DE3041954C2 - Analog-Digital-Umsetzer - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen Analog-Digital-Umsetzer gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1. In der DE-OS 2430652 ist ein Analog-Digital-Umsetzer beschrieben, dereinen Integrator enthält, an den ein Diskriminator angeschlossen ist, dem zwei Schwellwerte zugeführt sind. Dem Integrator sind ferner das Eingangssignal und ein Rechtecksignal solcher Amplitude und Dauer zugeführt, daß, wenn das Eingangssignal Null ist, der Integrator eine Dreieckspannung abgibt, die stets innerhalb des durch die beiden Schwellwerte gegebenen Spannungsbereichs bleibt. Ist die Eingangsspannung ungleich Null, wird die Dreieckspannung in Richtung eines Schwellwertes verschoben. Wird dieser überschritten, gibt der Diskriminator auf eine bistabile Kippstufe ein Vorbereitungssignal. Ein Taktgenerator schaltet darauf die bistabile Kippstufe um, und diese gibt ein Steuersignal auf einen Schalter, der dann ein Bezugssignal, dessen Polarität zu der der Eingangsspannung entgegengesetzt ist, auf den Integrator schaltet. Unterschreitet die Integratorspannung den Schwellwert, wird mit dem nächsten Taktimpuls die bi stabile Kippstufe zurückgesetzt und der Schalter geöffnet, über den das Bezugssignal auf den Integrator gelangte. Danach sind bis zum nächsten Überschreiten des Schwellwertes nur das Rechteck- und das Eingangssignal wirksam. Die Zeiten, während denen der Schwellwert überschritten ist, werden als Maß

für die Größe der Eingangsspannung gemessen. Ändert sich die Polarität der Eingangsspannung, verschiebt sich die Ausgangsspannung des Diskriminators in Richtung des zweiten Schwellwertes, und durch Messen der Zeiten, während deren der zweite Schwellwert überschritten ist, kann wieder der Betrag der Eingangsspannung gemessen werden. Ähnliche Analog-Digital-Umsetzer sind in der US-PS 3500109 und der Zeitschrift »IEEE-Transactions on Instrumentation«, Vol. JM-17, No. 4, December 1968, Seite 245 bis 251 beschrieben. Die Meßintervalle derartiger Analog-Digital-Umsetzer sind gleich einem ganzzahligen Vielfachen der Periodendauer der Rechteckimpulse. Andererseits ist es bei Analog-Digital-Umsetzer mit Integratoren erwünscht, daß die Dauer der Meßintervalle gleich einem ganzzahligen Vielfachen von etwaigen Störwechselspannungen ist, damit diese keinen Einfluß auf das Meßergebnis haben. Das Einstellen der Periodendauer der Rechteckimpulse auf die der Störspannungen ist nicht ohne weiteres möglich, da dann die Dauer der Rechteckimpulse deren Amplitude, die Zeitkonstante des Integrators und die dem Diskriminator zugeführten Schwellwerte angepaßt werden müßten.

Weitere Analog-Digital-Umsetzer, bei denen die geschilderten Schwierigkeiten auftreten, wenn dem Meßsignal ein Störsignal übergelagert ist, sind aus der DE-OS 2248501 und der DE-OS 1762347 sowie der Zeitschrift »radio fernsehen elektronik«, 28 (1979), Heft 7, Seite 419 bis 421 bekannt.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Analog-Digital-Umsetzer der im Oberbegriff des Anspruchs 1 angegebenen Art zu schaffen, bei dem die Meßintervalle unabhängig von den Auf- und Entladezeiten des Integrators gleich einem ganzzahligen Vielfachen der Periodendauer von Störsignalen ohne Beeinträchtigung der Meßgenauigkeit gewählt werden können.
Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe mit den im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 angebenen Maßnahmen gelöst.

Die mit der Differenz zwischen den am Anfang und am Ende eines Meßintervalls auftretenden Integratorsignalen gebildete Korrektur ist relativ um so kleiner, je mehr Auf- und Entladeperioden das Meßintervall enthälL Entsprechend geringere Anforderungen an die Genauigkeit sind bei derBildung der Differenzerforderlich.

Es ist daher möglich, die Anfangs- und Endwerte der Integratorsignale mit einer Abtast- und Halteschaltung zu erfassen, analog die Differenz zu bilden und diese mit einem einfachen Analog-Digital-Umsetzer in einen Digitalwert umzusetzen. Statt dessen können selbstverständlich die Anfangs- und Endwerte zunächst in Digitalwerte umgesetzt und deren Differenz gebildet werden.

. Die Differenz der Anfangs- und Endwerte ist maximal gleich der Spitzen-Spitzenspannung des Ausgangssignals des Integrators. Diese maximale Differenz läßt sich dadurch etwa halbieren, daß man die Meßintervalle, bei einem Mittelwert beginnen läßt. Hierzu kann ein Vergleicher vorgesehen sein, der das Ausgleichssignal des Integrators mit dessen Mittelwert vergleicht und der die Meßintervalle bei Übereinstimmung von Augenblicksund Mittelwerten startet

Anhand der Zeichnung werden im folgenden die Erfindung sowie weitere Vorteile und Ausgestaltungen naher beschrieben und erläutert. Es zeigt Fig. 1 das Prinzipschaltbild eines Ausführungsbeispiels der Erfindung, Fig. 2 ein Impulsdiagramm zur Verdeutlichung der Funktion des Ausfuhrungsbeispiels nach Fig. 1, F i g. 3 ein weiteres Ausführungsbeispiel und F i g. 4 das Zeitdiagramm von im Ausfuhrungsbeispiel nach F i g. 3 auftretenden Signalen.

Der Analog-Digital-Umsetzer nach Fig. 1 enthält einen Integrator INTl, bestehend im wesentlichen aus einem Verstärker Vl, einem Kondensator Cl und einem Widerstand R 1, über den das umzusetzende analoge Eingangssignal Ue auf den Verstärkereingang gelangt. Das Ausgangssignal i/ades Integrators ZTVTl wird einem Diskriminator DEl zugeführt, der aus zwei Schwellwertstufen SKI, SKI besteht, welche das Signal Ua mit einem oberen Schwellwert OS1 und einem unteren Schwellwert W1 vergleichen. Die Schwellwerte OS1, US 1 werden von einer Bezugsimpulsquelle BSQ1 geliefert, die ferner Bezugssignale + UbI, - UbI erzeugt, von denen je eines über einen Umschalter USt und einen Widerstand Rl dem analogen Eingangssignal Ue überlagert wird.

Dem Diskriminator DLRS 1 sind die Vorbereitungseingänge /, deiner bistabilen Kippstufe BK1 nachgeschaltet, deren Takteingang mit einem Taktgeber 7Gl verbunden ist. An die bistabile Kippstufe BKl ist eine Auswerteeinheit AWl angeschlossen, welche in Abhängigkeit des Schaltzustandes der Kippstufe während Meßintervallen die Impulse des Taktgebers TG1 aufsummiert oder subtrahiert. Die Kippstufe BKl steuert ferner den Umschalter US' 1 derart, daß der Kondensator C1 von den Bezugssignalen + Ub 1, - Ub 1 stets umgeladen wird, so daß das Signal Ua einen dreiecksförmigen Zeitverlauf hat, wobei die Signalspitzen etwa gleich dem oberen und dem unteren Schwellwert OS1, USl sind. Die Differenz der Auf- und Entladezeiten, die gleich sind den beiden Schaltzeiten der Kippstufe BK1, ist ein Maß für die Größe des Eingangssignals Ue, wie folgende Gleichung zeigt, in der mit Tl die Auflade- und mit Tl die Entladezeit bezeichnet ist und in der vorausgesetzt ist, daß die Bezugssignale + UbI, - UbI dem Betrage nach gleich sind:

Die Auswerteeinheit AWl braucht daher nur die Impulse des Taktgebers TGl während der Zeit Tl aufzusummieren und von dem dabei erhaltenen Wert der während der Zeit Tl auftretenden Impulse zu subtrahieren. Das Ergebnis ist durch die Summe der Auf- und Entladezeiten zu dividieren und mit einer Konstanten zu multiplizieren, um einen der Größe des Eingangssignals Ue entsprechenden Digitalwert zu erhalten.

Wegen der Integration des Eingangssignals über das Meßintervall stellt der erhaltene Digitalwert den zeitlichen Mittelwert des Eingangssignals dar. Ist dem Eingangssignal ein Störsignal überlagert, so hat dies nur dann keinen Einfluß auf das Meßergebnis, wenn das Meßintervall gleich einem ganzzahligen Vielfachen der Störsignalperiode ist. Andererseits muß zur Erfüllung der obigen Gleichung für das Eingangssignal i/edas Meßintervall gleich einer oder mehrerer Auf- und Entladeperioden des Integrators sein, die abhängig sind von der Größe der Schwellwerte OS1, US 1, der Größe der Bezugssignale + Ub 1, - Ub 1, den Widerständen Rl, Rl, dem Kondensator Cl und schließlich noch der Größe des Eingangssignals Ue. Um diese sich widersprechenden Forderungen zu erfüllen, ist eine Korrektureinheit KR vorhanden, der das Ausgangssignal Ua des Integrators INTl sowie das umzusetzende Eingangssignal Uezugeführt sind. Mittels eines Bandpasses ßPwerden aus dem Eingangssignal £/fedie Frequenzen herausgefiltert, in denen die hauptsächlichen Störfrequenzen, z. B. die Netzfrequenz, liegen. Die ganz tiefen Frequenzen, mit denen sich die mit den Digitalwerten darzustellende Meßgröße ändert, und hohe Frequenzen, die größer sind als die Auf- und Entladezeiten des Integrators und von Störimpulsen herrühren, werden gesperrt. Das so gebildete Signal gelangt auf einen Störsignaldetektor SD, der die Periodendauer ermittelt, z. B. durch Feststellen der Nulldurchgänge. Auch kann der zeitliche Abstand der Maximalamplituden ermittelt werden, indem das Ausgangssignal des Bandpasses BP differenziert wird und die Nuildurchgänge des differenzierten Signals bestimmt werden. Ist die Störsignalquelle, z. B. das Netz, bekannt, so kann davon unmittelbar das Eingangssignal für den Störsignaldetektor ÄDabgeleitet werden. Eine Filterung ist in diesem Falle nicht erforderlich. Im Störsignaldetektor SD ist gespeichert, wieviele Störsignalperioden das Meßsignal dauern soll.

Bevor die Korrektureinheit/Zweiter beschrieben wird, werden im folgenden die in Fig. 2 dargestellten Diagramme erläutert. Das oberste Diagramm zeigt den angenommenen Verlauf der Eingangsspannung Ue, die sich aus einer Gleichspannung und einer Störwechselspannung zusammensetzt. Im zweiten Diagramm ist der dreiecksförmige Verlauf der Ausgangsspannung t/ades Integrators INTl dargestellt. Die Spannungen, bei denen die Ladevorgänge des Integrators umgeschaltet werden, sind die beiden dem Diskriminator DlSl zugeführten Schwellwerte OS1 und USl. Die positive Eingangsspannung Uebev/irkt, daß die Aufladezeiten langer dauern als die Entladezeiten. Eine negative Eingangsspannung hätte zur Folge, daß die Aufladezeit kürzer als die Entladezeit wäre. Wie schon erläutert, ist die Differenz der Auf- und Entladezeiten ein Maß für die Größe der Eingangsspannung, wobei das Vorzeichen der Differenz die Polarität der Eingangsspannung angibt. Das unterste Diagramm zeigt den Verlauf der über den Umschalter ίί? dem Integrator INTl zugeführten Bezugssignale + UbI,

— UbI, die das Umladen des Integrators bewirken, da, wie aus der Zeichnung nicht hervorgeht, sie so gewählt sind, daß sie stets größer sind als die Eingangsspannung Ue.

Der Störsignäldetektor SD ist so aufgebaut, daß er die Nulldurchgänge des Störsignals von positiven nach negativen Wertenfestgestellt und daß er die Meßintervalle gleich zwei Störsignalperioden macht. Nach Eingang eines Befehls für einen Umsetzvorgang startet er beim nächsten Nulldurchgang des Störsignals den Umsetzvorgang, indem er die Auswerteeinheit A W1 für die oben beschriebenen Zählvorgänge freigibt und ferner auf eine Abtast-und Halteschaltung AHeinen Übernahmeimpuls gibt, mit dem diese die Ausgangsspannung Ua(tl) des Integrators INTl übernimmt. Einem diesem nachgeschalteten Analog-Digital-Umsetzer ADUmid ein Steuersignal gegeben, den in der Abtast- und Halteschaltung .^enthaltenen Wert zu verschlüsseln und an einen Subtrahierer SUzu übertragen. In den Diagrammen nach F i g. 2 ist der Zeitpunkt des Beginns des Meßintervalls mit der Übernahme der Spannung Ua{t\) in die Abtast- und Halteschaltung ^ffmit 11 bezeichnet. Danach folgen während der Zeiten TU, J2A:die beschriebenen Auf- und Entladevorgänge, wobei während der Aufladezeiten ein in der Auswerteeinheit AW1 enthaltener Zähler die Impulse des Taktgebers TG1 aufsummiert und während der Entladezeiten von den enthaltenen Werten subtrahiert. Im Zeitpunkt 12 stellt der Störsignaldetektor AD den zweiten Nulldurchgang des Störsignals von positiven nach negativen Werten fest und beendet die Zählvorgänge in der Auswerteeinheit AWl. Ferner gibt er wieder einen Übernahmeimpuls auf die Abtast- und Halteschaltung AH, so daß diese den Wert Ua (ti) übernimmt, der dann vom Analog-Digital-Umsetzer in einen Digitalwert umgesetzt und dem Subtrahierer SUzugeführt wird. Die Differenz Ua (ti) - Ua (ti) wird von der Auswerteeinheit AWl zur Korrektur des Zählergebnisses übernommen. Diese Differenz kann selbstverständlich auch in der Auswerteeinheit AW1 gebildet werden. Die Größe dieser Korrektur läßt sich rechnerisch wie folgt ermitteln: Für die Ausgangsspannung Ua (ti) gilt die Gleichung

ti

^2S If

Ua(tl) = Ua(tl) ~- V

il . " , _Λ

ι = 1 k=1

Daraus kann der zeitliche Mittelwert des Eingangssignals abgeleitet werden:

ti ^{5 4}

\ j ^uedt =(Σ ^n/ ~ Σ ^nk)

^Λ f=l fc=l

worin

Σ -Σ

T = ti - ti = ? 71/+ 7 .TLk

i=l /c=l

die Dauer des Meßintervalls ist.
Die Differenz Ua (ti)-Ua (ti) wird, durch die Dauer des Meßintervalls dividiert und mit der Konstanten

Rl-Cl multipliziert, zu dem mit dem Faktor ^ multiplizierten Zählergebnis hinzuaddiert. Diese

Rl- T

Rechenvorgänge, zu denen noch ein weiterer für die Nullpunkteinstellung hinzukommen kann, können von einem in der Auswerteinheit AWl enthaltenen Mikroprozessor durchgeführt werden.

Es ist ersichtlich, daß das Ausgangssignal Ua (ti)-Ua (ti) des Störsignaldetektors SD einen um so geringeren Einfluß auf das Meßergebnis hat, je größer das Meßintervall T im Vergleich zur Zeitkonstante RlCl des Integrators ist also je mehr Auf- und Entladezyklen im Meßintervall enthalten sind. Je langer daher die Meßintervalle gewählt werden, um so geringere Anforderungen werden an die Genauigkeit der Abtast- und Halteschaltung AHund das Analog-Digital-Umsetzers v4Z)C/gestellt. Es können daher preiswerte handelsübliche Bausteine verwendet werden, zumal auch nur eine geringe Arbeitsgeschwindigkeit dieser Bauteile notwendig ist. Selbstverständlich kann die Differenz auch analog gebildet werden, z. B. mit Hilfe von zwei Abtast- und Halteschaltungen, weiche die beiden Spannungen Ua(t 1), Ua(t3) übernehmen, und deren Ausgangssignale über eine Subtrahierschaltung dem Analog-Digital-Umsetzer zugeführt werden.

Nullpunktfehler des Analog-Digital-Umsetzers nach Fig. I, die von der Offsetspannung des Verstärkers Vl

und Änderungen der Bezugssignale + UbI, - UbI herrühren, können dadurch beseitigt werden, daß der Eingang des Integrators INTl nach jeweils mehreren Meßintervallen auf Nullpotential gelegt wird und mit dem dabei gemessenen Digitalwert die folgenden Meßwerte korrigiert werden. Man kann auch durch Verändern des Schaltverhältnisses des Umschalters £5 den Nullpunkt einstellen.

Der Analog-Digital-Umsetzer nach F i g. 3 enthält ebenfalls einen Integrator INTl, dem das Eingangssignal Ue

stets zugeführt ist. Das Eingangssignal gelangt über einen Integrationswiderstand Ri auf einen Verstärker Vl, der über einen Kondensator Cl gegengekoppelt ist. Dem durch das Eingangssignal Ue bedingten Eingangsstrom des Verstärkers Vl ist ein rechteckförmiger Strom überlagert, der von einem Rechteckgenerator ßGüber einen Widerstand R 4 eingespeist wird. Die Breite der Rechteckimpulse ist das Vielfache der Periodendauer von Impulsen, die in einem Taktgeber TGl erzeugt werden. Das Ausgangssignal Ua wird von einem Diskriminator D/52 mit einem Schwellwert OSl verglichen, der von einer Bezugssignalquelle BSQl geliefert wird. Diese erzeugt ferner ein Bezugssignal Ub 2, das über einen Umschalter US2 und einen Widerstand R 5 dem Eingang des Verstärkers V1 zugeführt werden kann. Übersteigt das Ausgangssignal Uades Integrators INTl den Schwellwert OSl, bereitet der Diskriminator DISl eine bistabile Kippstufe BKl vor, die dann vom nächsten Taktimpuls des Taktgebers TGl umgeschaltet wird und in dieser Schaltstellung den Umschalter USl in die Stellung bringt, in welcher das Bezugssignal Ub 2 auf den Integrator gelangt. Eine Auswerteeinheit AW 2 enthält einen Zähler, der während der Dauer dieses Schaltzustandes die Impulse des Taktgebers 7G 2 aufsummiert. Nach Beendigung des Meßintervalls ist der Zählerstand ein Maß für die Größe des analogen Eingangssignals Ue, sofern das Meßintervall gleich einem ganzzahligen Vielfachen der Periodendauer der Ausgangsimpulse Ur des Rechteckgenerators RG ist. . .

Anhand der in Fig. 4 gezeigten Diagramme wird im folgenden die Funktion des Umsetzers nach F i g. 3 näher erläutert. Dauer und Amplitude der Rechteckimpulse Ur, die Größe des Widerstandes R 4 und des Kondensators Cl sowie der dem Diskriminator DE 1 zugeführte Schwellwert ÖS 2 sind so aufeinander abgestimmt, daß, wenn das Eingangssignal C/eNull ist, das Ausgangssignal i/ades Integrators INTl den Schwellwert ÖS2 nicht erreicht. Tritt dagegen im Ausfuhrungsbeispiel ein negatives Eingangssignal auf, so überschreitet die Ausgangsspannung Wzden Schwellwert OSl, und die bistabile Kippstufe BKl bringt den Umschalter USl in die zweite Stellung, so daß das Bezugssignal Ub 1 auf den Integrator gelangt und während der Phasen TIb, TIb .. . den Anstieg des Ausgangssignals Ua verringert. Nach dem Wechsel der Polarität des Rechtecksignals Ur wird zunächst während der Phase Πζ TIc... der Integrator rasch entladen, bis der Schwellwert OSl unterschritten und damit der Umschalter USl zurückgeschaltet wird. Danach ist in den Phasen TId, TId. . .die Steilheit des Ausgangssignals Uanur noch von der Größe der Rechteckspannung und der Eingangsspannung abhängig. Im Gleichgewichtszustand ergibt sich, wenn das Meßintervall gleich einer Auf- und Entladeperiode T ist, für eine konstante Eingangsspannung Ue die Beziehung

Ue - ^ UbI ™±Jc R5 τ

Die Zeit Tb+ Tc ist genau die Zeit, in der die bistabile Kippstufe BKl umgeschaltet ist, so daß durch Messen dieser Zeit und Multiplikation mit einer Konstanten die Größe der Eingangsspannung als digitaler Wen dargestellt werden kann.

Bei der beschriebenen Darstellung der Eingangsspannung als Digitalwert ergibt sich dann ein Fehler, wenn dem Eingangssignal ein Störsignal überlagert ist, dessen Periodendauer nicht gleich einem ganzzahligen Vielfachen einer Auf- und Entladeperiode ist. Da aber die Auf- und Entladeperioden durch den Rechteckgenerator RG fest vorgegeben sind, ist diese Bedingung im allgemeinen nicht erfüllt. Es wird daher wieder, wie beim Umsetzer nach Fig. 1, der Korrektureinheit KR das Störsignal zugeführt, sei es unmittelbar aus einer bekannten Störsignalquelle (Netz) oder dadurch, daß es aus dem Eingangssignal abgeleitet wird. Damit die Meßintervalle ohne Einbuße an Meßgenauigkeit gleich einem ganzzahligen Vielfachen der Störsignalperiodendauer gemacht werden können, wird wieder die Ausgangsspannung Uaara Beginn und am Ende des Meßintervalls in die Korrektureinheit KRübernommen. Die Differenz zwischen den beiden Werten wird gebildet und digitalisiert der Auswerteeinheit AWl zugeführt, welche damit den Zählwert korrigiert, der durch Aufsummieren der Taktimpulse während der Zeiten, in denen das Ausgangssignal Ua den Schwellwert ÖS 2 überschritten hat. durch Aufsummieren der Taktimpulse erhalten wurde.

Für das Ausfuhrungsbeispiel nach F i g. 3 ist angenommen, daß die Korrektureinheit KR differenziert und die Nulldurchgänge des differenzierten Signals von negativen nach positiven Werten feststellt und daraus Beginn und Ende der Meßintervalle bildet, wobei ein Meßintervall zwei Störsignalperioden betragen soll. Die Dauer des Meßintervalls ist in Fig. 4 wieder mit T, der Anfang mit /1 und das Ende mit ti bezeichnet. Für den zeitlichen Mittelwert des Eingangssignals gilt die Beziehung

,, . UbI Rl \* .„., _ . Ur R3

^{Uedt =} Z <™⁺™⁺

T R5

Γ Ί

(JIa + Tib - Tic - Tid) + \jJaLtl) - Uc(A) j

Es ist somit zusätzlich zur Summe der Zeiten, während deren das Ausgangssignal des Integrators den Schwellwert OS2 überschreitet, die Differenz der Auf- und Entladezeiten zu bilden, diese durch die Dauer des Meßintervalls zu dividieren und mit einem konstanten Faktor zu multiplizieren. Der dabei entstehende Summand ist

verhältnismäßig klein, wenn sich das Meßintervall über mehrere Auf- und Entladeperioden erstreckt Die Differenz der Ausgangssignale des Integrators am Anfang und am Ende eines Meßintervalls wird, wie oben beschrieben, ebenfalls durch die Dauer des Meßintervalls dividiert und mit einem konstanten Faktor multipliziert Der Einfluß eines im Eingangssignal enthaltenen Störsignals auf das Meßergebnis kann auch dadurch besei-

5 tigt werden, daß die Periodendauer des Störsignals als eine Anzahl von Taktimpulsen gemessen wird, die im Rechteckgenerator ÄGgespeichert wird. Bei jeweils der halben Anzahl von Taktimpulsen schaltet der Rechteckgenerator sein Ausgangssignal um, so daß die Periodendauer des Rechtecksignals gleich der des Störsignais wird. Zuni Anpassen des Schwellwertes ÖS2 an die jeweilige Periodendauer des Rechtecksignals kann ein Digital-Analog-Umsetzer vorgesehen sein, der die im Rechteckgenerator RG gespeicherte Impulszahl in den

10 Schwellwert OST. und/oder die Amplitude der Rechtecksignale umsetzt.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen 15

Claims (5)

Patentansprüche:

1. Analog-Digital-Umsetzer mit einem Integrator, dem das umzusetzende analoge Eingangssignal zugeführt ist, mit einem Diskriminator, der das Ausgangssignal des Integrators mit einem Schwellwert vergleicht und der einen Schalter steuert, über den eine Bezugsspannungsquelle zum periodischen Auf- und Entladen des Integrators dem Eingangssignal überlagert wird, und mit einer Auswerteeinrichtung, die einen Zähler enthält, der in Abhängigkeit der Diskriminatorausgangssignale von einem Taktgeber erzeugte Taktimpulse aufsummiert, wobei der Zählerstand am Ende eines ein ganzzahliges Vielfaches der Periodendauer einer Störspannung betragenden Meßintervalls ein Maß für die Größe des Eingangssignals ist, dadurch gekennzeichnet, daß an den Integrator (ΖΛ/Γ1, MTI) eine Korrektureinrichtung (ÄjR) angeschlossen ist, welche die Differenz der am Anfang und am Ende der Meßintervalle (7) auftretenden Ausgangssignale [Ua(tVj\ des Integrators (INTl, IMTl) bildet und der Auswerteeinrichtung (AWl, AWl) zur Korrektur des Zählerstandes zuführt.

2. Analog-Digital-Umsetzer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß sich die Meßintervalle (7) jeweils über mehrere Auf- und Entladungsperioden des Integrators (INTl, INTl) erstrecken.

3. Analog-Digital-Umsetzer nach Ansprach 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Korrektureinrichtung (KR) einen Analog-Digital-Umsetzer (ADU) enthält und die Differenz als Digitalwert der Auswerteeinrichtung (AWl, AWl) zuführt, welche die Differenz durch einen der Dauer des Meßintervalls entsprechenden Wert dividiert und mit einem konstanten Faktor multipliziert und das Ergebnis zum Zählerstand addiert.

4. Analog-Digital-Umsetzer nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Korrektureinrichtung (KR) einen Störsignaldetektor (SD) zum Erfassen der Periodendauer von im Eingangssignal enthaltenen Störsignalen enthält und von deren Ausgangssignal die Dauer der Meßintervalle abgeleitet ist.

5. Analog-Digital-Umsetzer nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß ein Vergleieher vorgesehen ist, der den Mittelwert des Ausgangssignals des Integrators mit dem jeweiligen Augenblickswert vergleicht, und daß die Meßintervalle bei Übereinstimmung von Augenblicks- und Mittelwert gestartet werden.