DE3049292C2 - Differenzverstärker - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Differenzverstärker nach Hern Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Eine Ausführungsform der Erfindung wird später im Zusammenhang mit einem Beispiel einer Endverstärkerstufe zum Antrieb eines bürstenlosen GS-Motors beschrieben. Antriebe für bürstenlose GS-Moioren lassen sich in Halbwellen- und Vollwellenantriebe unterteilen. Beim Halbwellenantrieb fließt durch jede Ankerwicklung ein Gleichstrom in nur einer Richtung, um das Drehmoment zu erzeugen. Beim Vollwellenantrieb fließt der Gleichstrom durch die Ankerwicklungen in der Normal- und in der Rückwärtsrichtung, wobei ein Drehmoment entsteht. Beispielsweise geht ein derartiger Antrieb aus der US-PS 35 30 395 hervor.

Beim Vollwellenantrieb hat jede Ankerwicklung einen Masseanschluß, so daß ihr aus der positiven und aus der negativen Betriebsspannungsquelle (bezüglich des gemeinsamen Masseanschlusses) Strom in der normalen und in der Rückwärtsrichtung der Ankerwicklungen zugeführt werden kann.

Fig. 1 zeigt ein lierkömmliches Beispiel eines Zwei-Phasen-Vollwellenantriebes, bei dem die Ankerwicklungen 9, 15 einseitig an Masse gelegt sind und durch die Versorgungsquellen -+ V_m — V_n- gespeist werden.

Die Ankerwicklungen 9, 15 der F i g. 1 sind um 90^J elektrisch gegeneinander versetzt angeordnet und werden aus Hallgeneratoren 3, 11 angesteuert, die die Läuferstellung ermitteln. Die Hailgeneratoren 3, 11 der Fig.2 erzeugen entsprechend der Läuferd.ehung ίο Ausgangsspannungen 16,17, die um 90° gegeneinander verschoben sind, und von den Verstärkern 6,12 in einer Gegenkopplungsschaltung auf Proportionalität zu den Spannungen an den Enden der Ankerwicklungen verstärkt werden. Die Spannungswellenformen an den Anschlüssen 8,14 der Ankerwicklungen 9, 15 bezüglich der Masseanschlüsse werden daher gleich den Wellenformen der Ausgangsspannungen 16, 17. Abgesehen von der Phasenverschiebung werden beide Phasenspannungen genau gleich, so daß sich die folgende Beschreibung auf eine Phase beschränken kann.

Wenn der Anschluß 8 der Ankerwicklung 9 posit:', ist. ist der Transistor QlOl durchgeschaltet und der Transistor Q 102 gesperrt. Wenn der Anschluß 8 der Ankerwicklung 9 negativ ist, ist der Transistor Q 102 durchgeschaltet und der Transistor Q 101 gesperrt. Es kann daher der Strom in der Normal- bzw. Rückv/ärtsrichtung fließen. B« Masseanschlüsse dienen als Neutralpunkt bezüglich der positiven und der negativen Betriebsspannung. In diesem Falle ist nur eine Versorgungsquelle benutzt, obwohl eine positive und eine negative Betriebsspannung erforderlich sind. Der Spannungsnutzungsgrad wird also nachteilieervveise halbiert

Aus der US-PS 34 75 691 geht ein Zwei-Phasen-Differenzverstärker hervor, in dem eine Ausgangslast über zwei Transistoren erregt wird. Die Basiselektroden dieser Transistoren sind jeweils mit dem ersten bzw. zweiten Ausgang gekoppelt. Bei diesem Verstarker wird jedoch lediglich eine einzige Polarität der Differenzeingangssignale in ein unsymmetrisches Ausgangssignal umgewandelt.

Die vorliegende Erfindung will diesen Nachteil beseitigen. Sie soll nun anhand der beigefügten Zeichnung ausführlich erläutert werden.
Fig. 1 ist ein Blockschaltbild einer herkömmlichen Treiberschaltung für bürstenlose GS-Motoren tnii einem Neutralpunkt;

Fig.2 zeigt Wellenformen für einen die 1.anferste!· lung ermittelnden Halldetektor und eine , w!· i-p.irk- v, lung;

Fig.3 bis 11 zeigen Ausführungsforrnen der vorliegenden Erfindung, wobei

F i g. 3 die Ausgangsschaltung,

Fig.4 eine Darstellung zur Erläuterung der Ausgangsschaltung unter Benutzung von Schaltern;

Fig. 5 eine Ausgangsschaltung als integrierte Schaltung;

Fig. 6 ein Blockschaltbild einer Ausgangsschaltung unter Verwendung von Stromspiegelstiifen:
bO Fig. 7 ist ein Blockschaltbild einer Ausgnngsschaltung unter Verwendung von NPN Tranv.Moren ;' Schalter;

Fig. 8 ein Blockschaltbild einer Aiisgnng'-scluil't';!;¹ unter Verwendung von Verbundtransistor.'!! :il; 'viril b5 ter;

F i g. 9 eine Darstellung zur Erläuterung d"r F i ρ ":

Fig. 10 eine Darstellung zur ΕΗϋιΐ"τϋ'ΐϋ '!■·' Ausgangsschaltung unter Verwendung v··" -^:':^:!:>Hc· <\:

F i g. 11 ein Blockschaltbild einer Ausgangsschaltung unter Verwendung von Widerständen zur Laststromermittlung zeigen.

Die F i g. 3 zeigt eine Ausführungsform einer Differenzausgangsschaltung nach der vorliegenden Erfindung, bei der die Eingangsanschlüsse 20, 21 über die Widerstände R1, R 3 an die Eingänge 22, 23 eines 2-Phasen-Differ*nzverstärkers 27 gelegt sind. Die Ausgänge 24, 25 des 2-Pbasen-Differenzverstärkers 27 sind über die Widerstände R 2, R 4 auf die Eingänge 22, 23 zurückgeführt Zwischen die Ausgänge 24,25 ist eine Last gelegt — beispielsweise die Ankerwicklung 26. Die Versorgungsspannung + V^ ist an den 2-Phasen-Differenzverstärker gelegt Ein Zusammenhang zwischen der Eingangs- und der Ausgangsspammng des Differenzverstärkers 27 ist, daß die Spannung am Ausgang 24 gegenüber der am Eingang 22 und auch die Spannung am Ausgang 25 gegenüber der am Eingang 23 entgegengesetzt gepolt sind. Die Widerstände R 2, R 4 bewirken also eine Gegenkopplung. Drückt man die Spannung zwischen den Eingangsanschlüsser_T 20,21 als Vl und die Spannung zwischen den Ausgängen 24, 25 als V 2 aus, gilt bei ausreichend hohem Verstärkungsfaktor für den Differenzverstärker 27 der folgende Zusammenhang zwischen Vl und V2:

Gilt außerdem RlIRl= RAIRi, so erhält man

Vl = -

Rl Rl

Vl

V2 ist also proportional Vl und ein Strom fließt durch die Last 26 in der Normal- oder der Rückwärtsrichtung, wenn Vl positiv bzw. negativ ist. Da die Last 26 nicht an einen neutralen Massepunkt gelegt ist, ka-jn die gesamte Versorgungsspannung auf die Last wirken.

Die F i g. 4 zeigt eine abgeänderte Ausführungsform

der vorliegenden Erfindung, bei der die Ausgänge 24,25 mit einem Schalter 51 oder S 2 abwechselnd an Masse gelegt werden können, wobei der jeweils andere

> Schalter geöffnet ist und der diesem zugehörige Ausgang den einer Gegenkopplungsschaltung darstellt.

Die Ausgänge 24,25 des 2-Phasen-Differenzverstärkers 28 entsprechend dem 2-Phasen-Differenzverstärker 27 sind über die Transistoren Q1, Q 2 und die Widerstände

in R 2, R 4 auf die Eingänge 22,23 zurückgeführt

Die beiden folgenden Schaltungen unterscheiden sich in der Art der Betätigung der Schalter S1,5 2:

(a) Schaltet der Ausgang 241 den Transistor Q1 durch, π wird gleichzeitig der Schalter 52 geöffnet; gleichzeitig sperrt der Ausgang 251 den Transistor Q 2 und schließt der Schalter SZ Wenn andererseits der Ausgang 251 den Transistor Q 2 durchschaltet, öffnet gleichzeitig der Schalter S 2, während der Ausgang 241 der Transistor Qi sperrt und gleichzeitig der Schalter 51 geschlossen wird.

(b) Schaltet der Ausgang 241 den Transistor Q1 durch, schließt der Schalter 52; gleichzeitig sperrt der Ausgang 251 den Transistor Q 2 und öffnet der Schalter 51. Schaltet der Ausgang 251 den Transistor Q 2 durch, schließt der Schalter 51, während, wenn der Ausgang 241 den Transistor Q1 sperrt, der Schalter 52 öffnet

30 In beiden Fällen (a) und (b) erhält man den gleichen Effekt Mit anderen Worten: Ist die Spannung Vl zwischen den Eingangsanschlüssen 20, 21 positiv (d. h. ist die Spannung am Eingangsanschluß 20 positiver als die Spannung am Eingangsanschluß 21), ist der Transistor Q1 gesperrt und der Schalter 51 geschlossen. In diesem Fall ist nur der Transistor Q 2 durchgeschaltet Ist weiterhin der Verstärkungsfaktor des 2-Phasen-Differenzverstärkers 28 hoch genug, erhält man den folgenden Zusammenhang zwischen der Eingnngsspannung V1 und der Ausgangsspannung V2:

Vl = -

Ri+ RA

Rl

R3

Rl+Rl

Vl +

Rl

+Rl Ri+ RA

V₀ = Spannung am Eingangsanschluß 21.

Gilt weiterhin RVRl
um

RAIRi erhält man wieder- so

Vl= -

Rl Rl

Vl.

Ist demgegenüber die Spannung zwischen den Eingangsanschlüssen 20, 21 negativ, sperrt der Transistor Ql und schließt der Schalter Sl, so daß eine Gegenkopplung über den Transistor Ql entsteht. In diesem Fall gilt mit den gleichen Annahmen wie oben hinsichtlich der Widerstände Al, Rl, Ri und A4 der folgende Zusammenhang

55

bO

Vl = -

Rl Rl

Vl

(D

65

so daß man einen linea en Betrieb erhält.

Werden also die Schalter 51, 52 entsprechend der Eingangsspannung Vl geschaltet, erhält man eine Ausgangsspannung V2= -(R2IR 1) · Vl, so daß in der Last 26 der Strom in der Normal- und der Rückwärtsrichtung fließt Da die Versorgungsspannung, wie ersichtlich, an die Last über die Transistoren Q1 oder Q 2 gelegt wirii, wird stets die gesamte Spannung ausgenutzt.

In der Beschreibung zu den F i g. 3,4 ist zwischen den Widerständen Ri-RA der Zusammenhang R2/Ri = RA/R3 angenommen; diese Annahme iäßt sich insbesondere dann leicht realisieren, wenn die Erfindung als integrierte Schaltung ausgeführt wird, da man dann auf dem gleichen Chip das Widerstandsverhältnis sehr genau erstellen kann.

F i g. 5 zeigt eine Ausführungsform nach der vorliegenden Erfindung in der Ausführung als integrierte Schaltung. Im Fall (a) stellen die Transistoren Q 3, QA einen Differenzverstärker dar, in dem die Emitter miteinander verbunden sind. Die Basis 22 des Transistors Q 3 ist übet den Widerstand Ri an den Eingangsanschluß 20 und die Basis 23 des Transistors QA über den Widerstand R 3 an den Eingangsanschluß 21 gelegt. Die Kollektoren der Transistoren Q 3, QA

führen über die Widerstände R 5, R 6 an die Betriebsspannung + Vo Die PNP-Transistoren QS₁ Q 6, deren Emitter an der Betriebsspannung liegen, sind mit den Basen an die Kollektoren der Transistoren Q 3, Q 4 gelegt, während die Kollektoren der Transistoren Q 5, Q 6 an den Basen 30, 31 der Transistoren Q 2, Q 1 liegen, deren Kollektoren an die Betriebsspannung gelegt sind. Die Basen und Emitter der mit den Kollektoren an Masse gelegten PNP-Transistoren Q7, Q 8 sind jeweils an die Basis und den Emitter eines der Transistoren Q2.QX gelegt, während die miteinander verbundenen Emitter der Transistoren Q 2, Q 7 den Ausgang 25 und die miteinander verbundenen Emitter der Transistoren Q 1, Q 8 den Ausgang 24 darstellen, so daß die Last 26 zwischen den Ausgängen 24, 25 liegt. Die Ausgänge 24,25 sind über die Widerstände R2,R4 an die Basen 22, 23 der Transistoren Q 3, Q 4 gelegt. Weiterhin sind die Emitter der Transistoren Q 9, Q 10, QW. d?r?n Rasen gemeinsam am Vorsnannungsanschluß 29 liegen, über die Widerstände Rl, RS, Λ9 an Masse gelegt, so daß Konstantstromquellen entstehen. Der Transistor Q 9 ist mit seinem Kollektor an den gemeinsamen Emitteranschluß der Transistoren Q 3, Q4 gelegt, die Kollektoren der Transistoren QlO₁OIl an die Basen 30, 31 der Transistoren Q 2. Ql. Die Kollektorströme der Transistoren QlO, QIl sind so eingestellt, daß der Emitterstrom des Schalttransistors Ql, QS, wenn durchgeschaltet, dem Soll-Laststrom entspricht. Der Kollektorstrom des Transistors Q9 ist so eingestellt, daß die Kollektorströme der Transistoren Q 5, Q6 bei gleichen Kollektorströmen der Transistoren Q 3, Q 4 gleich oder nur geringfügig kleiner als die Kollektorströme der Transistoren Q10, Q11 werden.

Gilt bei diesem Aufbau R2/R\ = R3/R4, werden gleiche Spannungen an den Eingangsanschlüssen 20, 21 beide Transistoren Ql, Q2 sperren, so daß beide Transistoren Ql₁QSschwach durchschalten.

Wird zur gleichen Zeit die Spannung am Eingangsanschluß 20 höher als die am Eingangsanschluß 21 gemacht, nimmt der Kollektorstrom des Transistors Q 3 zu und der von Q 4 ab. Der Kollektorstrom des Transistors Q 5 wird also stärker als der von Q 10, so daß Ql sperrt und Q2 durchschaltet. Der Kollektorstrom von Q6 nimmt weiter unter den von QIl ab, so daß, da Q1 gesperrt ist, der Basistrom von Q 6 zunimmt und ihn weiter durchschaltet. Der Ausgang 24 wird also über den Transistor Q 8 an Masse gelegt, so daß die gesamte Versorgungsspannung + V^ an die Last gerät. Da über R 4 ein Gegenkopplungszweig vom Ausgangsanschluß 25 abgeht, ist die Spannung über der Last 26 proportional der Eingangsspannung und die Gl. (1) erfüllt Ist demgegenüber die Spannung am Eingangsanschluß 20 kleiner als die am Eingangsanschluß 21, wird der Kollektorstrom von Q 4 höher als der vom Q 3. Es wird also der Kollektorstrom von Q 6 zunehmen und der von Q 5 abnehmen. Der Transistor Q 8 sperrt also, so daß Q1 durchschaltet, Q 2 sperrt und Q 7 weiter durchschaltet Der Ausgangsanschluß 25 ist über den Transistor Q 7 an Masse gelegt, der Ausgangsanschluß 24 über R 2 im Gegenkopplungszweig auf den Eingang geführt, so daß die Spannung über der Last ebenfalls proportional der Eingangsspannung und die GL(I) erfüllt ist.

Es werden also die Eingangsanschlüsse 24, 25 abwechselnd durch das Durchschalten der Transistoren Ql, QS entsprechend der Eingangsspannung an Masse gelegt, so daß die gesamte Versorgungsspannung ausgenutzt wird, um die Arbeitsströme in beiden Richtungen durch die Last 26 zu führen.

Die Fig.6 zeigt eine weitere modifizierte Ausführungsform gegenüber der der F i g. 5, wobei anstelle der Widerstände RS, Λ6 der Fig. 5 Dioden Q 12, Q 13 eingesetzt sind, so daß der Transistor Q 5 mit der Diode Q12 und der Transistor Q 6 mit der Diode Q 13 jeweils einen Stromspiegel darstellen. Diese Schaltung arbeitete genau so wie die der F i g. 5.
Die F i g. 7 zeigt eine weitere modifizierte Ausführungsform für den erwähnten Fall (b), in dem die Transistoren Q7, Q8 der Fig.5 durch NPN-Transistoren Q 22 bzw. Q 23 ersetzt sind, wobei der Transistor Q 22 mit dem Emitter an Masse, mit dem Kollektor ar den Ausgangsanschluß 25 und mit der Basis über den Widerstand R 15 am Kollektor 31 des Transistors Q 6 liegt. Der Transistor Q23 liegt mit dem Emitter an Masse, mit dem Kollektor am Ausgangsanschluß 24 und mit der Basis über den Widerstand R 13 am Kollektor 30 des Transistors Q 5. Die Basen der Transistoren Q I, Q 2 liegen über die Widerstände R14, R12 an den Kollektoren 31,30. Die Transistoren Q9, Q 10, Q 11 der Konstantstromquellen werden wie folgt eingestellt: Sind die Kollektorströme der Transistoren Q 3, Q 4 gleich, werden die Widerstände Rl, RS, R9 so eingestellt, daß die Kollektorströme der Transistoren Q5, Q6 gleich denen oder geringfügig höher als die der Transistoren Q 10 bzw. Q11 sind. Ist entweder Q 3 oder Q4 gesperrt, treibt Q5 oder Q6 den Transistor Q 2 oder Q1 und dieser den Kollektorstrom von Q 9 so, daß die Last 26 den vollen Arbeitsstrom erhält. Ist in diesem Fall die Spannung am Eingangsanschluß 20 höher ah am Eingangsanschluß 21, wird der Koüektorstrom von Q 5 höher als der von QlO, so daß die Transistoren Q 2. Q 23 durchschalten. Durch entsprechende Wahl der

j5 Widerstände R 12, R 13 kann man Q 23 in die Sättigung bringen, so daß der Ausgangsanschluß 24 über Q 23 an Masse gelegt und der Ausgangsanschluß 25 mittels der Gegenkopplung ünearisiert wird. Bei umgekehrter Zuordnung der Spannungen an den Eingangsanschlüssen gilt für die Arbeitsweise das Gleiche. Die Ausführungsform der F i g. 7 ist ebenfalls für eine Integration geeignet.

Die Fig.8 zeigt eine weitere modifizierte Aiisführungsform, in der die PNP-Schalttrans^:storen Q 7. Q 8 der F i g. 5 und 6 Verbundtransistoren sind. In F i g. 8 ist der PNP-Transistor Q 14 mit der Basis an den Kollektor von Q 5, mit dem Kollektor an die Basis des NPN-Transistors Q15 und mit dem Emitter an die Betriebsspannung + V_n gelegt, wobei der Transistor Q 15 mit dem Emitter an Masse und mit dem Kollektor am Ausgangsanschluß 25 liegt Weiterhin ist eine xier sind zwei in Reihe geschaltete Dioden Dl, D 2 mit der Anode an den Emitter von Q14 und mit der Kathode an den Ausgangsanschluß 25 gelegt. Der PNP-Transistor Q16 ist mit der Basis an den Kollektor von Q 6, mit dem Kollektor an die Basis des NPN-Transistors Q 17 und mit dem Emitter über den Widerstand R 17 an die Betriebsspannung + V_x gelegt, wobei der Transistor Q 17 mit dem Emitter an Masse und mit dem Kollektor am Ausgangsanschluß 24 liegt Eine oder mehrere Dioden sind in Reihe D 3, D 4 mit der Anode an den Emitter von Q16 und mit der Kathode an den Ausgangsanschluß 24 gelegt In diesem Fall arbeiten die Transistoren Q15, Q17 als Schalter. Für die Transistoren Q14, Q15 gilt im durchgeschalteten Zustand das Schaltbild der F i g. 9. Bezeichnet man die Reihendurchlaßspannung der Dioden Di, D 2 bei Stromzuführung über R16 mit Vb, die Kollektorspannung von Q 15 mit

Vs, die Basisspannung von Q 14 mit V_A und die Spannung zwischen dem Emitter und der Basis von Q 14 mit Ve, gilt folgender Zusammenhang:

Va-

V₀- V_b> V₅

Die Bedingung Va >0 erlaubt also auch bei vollständig gesättigtem Transistor Q 15 dem Stromquellenticisistor Q10 nicht, in die Sättigung zu gehen, so daß die Basis von Q14 stark genug angesteuert wird. Mit anderen Worten: Der Ausgangsanschluß 25 wird über Q 15 an Masse gelegt, so daß die Ausgangsspannung weit genug abgesenkt wird, um die Versorgungsspannung wirksam auszunutzen. Insbesondere bei einer integrierten Schaltung kann man Widerstände zwischen die Basis und den Emitter des jeweiligen Transistors Q 15 und Q17 legen, um Funktionsfehler von Q15 oder Q 17 infolge von Leckströmen zu verhindern. Weiterhin kann man eine Konstantstromquelle anstelle der Widerstände π io, λ 17 zur Sirumciiiprägurig der Dioden Di — D4 verwenden; man erhält dann die gleiche Arbeitsweise der Schaltung insgesamt.

In der Fig.4, sind Schalter 51, 52 zwischen die Ausgänge 24, 25 und den negativen Anschluß der Versorgungsspannungsquelle gelegt. Alternativ kann man die Schalter 53, 54 zwischen die Ausgänge und den positiven Anschluß der Versorgungsspannungsquelle legen und die Transistoren Q 18, Q19 einsetzen; die sich ergebende Schaltung (F i g. 10) arbeitet analog.

Die Fig. 11 zeigt eine weitere modifizierte Ausführungsform mit einer Laststromerfassung, wobei die Tranj.storen Qi, Q2 den Transistoren Qi, Ql der Fig. 5 entsprechen, die Kollektoren der beiden Transistoren aber gemeinsam über den Widerstand R 10 an die Versorgungsspannung + V_n. gelegt sind, so daß die Stromstärken in der Normal- und in der Rückwärtsrichtung bezüglich der Last 26 sich als Spannung an den Anschlüssen 32, 33 des Widerstands R 10, d. h. als Absolutwerte erfassen lassen. Alternativ kann man die Kollektoren der Transistoren unmittelbar an die Versorgungsspannung + V_x und den Widerstand R 10 zwischen die miteinander verbundenen Kollektoren von Q 7, QS und Masse legen; man erhält dann den gleichen Effekt wie in F i g. 11.

Es ist natürlich auch möglich, Änderungen im Leitbzw. Sperrzustand der einzelnen Transistoren, der

is Polung der Versorgungsspannungsquelle und der Stufenzahl im Verstärker durchzuführen, ohne das Prinzip der vorliegenden Erfindung zu verlassen, oder andere Ausführungsformen solcher abgeänderten Schaltungen ausbilden.

Wie sich aus der obigen Beschreibung ergibt, kann die Differenzausgangsschaltung nach der vorliegenden Erfindung (auch wenn auf die Ausgangsstufen anderer elektronischer Schaltungen angewandt) der Last den Arbeitsstrom in der Normal- oder der Rückwärtsrich tung aus nur einer Betriebsspannungsquelle zuführen, indem man den 2-Phasen-Differenzverstärker und eine Gegenkopplung verwendet. Auf diese Weise läßt sich die gesamte Versorgungsspannung ausnutzen, so daß die angegebene Schaltung für die gewerbliche Nutzung einen erheblichen Wert aufweist.

Hierzu 5 Blatt Zeichnungen

Claims (2)

Patentansprüche:

1. Differenzverstärker mit einem ersten Ausgang, dessen Ausgangsspannung sich mil der Spannung eines ersten Einganges ändert, und mit einem zweiten Ausgang, dessen Ausgangsspannung sich mit der Spannung eines zweiten Einganges ändert, wobei zwischen dem ersten und dem zweiten Ausgang eine Last vorgesehen ist, wobei der erste Ausgang und der erste Eingang über einen ersten Rückkopplungswiderstand und der zweite Ausgang und der zweite Eingang über einen zweiten Rückkopplungswiderstand miteinander verbunden sind, und wobei ein Ende eines ersten und eines zweiten Widerstandes jeweils mit dem ersten und dem zweiten Eingang verbunden sind, dadurch gekennzeichnet, daß eine einzige Versorgungsquelie (+ ν_α) vorgesehen ist, und daß Schalter (St, S 2) vorgesehen sind, die abwechselnd angewendet wercren, um die Enden (24,25) der Last (26) die mit dem ersten Rückkopplungswiderstand (R 2) bzw. dem zweiten Rückkopplungswiderstand (R 4) verbunden sind, zu erden, wobei der jeweils andere Schalter geöffnet ist, daß die Enden der Last (26) über Transistoren (Qi, Q 2) mit der Versorgungsquelle (+ ν,*) verbunden sind, deren Basisanschlüsse mit den Ausgängen eines Zwei-Phasen-Differenzverstärkers verbunden sind, und daß die Last (26) Strom in der normalen Richtung oder in der umgekehrten Richtung in Abhängigkeit von der Polarität der Spannung zwischen dem ersten Eingang (22) und dem zweiten Eingang (23) empfängt.

2. Verstärker nach Anspruch ., dadurch gekennzeichnet, daß ein Widerstand (R 10) zwischen dem ersten und dem zweiten Strom an die Last (26) liefernden Ausgängen und dem positiven oder negativen Pol der Versorgungsquelle (V_K) vorgesehen ist, und daß der Laststrom in dem Widerstand von dem ersten und dem zweiten Ausgang gemeinsam fließt, so daß sich der absolute Wert des Laststromes ermitteln läßt.