüglich der Offsetspannung des Spannungsfolgers 30 ist. Wenn also die Gegentaktkomponente Null ist, dann wird der Kondensator 24 während der Periode des Signals Φ1 auf die Offsetspannung des Spannungsfolgers 30 aufgeladen, weil diese aber gleich der Offsetspannung des Spannungsfolgers 10 ist, wird während der Periode des Signals Φ 2 keine Ladung zum Kondensator 12 übertragen, und damit ist die Ausgangsspannung unabhängig von der Offsetspannung des Spannungsfolgers 10. Eine maximale Offsetkompensation laß* sich erreichen, wenn man die Offsetspannung des Spannungsfolgers 30 praktisch gleich derjenigen des (2) Spannungsfolgers 10 wählt Vorzugsweise sind die

Spannungsfolger 10 und 30 mit identischen Elementen aufgebaut, die mit im wesentlichen gleichen Ruhevorströmen betrieben werden.

F i g. 3 veranschaulicht ein bevorzugtes Verfahren zur Erzeugung sich nicht überlappender Zeitsteuerimpulse für die Steuerung der Schalter 26 und 28. In F i g. 3 ist ein Oszillator 40 so geschaltet, daß er ein Rechteckschaltsignal an einen Phasenspalter 41 liefert, der an seinem Ausgang gegenphasige Rechteckschwingungen an entsprechende Eingangsanschlüsse von NOR-Schaltungen 42 bzw. 43 liefert Der Ausgang jeder NOR-Schaltung ist über Kreuz mit einem Eingang der jeweiligen anderen NOR-Schaltung verbunden, so daß sich eine Rückkopplung ergibt, welche eine gleichzeitige Einschaltung der NOR-Schaltungen verhindert Dadurch entstehen an

den Ausgängen der NOR-Schaltungen 42 b/w. 43 die Signale Φ I bzw. φ 2 während sich gegenseitig ausschließender Zeitintervalle. Gemäß Gleichung (I) kann die Frequenz des Oszillators 40 zur Bestimmung der Eckfrequenz £ des Differenzverstärkers verändert werden.

Fig. λ zeigt eine bevorzugte Ausführung des Differenzverstärkers nach Fig. 2 mit N-Kanal-Feldeffekttransistoren. Mit Ausnahme des selbstvorgespannten Verarmungstransistors Q 6 sind alle anderen Transistoren Anreicheriingstypen. Die Verstärker 10 und 30 werden durch Transistoren Qi und Q 2 in Draingrundschaltung realisiert, die als Sourcefolger arbeiten. Der Transistor Q 1 ist mit seiner Gateelektrodc an den Ausgangsanschluß 14 und über den Kondensator 12 an Masse gelegt. Die Drainelektroden von Q\ und Q 2 sind an einen Betriebsspannungsanschluß 50 angeschlossen, von wo sie eine positive Betriebsspannung + Verhalten. Die Gateelektrode des Transistors Q2 ist mit dem invertierenden Eingang 20 verbunden. Vorzugsweise sind die Transistoren Q 1 und Q2 gepaart, so daß ihre Gate-Source-Spannungen V^ für gleiche Werte des Sourcestroms übereinstimmen. Auf diese Weise kann man die Offsetspannungen von Q I und Q 2 symmetrieren, indem die Ruhesourceströme auf konstante gleiche Werte eingeregelt werden. Dies läßt sich mit Hilfe eines zwei Ausgänge aufweisenden Stromspiegelverstärkers durchführen, der aus den Transistoren <?3 bis Q 5 gebildet wird und durch den geregelten Ausgangsstrom des sich selbst vorspannenden Verarmungstransistors Q 6 gespeist wird.

Im einzelnen sind die Sourceelektroden der Transistoren Q 1 und Q 2 jeweils mit den Drainelektroden der in Sourcegrundschaltung arbeitenden Transistoren Q 4 bzw. QS verbunden. Die Transistoren QA und Q 5 sind ausgesucht mit gleichen Steilheiten, und ihre Gateeiektroden sind an den Schaltungspunkt 51 geführt. Die Spannung an diesem Punkt wird geregelt mit Hilfe des sich selbstvorspannenden, in Sourcegrundschaltung betriebenen Transistors Q 3, der zwischen dem Schaltungspunkt 51 und Masse liegt. Dem Schaltungspunkt 51 wird ein konstanter Strom über den sich selbstvorspannenden Verarmungstransistor Q 6 zugeführt, der zwischen dem Betriebsspannungsanschluß 50 und den Schaltungspunkt 51 eingefügt ist. Da die Steilheiten der Transistoren Q 4 und Q 5 übereinstimmen und da ihnen gleiche Gatesourcespannungen zugeführt werden, die von einem gemeinsamen Bauelement Q3 geregelt werden, stimmen auch die Sourceruheströme der Sourcefolgertransistoren Q1 und Q 2 überein, so daß auch die Offsetspannungen dieser Transistoren gleich sind.

Der Schalter 26 gemäß Fig.2 ist in Fig.4 verwirklicht durch Transistoren Q 7 und Q 8, deren Leitungspfade in dieser Reihenfolge hintereinander zwischen die Sourceelektroden der Transistoren Q 2 und Q1 geschaltet sind. Der Schalter 28 wird durch die Transistoren ζ>9 und Q 10 gebildet, deren Leitungspfade in dieser Reihenfolge hintereinander zwischen den nichtinvertierenden Eingangsanschluß 22 und die Gateelektrode des Sourcefolgertransistors Q I geschal-• tet sind. Wie in F i g. 2 ist der Spannungsfolgereingang (Gate des Transistors Q 1) an den Verstä^kerausgang 14 und über den Kondensator 12 an Masse angeschlossen. Der Kondensator 24 liegt zwischen dem Verbindungspunkt der Leitungspfade der Transistoren Ql und Q8

"> einerseits und dem Verbindungspunkt der Leitungspfade der Transistoren (?9 und QIO andererseits. Die Steuerung der Transistoren Q 7 bis Q 10 erfolgt durch Zuführung des Ausgangssignals Φ 1 des Impulsgenerators 29 zu den Gateelektroden der Transistoren Q 7 und

r> Q 9 und durch Zuführung des Ausgangssignals Q 2 zu den Gateelektroden der Transistoren ζ) 8 und Q 10. Wie im Beispiel nach F i g. I kann ein offsetfreies Ausgangssignal vom Anschluß 14 oder Alternativ (wie durch gestrichelte Linien angedeutet) vom Anschluß 16

.'» abgenommen werden, der mit der Sourceelektrode des Transistors Q1 verbunden ist, wo eine niedrige Ausgangsimpedanz gewünscht wird.

Die Betriebsweise der Schaltung nach Fig.4 entspricht der im Zusammenhang mit Fig.2 beschrie-

-'■» benen. Die Transistoren ζ) 7 und Q 9 werden eingeschaltet, wenn die Spannung Φ 1 einen hohen Wert hat, wobei sich der Kondensator 24 auf einen Spannungspegel auflädt, der gleich der Gegentaktkomponente im Eingangssignal über den Anschlüssen 22 und 20

"» abzüglich der Gate-Source-Spannung des Sourcefolgertransistors Q 2 ist. Bei hohem Wert des Signals Φ 2 schalten die Transistoren QS und Q 10 ein, und die nur durch die Gegentaktkomponente des Eingangssignals bedingte Ladung des Kondensators 24 wird zum

i'> Kondensator 12 übertragen und führt zu einer Änderung der Ausgangsspannung, die proportional der Gegentakikomponenie ist und im wesentlichen frei von den Offsetspannungen (VgJ der Transistoren Q1 und Ql ist. Wenn keines der Signale Φ 1 und Φ 2 einen

■»" hohen Wert hat, dann sind sämtliche Transistoren Q 7 bis Q10 gesperrt, und der Kondensator 24 ist von den

Eingangsanschlüssen und vom Sourcefolgertransistor

Q1 isoliert.

Man kann auch Bipolartransistoren anstatt der

·»' Feldeffekttransistoren für die Erfindung benutzen, und die Leitungstypen können bei entsprechender Änderung der relativen Betriebsspannungen umgekehrt werden. Wenn hier auch eine gemeinsame geregelte Stromquelle für die Transistoren Q 1 und Q 2 beschric ben ist, so kann man statt dessen auch getrennte geregelte oder ungeregelte Stromquellen in speziellen Anwendungsfällen benutzen. Ferner können die erfindungsgemäßen Differenzverstärker in invertierenden und nichtinvertierenden Schaltungsfällen benutzt wer den, indem man eine geeignete Rückführung "orsieht, die für lineares Verhalten negativ oder für nichtlineares Verhalten positiv sein kann.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims (9)

Patentansprüche:

1. Differenzverstärker mit Tiefpaßcharakteristik, mit einem ersten und einem zweiten Eingangsan- s Schluß, gekennzeichnet durch einen ersten und einen zweiten Kondensator (24 bzw. 12), einen Spannungsfolger (10), der mit einem Eingang über den zweiten Kondensator (12) an einen Bezugsspannungspunkt angeschlossen ist, und durch einen Schalter (26, 28) zum abwechselnden Anschließen des ersten Kondensators (24) an die beiden Eingänge (20, 22) bzw. Parallefschalten des ersten Kondensators an den Spannungsfolger während sich gegenseitig ausschließender Zeitintervalle, und mit einem an einen Schaltungspunkt des Verstärkers angekoppelten und eine dem Ladungszustand des Kondensators proportionale Spannung liefernden Ausgangsanschluß (14 bzw. 16).

2. Verstörter nach Anspruch 1 mit einem Differenzverstärker, dadurch gekennzeichnet, daß über, den ersten und zweiten Eingangsanschluß (20 und 22) des Verstärkers ein Eingangssignal angelegt wird und daß der Schalter (26, 28) abwechselnd während sich gegenseitig ausschließender Zeitintervalle den ersten Kondensator (24) über die Eingangsanschlüsse (20, 22) des Verstärkers bzw. parallel zum Spannungsfolger legt und daß zur Lieferung einer Ausgangsspannung, die proportional dem Ladungszustand des zweiten Kondensators (12) ist, eine Ausgangsschaltung (14 oder 16) an einem Punkt des Verstärkers angeschlossen isL

3. Verstärker nach Anspruch 2, bei welchem der Spannungsfolger eine Oftsetspi-nnung aufweist, infolge deren, der Verstärker eine Eingangsoffsetspannung aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß ein zweiter Spannungsfolger (30) mit einer im wesentlichen 'gleichen Offsetspannung, wie sie der erste Spannungsfolger (20) hat, und eine Einrichtung zur Addierung der Offsetspannung des zweiten Span- -»o nungsfolgers zu dem Eingangssignal im Sinne einer Minimalisierung der Eingangsoffsetspannung des Verstärkers vorgesehen sind.

4. Verstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der den ersten Kondensator (24) umschaltende Schalter (26, 28) ein elektronischer Schalter ist, der bei einem ersten Zustand eines Steuersignals (Φ 1) den ersten Kondensator (24) über die Eingangsanschlösse (20,22) des Verstärkers schaltet und bei einem zweiten Zustand des Steuersignals den ersten Kondensator (24) von den Eingangsanschlüssen und von dem Spannungsfolger abtrennt und schließlich bei einem dritten Zustand des Steuersignals (Φ 2) den ersten Kondensator (24) parallel zu dem Spannungsfolger (10) schaltet

5. Verstärker nach Anspruch 4, bei welchem der elektronische Schalter vier Übertragungstorschaltungen enthält und bei welcher ein Zeitsteuer-Impulsgenerator zur Lieferung eines ersten Steuersignals an ein Paar der Torschaltungen während eines ersten Zeitintervalls und eines zweiten Steuersignals an ein zweites Paar von Torschaltungen während eines zweiten, sich mit dem ersten nicht überlappenden Zeitintervalls vorgesehen ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Impulsgenerator einen ein ^b5 Ausgangssignal erzeugenden Oszillator (40), einen durch das Ausgangssignal des Oszillators gesteuerten Phasenspalter (41) zur Erzeugung zweier komplementärer Ausgangssignale, ein Paar Torschaltungen (42,43) zur Ableitung der Steuersignale (Φ 1, Φ 2) aus den'komplementären Ausgangssignalen und je einen Rückführungszweig vom Ausgang einer Torschaltung zum Eingang der anderen Torschaltung zur Verhinderung einer gleichzeitigen Aktivierung der beiden Torschaltungen aufweist

6. Verstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsschaltung einen Ausgangsanschluß (14 bzw. 16) und eine Koppelschaltung zur Verbindung des Ausgangsanschlusses mit

- dem Eingang des Spannungsfolgers (10) enthält

7. Verstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, da3 die Ausgangsschaltung einen Ausgangsanschluß (14, 16) und eine Koppelschaltung (28i, 24,26) zur Verbindung des Ausgangsanschlusses (14) mit einem Ausgangsanschluß des Spannungsfol- ■gers(lO) enthält

8. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker einen invertierenden und einen nichtinvcrfierenden Verstärkereingangsanschluß (22 bzw. 20) zur Zuführung einer Gegentakteingangsspannung aufweist, daß ein erster Eingangskondensator (24) und ein zweiter Ausgangskondensator (12) vorgesehen ist und der erste Spannungsfolger (10) mit seinem Eingangsanschluß über den Ausgangskondensator (12) an einem Bezugspotentialpunkt angeschlossen ist, daß ein zweiter Spannungsfolger (30) mit seinem Eingangsanschluß an einen der Eingangsanschlüsse (20) des Verstärkers angeschlossen ist, daß der Schalter (26, 28) während. sich gegenseitig ausschließender Zeitintervalle abwechselnd den Eingangskondensator (24) über einen Ausgangsanschluß des zweiten Spannungsfolgers (30) und den anderen Eingangsanschluß des Verstärkers (22) schaltet bzw. den Eingangskondensator (24) parallel zu dem ersten Spannungsfolger (10) schaltet, und daß ein Ausgangsanschluß (14) zur Liefe« u;;g einer zum Ladungszustand des Ausgangskondensators (20) proportionalen Ausgangsspannung an einem Punkt des Verstärkers angeschlossen ist

9. Verstärker nach Anspruch 8, bei welchem der Eingangsanschluß des zweiten Spannungsfolgers an den invertierenden Eingangsanschluß des Verstärkers angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Schalter aufweist:

eine erste Übertragungstorschaltung (Q 9), deren Leitungspfad zwischen einem ersten Belag des Eingangskondensators (24) und dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß (22) des Verstärkers liegt, eine zweite Übertragungstorschaltung (QT), deren Leitungspfad zwischen einem zweiten Belag des Eingangskondensators (24) und dem Ausgangsanschluß des zweiten Spannungsfolgers (Q 2, Q S) liegt, eine dritte Übertragungstorschahung (QS), deren Leitungspfad zwischen einem Ausgangsanschluß des ersten Spannungsfolgers (Q 2, Q 4) und dem zweiten Belag des Eingangskondensators (24) liegt, eine vierte Übertragungstorschaltung (Q 10), deren Leitungspfad zwischen dem Eingangsanschluß des ersten Spannungsfolgers (Q 1, Q 4) und dem ersten Belag des Eingangskondensators (24) liegt, und einen Zeitsteuer-Impulsgenerator (29), der mit den Übertragungstorschaltungen gekoppelt ist und die erste und zweite Übertragungstorschaltung (Q 7, Q9) während eines ersten Zeitintervalls schließt und die dritte und vierte Übertragiingstorschaltiing (Q 8,

Q10) während eines zweiten, sich mit dem ersten nicht überlappenden Zeitintervalls schließt.

Differenzverstärker mit Tiefpaßcharakteristik sind bekannt und werden häufig ia Rückkopplungssystemen zur Regelung .von Parametern wie Frequenz,. Phase, Amplitude, Gleichspannungspegel usw. eines zu verarbehenden Signals benutzt

"Ein erhebliches Problem ergibt sich, wenn man einen üblichen Differenzverstärker zur Verstärkung niederfrequenter Signale benutzt," die nennenswerte Beträge hochfrequenter Störungen enthalten. Bei Verstärkern, bei denen der Miller-Effekt zur Erzielung einer Tiefpaßcharakteristik ausgenutzt wird, können eine oder mehrere Stufen in die Sättigung geraten, wenn das Eingangssignal Störimpulskomponenten großer Amplitude aufweist, deren Impulsbreite oder Dauer kleiner als die Ansprechzeit des Verstärkers ist. Eine Vorfilterung des Signals zur Realisierung einer Tiefpaßcha';akterisrik kann zu unpraktikablen Werten für die Bauelemente führen, wenn man eine sehr niedrige Grenzfrequenz benötigt, und ergibt auch keine Unterdrückung von innerhalb des Verstärkers entstehenden Störungen. Eine anschließende Filterung erlaubt zwar auch die Unterdrückung von innerhalb des Verstärkers entstandenen Störungen, kann jedoch nicht verhindern, daß der Verstärker in die Sättigung gerät, wenn Störkomponenten im Eingangssignal auftreten.

Die Aufgabe der Erfindung besteht in der Schaffung eines Differenzverstärkers mit Tiefpaßcharakteristik, der

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1) intern erzeugte Störungen unterdrückt,

2) eine Realisierung sehr niedriger Grenzfrequenzen mit praktikablen Werten für die Bauelemente zuläßt und

3) praktisch keine Tendenz zur Sättigung bei hochfrequenten Störkomponenten im Eingangssignal zeigt.