DE2158057A1

DE2158057A1 - Analog-Digital-Wandler

Info

Publication number: DE2158057A1
Application number: DE19712158057
Authority: DE
Inventors: Howard Anthony; Codalming Surrey Dorey (Großbritannien)
Original assignee: Solartron Electronic Group Ltd
Current assignee: Gemalto Terminals Ltd
Priority date: 1970-11-24
Filing date: 1971-11-23
Publication date: 1972-05-25
Also published as: FR2115378A1; GB1361613A; SE372677B; FR2115378B1; NL7116125A; US3729733A

Description

Beschreibung zum Patentgesuch

der Firma The Solartron Electronic Group Limited, Victoria Road, Farnborough, Hampshire / England

betreffend:

"Analog-Digital-Wandler"

ro ο co co ro

Die Erfindung bezieht sich auf einen Analog-Digital-Wandler des Typs, bei dfem in jeder Wandlungsperiode ein elektrisches Eingangssignal, das gewandelt werden soll, an einen Integrierschaltkreis während eines Abtastintervalls angelegt wird, damit der Ausgangspegel des Integrierschaltkreises von einem Bezugspegel wegläuft, und ein Bezugssignal an den Integrierschaltkreis während eines Digitalisierungsxntervalls derart angelegt wird, daß der Ausgangspegel des Integrierschaltkreises wieder zum Bezugspegel zurückläuft, wobei die Länge des Digitalisierungsintervalls relativ zum Abtastintervall abhängt von der mittleren Höhe des Eingangssignals während des Abtastintervalls. Typischerweise werden während des Digitalisierungsintervalls Taktimpulse gezählt, damit man ein digitales Maß für das Eingangssignal erhält. Das Bezugssignal kann anstelle des Eingangssignals angelegt werden oder diesem überlagert werden, und das Digitalisierungsintervall kann folgen oder während des Abtastintervalls stattfinden. Derartige Wandler Dilden den Gegenstand der Erfindung und typische Ausführungsfonnen sind in den britischen Patentschriften 1 o9o o47, bC9 2G2 und 1 22o o91 beschrieben. Ein Anwendungsbeispiel für

derartige: Wandler sinu Diqital-Voltmeter.

Integrierende Analog-Digital-Wandler sind besonders brauchbar, wenn ein analoges Eingangssignal gewandelt werden soll, das mit Normal-Modus-Storspannungen, d.h. mit Serienwirkung, überlagert ist. Die meisten Normal-Modus-Störungen, die in Serie mit dem Eingangssignal, das gewandelt werden soll, auftreten, beruhen auf Netzfrequenz-Brummen mit 50 Hz (und dessen Harmonischen) und können erheblich herabgesetzt werden, indem man das Äbtastintervall gleich einer oder mehreren Netzfrequenz-Perioden wählt. Üblicher- W weise erreicht man dies dadurch, daß man Taktimpulse vom Beginn des Abtastintervalls an zählt, und das Intervall dann beendet, wenn die Zählung eine vorgegebene Zahl erreicht. Kombiniert man beispielsweise einen 1OO KHz Takt-Oszillator mit einem Zähler, dem er Taktimpulse zuführt, derart, daß das Abtastintervall beendet wird, wenn die Zählung die Zahl 20.000 erreicht, so ergibt sich ein Intervall von 20 Millisekunden Dauer oder einer Periode der 50 Hz Netzfrequenz. Auf diese Weise ergibt sich eine Unterdrückung des Normal-Modus-Störsignals von 6O dB für ein übliches 50 Hz Störsignal.

Die Erfindung soll nachfolgend des leichteren Verständnisses k wegen beschränkt werden auf deraüge Normal-Modus-Störungen mit Netzfrequenz von 50 Hz (oder deren Harmonischen), doch versteht es sich, daß die Störung auch mit anderen Frequenzen auftreten kann, bei denen die Erfindung gleichermaßen anwendbar ist.

Eine geringfügige Änderung des Netzfrequenzsignals führt zu einer ungenauen Integration (oder Mittelwertbildung) des Signals mit einer daraus resultierenden Verringerung der Normal-Modus-Unterdrückung des Wandlers. Beispielsweise würde eine einprozentige Änderung der Netzfrequenz die Normal-Modus-Unterdrückuig auf etwa 40 dB herabsetzen. Die Wirkungen solcher Änderur,-:; ^r.r. ler Netzfrequenz auf die Normal-Modus-üntardrückung kann man dadurch verringern, daß die Frequenz des Takt-Oszillators in Abhängigkeit

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von der Netzfrequenz geändert wird, und eine Möglichkeit, um dies zu erreichen, ist in der britischen Patentanmeldung Nr. 41428/67 erläutert.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine weitere Möglichkeit für die Verringerung des Einflusses kleiner Änderungen eines Normal-Modus-Störsignals auf die Normal-Modus-Unterdrückung eines integrierenden Analog-Digital-Wandlers vorzuschlagen. Diese Aufgabe wird be4<einem Analog-Digital-Wandler für Analogsignale mit überlagerten StorSignalen der Periodendauer P, mit einem Integrierschaltkreis, an dessen Eingang das Analogsignal mittels einer Zeitgebereinrichtung während eines Abtastintervalls S + dS anlegbar ist, in dem der Ausgangspegel des Integrierschaltkreises sich von einem Bezugspegel entfernt, und mit einer Bezugssignalquelle sowie einem Taktgeber und einem Taktimpulszähler, wobei das Bezugssignal an den Integrierschaltkreiseingang anlegbar ist zum Zurückführen des Ausgangspegels auf den Bezugspegel während eines Digitalxsxerungsintervalls, in dem gleichzeitig der Taktimpulszähler vom Taktgeber erzeugte Taktimpulse zählt, welches Digitalisierungsintervall bei Rückkehr des Ausgangspegels auf den Bezugspegel endet, gemäß der Erfindung dadurch gelöst, daß der Integrierschaltkreis auf eine erste Übertragungsfunktion der Form 1/pT, oder eine zweite Übertragungsfunktion der Form l/(l+pT„) umschaltbar ist und Steuereinrichtungen vorgesehen sind für die Umschaltung des Integrierschaltkreises in die übertragungsfunktion der ersten Form während des Digitalxsxerungsintervalls und während einer vorgegebenen Periode S vom Beginn des Abtastintervalls an, sowie für die Umschaltung des Integrierschaltkreises in die übertragungsfunktion der zweiten Form während der verbleibenden Zeitperiode ds des Abta^tintervalls.

Da^ £ · jge elektrische Eingangssignal wird also an den Integrierschaltkreis während eines Abtastintervalls der Dauer S+dS

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in jedem Wandlungszyklus angelegt, und der Integrierschaltkreis kann entweder eine übertragungsfunktion der Form l/pT-, auf v/eisen, nämlich während der vorgegebenen Periode S vom Beqinn jedes Abtastintervalls an, oder auch eine Übertragungsfunktion der Form 1/(1 + pT~) für den Rest des Intervalls dS. T ist dabei die Zeitkonstante des Integrierschaltkreises und ρ ist der Differentialoperator d/dt. Das Abtastintervall S + dS wird gleich gemacht einem ganzzahligen Vielfachen von Perioden P des Störsignals, das unterdrückt werden soll. Wenn die Störsignalperiode P des Störsignals konstant ist, bleibt auch dS konstant, wenn sich jeaoch P ändert um ei]
üetrag + dP.

ändert um einen Betrag - dP, so ändert sicn auch dS um den gleichen

In einer bevorzugten Ausführungsform des Erfindungsgegenstandes ist T„ im wesentlichen gleich gr S, das definiert ist als eine Anzahl von Zyklen eines eingebauten Taktgebers.

Die Erfindung soll nachstehend unter Bezugnahme auf die oeigefügten Zeichnungen näher erläutert v/erden.

Fig. 1 zeigt in Blockform das Schaltbild eines uoppelrampen-Digital-Voltmeters gemäß der Erfindung, und

Fig. 2 ist eine erläuternde Diagrammdarstellung der

Wellenform am Ausgang des Integrierschaltkreises während einer Meßperiode.

In Fig. 1 sind die Schalter als mechanische Schalter dargestellt, obwohl man bei der praktischen Ausführung wahrscheinlich Halbleiter-Schalter verwenden würde, etwa Feld-Effekt-Transistoren,

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Gemäß Fig. 1 weist das Voltmeter eine Eingangsklemme Io auf, an die im Betrieb eine zu messende Spannung angelegt wird. Es wird angenommen, daß die Eingangsspannung normalen Störungen mit 50 Hz Netzfrequenz-Brumm unterworfen ist. Die Klemme 10 ist über einen Schalter 12 an den Eingang eines Integrierschaltkreises 14 angeschlossen, der einen Operationsverstärker 16, einen Eingangswiderstand 18 und einen Rückkopplungskondensator 20 umfaßt, der zwischen den Eingang und den Ausgang des Operationsverstärkers 16 geschaltet ist. In dieser Ausfuhrungsform besitzt der Integrierschaltkreis 14 eine übertragungsfunktion der Form 1/pT-, wo T, die Zeitkonstante des Widerstandswertes R-, des Widerstandes 18 und der Kapazitanz C des Kondensators 20 ist. Ferner ist zwischen den Eingang und den Ausgang des Verstärkers 16 eine Reihenschaltung aus einem Widerstand 21 und einem normalerweise offenen Schalter 23 geklemmt. Wenn der Schalter 23 geschlossen wird, besitzt der Schaltkreis 14 eine Übertragungsfunktion der Form 1/(1 + pT^), worin T„ die Zeitkonstante aus dem Widerstandswert R₂ des Widerstandes 21 und der Kapazitanz C des Kondensators 20 ist.

Eine BezugsSpannungsquelle 24 entgegengesetzter Polarität bezüglich der Eingangsspannung ist über einen Schalter 26 an den Eingang des Schaltkreises 14 gelegt.

Die Schalter 12 und 26 werden von bistabilen Flip-Flop-Schaltkreisen 28 bzw. 30 gesteuert, und jeder Schalter wird geschlossen, wenn der betreffende Flip^Flpp gesetzt wird.

An den Ausgang des Integrierschaltkreises 14 ist ein Komparator 32 angeschlossen, und zwar so, daß er ein Rückstellsignal an den Flip-Flop 30 lieferi^immer dann, wenn der Ausgangspegel des Schaltkreises 14 auf einen Bezugspegel (in diesem Falle den Massepegel) zurückkehrt.

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Ein Takt-Oszillator 34 mit einer Pulsausgangsfrequenz von 105 KHz ist an einen Eingang eines UND-Gatters 36 angeschlossen, dessen Ausgang mit einem Zähler 38 verbunden ist. An den anderen Eingang des UND-Gatters 36 ist der Ausgang eines ODER-Gatters 4o angeschlossen, dessen Eingänge jeweils verbunden sind mit den Ausgängen des Flip-Flops 28 bzw. 30. Demgemäß erscheint ein "L" an dem Ausgang des ODER-Gatters 4o immer dann, wenn entweder der Schalter 12 oder der Schalter 26 geschlossen ist, um das UND-Gatter 36 zu öffnen, damit ein Taktpuls von dem Zähler 38 gezählt werden kann.

Der Zähler 38 besitzt eine Zählkapazität von 2O.OOO. Wenn der Zähler 2o.ooo erreicht, liefert er einen Impuls zum Setzen des bistabilen Flip-Flop-Schaltkreises 41. Im gesetzten Zustand schließt der Flip-Flop 41 den Schalter 23 und sperrt ihn für den Durchlaß der Taktpulse durch das UND-Gatter 36.

Der Betrieb des Digital-Voltmeters wird von einem Zeitsteuerschaltkreis gesteuert, der in gestrichelten Linien 44 eingeschlossen dargestellt ist. Der Zeitsteuerschaltkreis 44 umfaßt einen Schmitt-Trigger 46, der so angeschlossen ist, daß er ein P Signal mit der 50 Hz Netzfreguenz erhält und eine 50 Hz Rechteckwella an einen Teilerschaltkreis 48 für die Division durch zwei liefert, an dessen Ausgang mithin eine 25 Hz Rechteckwella erscheint, (d.h. es erscheinen Steuerimpulse von 20 Millisekunden-Dauer) . Die Steuerimpulse werden benutzt, um den Betrieb des Voltmeters zu steuern. Man erkennt, daß die Netzfrequenz nur einen Nennwert von 50 Hz besitzt, und von dieser Nominal-Frequenz geringfügig abweichen kann.

Es soll angenommen werden, daß die ins Positive gehenden Impulsflanken zum Setzen und Rückstellen der Flip-Flops Verwendung finden.

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Eine ins Positive gehende Flanke eines Steuerimpulses vom Schaltkreis 48 wird an den Rückstelleingang auf Null des Zählers 38 angelegt, und nach einer bestimmten Verzögerung, die von einen Verzögerungsschaltkreis 50 bewirkt wird, wird der Flip-Flop 28 gesetzt und schließt den Schalter 12, womit das UND-Gatter 36 über das ODER-Gatter 4o geschlossen wird.

Der Schalter 12 schließt zum Zeitpunkt t , Fig. 2, und aann wird die Eingangsspannung an den Integrierschaltkreis angelegt, und der Ausgangspegel des Integrators steigt von einem Bezugspegel aus an, der in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel dem Massepotential entspricht. 105 KHz Taktimpulse werden vom Zähler 38 gezählt, bis der Zähler seine volle Zählkapazität von 2o.ooo erreicht, wenn der Flip-Flop 4o gesetzt wird,zum Sperren des UND-Gatters 36, womit der weitere Durchlaß von Taktimpulsen unterbunden wird und der Schalter 23 geschlossen wird, um die übertragungsfunktion des Schaltkreises 14 in die Form 1/(1 + pT₂) zu bringen, wobei T~ die Zeitkonstante ist, gebildet aus dem Wert R_ des Widerstandes 21 und der Kapazitanz C des Kondensators 2o. Dies erfolgt nach etwa 19 Millisekunden (Zeitpunkt t,), weil man annehmen kann, daß dies immer unter der Minimalperiodendauer eines Zyklus der Netzfrequenz liegt.

Der Schalter 12 bleibt bis zum Ende des Steuerimpulses (etwa 2o Millisekunden) geschlossen, wo die ins Negative gehende Flanke des Impulses mittels eines Inverterschaltkreises 52 invertiert wird, und angewandt wird, um den Flip-Flop 28 zurückzustellen, und damit den Schalter 12 zum Zeitpunkt t₂ zu öffnen.

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Auf diese Weise wird das Abtastintervall S + dS,während welchem die Eingangsspannung an den Schaltkreis 14 angelegt ist, gleich einer Periode der Netzfrequenz gemacht, die zwar veränderbar sein kann, doch wird das Intervall S (t bis t,),in welchem der Schaltkreis 14 die Übertragungsfunktion l/pT. besitzt, konsfent gehalten. Das Intervall dS zwischen dem Zeitpunkt t-, und dem Zeitpunkt t₂ ändert sich mit Änderungen der Netzfrequenz.

Der ins Positive gehende Ausgang des Inverters 52 wird ferner zur Rückstellung des Flip-Flops 41 verwendet, wodurch das Sperrsignal vom UND-Gatter 36 entfällt, und der Schalter 23 geöffnet wird, so daß die übertragungsfunktion des Schaltkreises 14 wieder in die Form 1/pT, zurückgebracht wird, und der Flip-Flop 3o gesetzt wird, so daß der Schalter 26 schließt, und die Bezugsspannung an den IntegrierschaltkieLs 14 angelegt wird. Der Ausgang des Schaltkreises 14 fällt bis zum Bezugspegel ab und erreicht diesen zum Zeitpunkt to, in welchem der Komparatorschaltkreis 32 den Flip-Flop 3o zurückstellt, und damit den Schalter 26 üffnet, während das UND-Gatter 36 geschlossen wird. Die Anzahl N der Taktimpulse, welche vom Zähler 38 während des Digitalisierungsintervalls t₂ bis t~ gezählt werden, ist ein Maß für die Höhe der Eingangsspannung, welche während der Periode t bis t, angelegt worden war. Am Ende des Digitalisierungsintervalls wird die Anzahl der Taktimpulse im Zähler 38 mittels eines Decoders 56 decodiert, und mittels einer Anzeigeeinrichtung 58 angezeigt.

Es sei eine konstante Eingangsgleichspannung V, angenommen.■ Nach der Periode t = O bis t,, d.h. nach dem Zeitraum S, beträgt der Ausgangspegel

ν_ο-ϊι . S.

R₁ C

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Zwischen t, und t₂ bleibt der Ausgangspegel V im wesentlichen konstant, so daß man die Gleichung

V=V,. ^R2 (2)

(J X —

^Rl

ansetzen kann.

Da keine Diskontinuität des Ausgangspegels V vorliegen kann, müssen die Gleichungen 1 und 2 gleichgesetzt werden können:

Zi. s _ _v

R₁ C

= CR₂

Deshalb ist die Zeitkonstante des Integrierschaltkreises, wenn er die übertragungsfunktion 1/(1 + pT-) aufweist, gleich der Periode S.

Demgemäß werden Gleichspannungen so gemessen, als wäre der Schalter 12 während eines festen Intervalls S geschlossen, doch werden Wechselspannungen während der Periode (S + dS) integriert, und in der dargestellten Ausführungsform werden Normal-Störungen wesentlich kleiner sein, als wenn nur während des Intervalls S integriert worden wäre. Falls die Periode P der Netzspannung sich um + dP ändert, so wird die Eingangsgleichspannung immer noch während der gleichen festen Periode integriert, doch wird die Wechselspannung integriert während der Periode S + dS + dP, so daß sich eine ausgezeichnete Unterdrückung des Wechselspannungssignals ergibt.

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Wechselspannungen werden gemessen als würden sie während

des Intervalls (S + dS) mit einer Genauigkeit von (dS/S) integriert. Wenn demgemäß S sich von (S + dS) um 1 % unterscheidet, ist der resultierende Fehler 0,01 '%.

Wenn mit dem Voltmeter eine Wechselspannung gemessen und die Wellenform gleichgerichtet, jedoch nicht geglättet wird bevor sie an den Integrierschaltkreis angelegt wird, kann diese Form der Integration verwendet werden, um den Mittelwert einer ganzen. Aizahl von Zyklen der Wellenform zu messen. Bekannte Voltmeter benötigen eine lange Beruhigungszeit, da ein kompliziertes Filter erforderlich ist.

(Patentansprüche)

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Claims

Patentansprüche

, I)J Analog-Digital-Wandler für Analogsignale mit überlagerten Störsignalen der Periodendauer P, mit einem Integrierschaltkreis, an dessen Eingang das Analogsignal mittels einer Zeitgebereinrichtung während eines Abtastintervalls S + dS anlegbar ist, in dem der Ausgangspegel des IntegrierSchaltkreises sich von einem Bezugspegel entfernt, und mit einer Bezugssignalquelle sowie einem Taktgeber und einem Taktimpulszähler, wobei das Bezugssignal an den Integrierschaltkreiseingang anlegbar ist zum Zurückführen des Ausgangspegels auf den Bezugspegel während eines Digitalisierungsintervalls, in dem gleichzeitig der Taktimpulszähler vom Taktgeber erzeugte Taktimpulse zählt, welches Digitalisierungsintervall bei Rückkehr des Ausgangspegels auf den Bezugspegel endet, dadurch gekennzeichnet, daß der Integrierschaltkreis (14) auf eine erste übertragungsfunktion der Form 1/pT, oder eine zweite übertragungsfunktion der Form l/(l+pT₂) umschaltbar ist und Steuereinrichtungen (41, 44) vorgesehen sind für die Umschaltung des Integrierschaltkreises in die Übertragungsfunktion der ersten Form während des Digitalisierungsintervalls und während einer vorgegebenen Periode S vom Beginn des Abtastintervalls an, sowie für die Umschaltung des Integrierschaltkreises in die übertragungsfunktion der zweiten Form während der verbleibenden Zeitperiode dS des Abtastintervalls.
2) Wandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitgebereinrichtung (44) einen auf das Störsignal der Periodendauer P ansprechenden Schaltkreis '(46) aufweist, um das Abtastintervall S + dS im wesentlichen gleich einem ganzzahligen Vielfachen N der Störperiodendauer P zu machen.
3) Wandler nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß N gleich Eins lsi.

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4) Wandler nach einem der voranaehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitkonstante T^ der zweiten übertragungsfunktion im wesentlichen gleich der Zeitperiode S ist.
5) Wandler nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitaebereinrichtung einsn Sperrschaltkreis (36) zum Unterbinden des Zählens von Taktimpulsen durch den Zähler v/ährend der Zeitperiode dS aufweist.
6) Wandler nach einem dar vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Integrierschaltkreis (14) ein Netzwerk, bestehend aus einem Kondensator (20) und einer ihn parallelliegenden Reihenschaltung aus einem Widerstand (21) und einem Schalter (23) umfaßt, v/elcher einen Sperr- oder einen Durchlaßschaltzustand annehmen kann und mit den Steuereinrichtungen (41, 44) in Wirkverbindung steht zur übertragungsfunktions-Umschaltung des Integrierschaltkreises, deren je eine einem der Schaltzustände des Schalters zugeordnet ist.
7) Wandler nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtungen eine Steuerkette (28, 4o, 44) umfassen zum

W Bewirken der Taktimpulszählung durch den Zähler (38) während des Abtastintervalls S + dS, sowie einen Schaltkreis (41) , eier mit dem Zähler (38) gekoppelt ist für die Betätigung des Schalters (23) derart, daß der Integrierschaltkreis die übertragungsfunktion der zweiten Form annimmt, sobald die Zählung einen vorgegebenen die Zeitperiode S repräsentierenden Wert erreicht hat.

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