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Schaltungsanordnung zur Signalisierung des Ausfalls
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periodischer Impulssignale Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung
zur Signalisierung des Ausfalls periodischer Impulssignale, insbesondere eines Taktsignals,
durch Pegeländerung eines Meldesignals.
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Bei Schaltungen zur Erzeugung periodischer Impulssignale, insbesondere
Taktsignale, ist es bereits bekannt, im Zeitpunkt des Einschaltens der Versorgungsspannung
durch eine Anschwingbeschleunigung ein definiertes Einschaltverhalten zu erzeugen,
wodurch ein praktisch augenblickliches Einsetzen der Impulssignale gewährleistet
ist. Diese Forderung ist insbesondere bei Anwendung periodischer Impulssignale als
Taktsignale zu stellen, die den Betrieb von Einrichtungen synchronisieren, die mit
festem Zeitbezug arbeiten müssen. Ein Beispiel hierfür ist ein Uhrenschaltkreis,
der durch die Impulssignale einer Oszillatorschaltung gesteuert wird. Hier ist dann
eine zusätzliche Anschwingbeschleunigung z.B. in Form einer kurzzeitigen Betriebsspannungsüberhöhung
vorgesehen, durch die bei jedem Einschalten nach einer Versorgunosspannungsunterbrechung
oder auch beim Einsetzen einer die Versorgungsspannung liefernden Batterie ein sicheres
Anschwingen der Oszialltorschaltungerreicht wird. Nachteilig dabei ist jedoch, daß
die Anschwingbeschleunigung abhängig von dem Einschaltevorgang der Versorgungsspannung
arbeitet und deshalb nicht wirksam wird, wenn trotz anliegender Versorgungsspannung
die von der Oszillatorschaltung geliefer-
ten Impulssignale aussetzen.
Besonders in integrierten Schaltkreisen, bei denen im Sinne eines möglichst geringen
Stromverbrauchs im stationären Zustand nur die zur Aufrechterhaltung der Schwingungen
der Oszillatorschaltung erforderliche, gegenüber der Versorungsspannung verringerte
Betriebsspannung verwendet wird, führt dieser Nachteil zu einer unsicheren Arbeitsweise,
denn mit der verringerten Betriebsspannung schwingt die Oszillatorschaltung nach
einer vorübergehenden Schwingungsunterbrechung nicht mehr oder nur sehr lanqsam
an, so daß Zeitfehler unvermeidbar sind.
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Es ist auch bereits bekannt, das Vorhandensein oder Fehlen von Signalen
in elektrischen Einrichtungen durch sogenannte Meldesignale anzuzeigen. Die zu überwachenden
Signale haben jedoch meist Cleichpotential, das relativ einfach überwacht werden
kann. Im Falle von Impulssignalen erfolgt meist eine Auskopplung der Impulsspannung
aus dem zu überwachenden Stromkreis sowie deren Gleichrichtung, um ein stetiges
Meldesignal abzuleiten.
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Diese bekannten Prinzipien zur Erzeugung von Meldesignalen eignen
sich aber nicht dazu, das Vorhandensein oder Fehlen eines Impulssignals vorgegebener
Frequenz unbeeinflußt durch Störimpulse und unter geringstmöglicher Belastung des
zu überwachenden Stromkreises praktisch verzögerungsfrei und unter möglichst geringem
zusätzlichem Aufwand und Leistungsbedarf festzustellen.
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Es ist Aufaabe der Erfindung, eine Schaltungsanordnung anzugeben,
die eine sichere Meldesignalgabe bei Ausfall periodischer Impulssignale unter geringstmöglichem
Aufwand gewährleistet und so aufgebaut ist, daß sie sich auch zur Herstellung in
integrierter Technik eignet, um einen universellen Einsatz zu ermöglichen.
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Eine Schaltungsanordnung eingangs genannter Art ist zur Lösung dieser
Aufgabe erfindungsgemäß derart ausgebildet, daß die Impulssignale die durch die
Ladespannung zweier jeweils mit einer gegenüber der Periode der Impulssignale längeren
Zeitkonstanten kontinuierlich aufladbarer Kondensatoren an den beiden Eingängen
einer konjunktiven Verknüpfung erzeugbaren Signalpegel mittels gegensinnig arbeitender
Schalterelemente invertieren.
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Durch die Erfindung ist es möglich, praktisch verzögerungsfrei den
Ausfall periodischer Impulssignale zu erkennen, indem die Impulssignale lediglich
zur Auslösung periodischer Schaltvorgänge mit der Frequenz der Impulssignale genutzt
werden. Dadurch wird der zu überwachende Stromkreis praktisch nicht belastet, und
gleichzeitig wird durch Verwendung zeitabhängig arbeitender Schaltelemente in Form
von Kondensatoren eine Frequenzabhängigkeit eingeführt, die gewährleistet, daß die
mit dem Ausfall der Impulssignale auftretende Frequenzänderung unmittelbar zu einer
Signaländerung führt, die über eine logische Verknüpfungsschaltung praktisch verzögerunqsfrei
beispielsweise eine Anschwingbeschleunigung für eine Schaltung zur Erzeugung der
Impulssignale auch dann wirksam schalten kann, wenn deren Versorgungsspannung nicht
ausgefallen ist.
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Sind die Impulssignale vorhanden, so steuern sie die beiden gegensinnig
arbeitenden Schalterelemente an, die dann jeweils so auf die Ladestromkreise der
Kondensatoren einwirken, daß der durch die jeweilige Ladespannung an den Eingängen
der konjunktiven Verknüpfung erzeugte Signalpegel invertiert wird. Die dabei mit
den Impulssignalen angesteuerten Schalterelemente arbeiten gegensinnig, so daß einerseits
die Impulse, andererseits die Impulspausen jeweils an einem Kondensatorladestromkreis
dieselbe Wirkung hervorrufen. Diese besteht darin, daß der durch die
Kondensatorladung
an sich mögliche erreichbare Signalpegel invertiert wird und diese Invertierung
erst dann beseitigt wird, wenn die Impulssignale ausfallen. Durch die gegensinnige
Arbeitsweise der beiden Schalterelemente in Verbindung mit zwei Kondensatoren ist
gewährleistet, daß der Ausfall der Impulssignale in jedem möglichen Falle signalisiert
wird. d.h. wenn die Unterbrechung der Impulssignale einen Dauerpegel mit dem Wert
Null oder mit dem Wert der Impulsamplitude zur Folge hat.
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Die Einwirkung der Impulssignale auf die Ladestromkreise der Kondensatoren
über die gegensinnig arbeitenden Schalterelemente kann gemäß einer Weiterbildung
vorteilhaft derart erfolgen, daß die Impulssignale bzw. die invertierten Impulssignale
einen Schalttransistor ansteuern, dessen Schaltstrecke einem Kondensator parallelgeschaltet
ist.
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Auf diese Weise kann eine symmetrische Schaltuna mit zwei Ladestromkreisen
für zwei Kondensatoren aufgebaut werden, in der der eine Schalttransistor mit den
Impulssignalen, der andere mit den invertierten Impulssignalen angesteuert wird,
so daß die Uberwachung des Impulssignalverlaufs zu jedem Zeitpunkt im vorstehend
dargelegten Sinne gewährleistet ist.
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Es ist aber gemäß einer zweiten Weiterbildung auch möglich, die Schaltungsanordnung
so zu treffen, daß die Impulssignale bzw. die invertierten Impulssignale einen Schalttransistor
ansteuern, dessen Schaltstrecke den mit einem Kondensator verbundenen jeweiligen
Eingang der konjunktiven Verknüpfung mit einem Potential verbindet, das den gegenüber
dem Ladepotential des Kondensators invertierten Signalpegel erzeugt. Hierbei wird
der jeweilige Kondensator nicht direkt kurzgeschlossen, sondern es wird ihm bei
durchgeschalteter Schaltstrecke des Schalttransistors ein Potential aufgeprägt,
das gegenüber demjenigen seiner Ladespannung invertiert ist.
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Da die Schaltungsanordnung bezüglich der Ansteuerung der beiden Eingänge
der konjunktiven Verknüpfung symmetrisch aufgebaut ist, können für den einen Schaltungsteil
auch die Merkmale der vorstehend genannten ersten Weiterbildung und für den anderen
Schaltungsteil die Merkmale der vorstehend genannten zweiten Weiterbildung vorgesehen
sein.
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Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung arbeitet mit Elementen, die
sehr vorteilhaft in integrierter Technik, vorzugsweise in integrierter MOS-Technik
verwirklicht werden können. Hierzu kann die Schaltungsanordnung gemäß der vorstehend
beschriebenen ersten Weiterbildung derart aufgebaut werden, daß ein erster und ein
zweiter Eingang einer konjunktiven Verknüpfung jeweils mit dem Verbindungspunkt
eines Kondensators und einer Ladestromquelle verbunden sind, daß die Reihenschaltung
aus Kondensator und Ladestromquelle zwischen zwei logisch verschiedene Potentiale
geschaltet ist und daß jeder Kondensator durch die Drain-Source-Strecke eines MOS-Feldeffekttransistors
überbrückt ist, der durch die Impulssignale bzw. die invertierten Impulssignale
angesteuert ist.
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Für eine gleichzeitige Anwendung der vorstehend beschriebenen ersten
und zweiten Weiterbildung ist die Schaltungsanordnung vorzugsweise in integrierter
MOS-Technik zweckmäßig derart aufgebaut, daß ein erster und ein zweiter Eingang
einer konjunktiven Verknüpfung jeweils mit dem Verbindungspunkt eines Kondensators
und einer Ladestromquelle verbunden sind, daß die Reihenschaltung aus erstem Kondensator
und erster Ladestromquelle zwischen zwei logisch verschiedene Potentiale geschaltet
ist, wobei der erste Kondensator durch die Drain-Source-Strecke eines mit den Impulssignalen
angesteuerten MOS-Feldeffekttransistors überbrückt ist, und daß die Reihenschaltung
aus dem Ladestromkreis des zweiten Kondensators und der Drain-Source-Strecke
eines
mit den Impulssignalen angesteuerten MOS-Feldeffekttransistors zwischen die genannten
Potentiale geschaltet ist.
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Die beiden vorstehend beschriebenen Formen einer vorzugsweise in integrierter
MOS-Technik aufgebauten Schaltungsanordnung enthalten jeweils zueinander symmetrisch
aufgebaute Schaltungsteile, die das Ansprechen in Impulspausen ermöglichen, und
eignen sich besonders zum Einsatz in Verbindung mit integrierten Uhrenschaltkreisen,
da sie bei äußerst geringem Stromverbrauch eine praktisch verzögerungsfreie Arbeitsweise
zeigen.
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Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden anhand der
Figuren beschrieben. Es zeigen: Fig. 1 eine mit MOS-Feldeffekttransistoren als Schalterelemente
arbeitende Schaltungsanordnung, Fig. 2 eine andere Ausbildung des in Fig. 1 gezeigten
Schaltungsprinzips unter Verwendung von MOS-Feldeffekttransistoren einander entgegengesetzten
Leitungstyps und Fig. 3 ein Impulsdiagramm für die in Fig.1 gezeigte Schaltungsanordnung.
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In Fig. 1 ist eine Schaltungsanordnung zur Signalisierung des Ausfalls
periodischer Impulssignale dargestellt, die ihr über einen Eingang 10 zugeführt
werden. Sie gelangen auf das Gate eines ersten MOS-Feldeffekttransistors 11 und
über einen Inverter 12 unter Beibehaltung ihrer Amplitude auf das Gate eines zweiten
MOS-Feldeffekttransistors 13. Die beiden MOS-Feldeffekttransistoren 11 und 13 werden
während der Einzelimpulse (Transistor 11) bzw. während der Impulspausen (Transistor
13) leitend gesteuert. Dabei können die Impulssignale einen gegenüber der Versorgungsspannung
mit den Potentialen VII (z.B. positiv) und VL (z.B. ne-
gativ)
kleineren Hub haben, jedoch muß dieser mindestens die Schwellenspannung des Transistors
11 überschreiten, wobei VH das Bezugspotential ist.
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Die beiden MOS-Feldeffekttransistoren 11 und 13 haben übereinstimmenden
Leitungstyp. Im dargestellten Ausführungsbeispiel handelt es sich um p-Kanal-Transistoren.
Jedem MOS-Feldeffekttransistor 11 bzw. 13 ist ein Kondensator 14 bzw. 15 parallelgeschaltet,
der jeweils mit einer Ladestromquelle 16 bzw. 17 in Reihe an die Versorgungsspannung
mit den beiden Potentialen VH und VL angeschaltet ist.
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Ist einer der beiden MOS-Feldeffekttransistoren 11 und 13 infolge
Ausfalls der Impulssignale mindestens für die Dauer der Ladezeitkonstante gesperrt,
so wird der ihm zugeordnete Kondensator 14 bzw. 15 über die mit ihm in Reihe geschaltete
Ladestromquelle 16 bzw. 17 aufgeladen, so daß an dem Schaltungspunkt 18 bzw. 19
praktisch das Potential VL entsteht, welches über einen mit dem Schaltungspunkt
18 bzw. 19 verbundenen Inverter 20 bzw. 21 ein OBEN-Signal am jeweils mit einem
Inverter 20 bzw. 21 verbundenen Steuereingang eines NOR-Gliedes 22 erzeugt. Dadurch
erscheint am Ausgang 23 des NOR-Gliedes 22 ein UNTEN-Signal, welches den Ausfall
der zu überwachenden Impulssignale anzeigt.
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Stehen die zu überwachenden Impulssignale hingegen kontinuierlich
am Schaltungseingang 10 an, so werden die beiden Kondensatoren 14 und 15 nicht auf
das Potential VL aufgeladen, da sie mit der Frequenz der Impulssignale laufend kurzgeschlossen
und auf das Potential VH entladen werden. Das Potential an den Schaltungspunkten
18 und 19 liegt dann geringfügig unter dem Potential VH, so daß an den Eingängen
der beiden Inverter 20 und 21 jeweils ein OBEN-Signal anliegt und diese ein UNTEN-Signal
an
das NOR-Glied 22 abgeben. Dieses führt am Schaltungsausgang
23 zu einem OBEN-Signal, welches das Vorhandensein der Impulssignale anzeigt.
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Als Ladestromquellen16 und 17 sind vorteilhaft Konstantstromquellen
vorgesehen, die den beiden Kondensatoren 14 und 15 im Falle ihrer Aufladung einen
linear ansteigenden Strom einprägen. Dadurch kann der Zeitpunkt, an dem der Übergang
zwischen einem UNTEN-Signal und einem OBEN-Signal am jeweiligen Schaltungspunkt
18 bzw. 19 erfolgt, in Verbindung mit dem erforderlichen Potential besonders genau
festgelegt werden. Dabei erweisen sich die Inverter 20 und 21 als vorteilhaft, da
sie durch geeignete Dimensionierung zu einem tiefliegenden Umschaltepunkt führen,
wie im folgenden aus Fig. 3 noch erkennbar wird. Dadurch wird die Zeitkonstante
für die Kondensatoraufladung minimal.
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In Fig. 2 ist eine andere Ausführungsform der Schaltungsanordnung
dargestellt, die sich von der in Fig. 1 gezeigten nur dadurch unterscheidet, daß
der den Kondensator 15 beeinflussende Schalttransistor mit der zugeordneten Ladestromquelle
vertauscht ist. Somit ist dem Kondensator 15 die Ladestromquelle 37 parallelgeschaltet,
und der Schaltungspunkt 19 ist über die Schaltstrecke des MOS-Feldeffekttransistors
33 mit dem Speisespannungspotential VL verbunden. Demgemäß haben die beiden MOS-Feldeffekttransistoren
11 und 13 zueinander entgegengesetzten Leitungstyp, so daß der MOS-Feldeffekttransistor
33 ein n-Kanal-Transistor ist. Im übrigen stimmt die in Fig. 2 gezeigte Schaltung
mit der in Fig. 1 gezeigten überein, so daß für diese Teile mit Fig. 1 übereinstimmende
Bezugszeichen verwendet sind.
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Es ist leicht zu erkennen, daß in der in Fig. 2 gezeigten Schaltungsanordnung
die beiden MOS-Feldeffekttransistoren 11 und 33 zueinander gegensinnig arbeiten,
so daß dem
MOS-Feldeffekttransistor 33 kein Inverter vorgeschaltet
sein muß. Wenn der MOS-Feldeffekttransistor 33 durch Ausfall der Impulssignale leitend
gesteuert wird, so wird der Schaltungspunkt 19 mit dem Potential VL verbunden, welches
am zugeordneten Steuereingang des NOR-Gliedes 22 als UNTEN-Signal auftritt. Ist
der MOS-Feldeffekttransistor 33 bei anliegenden Impulssignalen gesperrt, so wird
der Kondensator 15 aus der Ladestromquelle 37 aufgeladen, so daß am Schaltungspunkt
19 über den geringen Innenwiderstand der Ladestromquelle 37 dann praktisch das Potential
VH vorherrscht, welches am zugeordneten Steuereingang des NOR-Gliedes 22 ein OBEN-Signal
erzeugt.
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Die in Fig. 2 gezeigte Schaltungsanordnung benötigt kein symmetrisches
Puls-Pausen-VerhAltnis der zu überwachenden Impulssignale, da beide MOS-Feldeffekttransistoren
11 und 33 nur durch die Einzelimpulse leitend gesteuert bzw. gesperrt werden. Im
Unterschied zu der in Fig. 1 gezeigten Schaltungsanordnung wird für die Einzelimpulse
jedoch der volle Potentialhub zwischen den Potentialwerten VL und VH benötigt, denn
zur sicheren Sperrung des MOS-Feldeffekttransistors 33 muß an dessen Gate etwa das
Potential VL erscheinen, damit seine Schwellenspannung mindestens unterschritten
wird. Im Gegensatz dazu genügt bei der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 eine wesentlich
kleinere Impulsamplitude zur Leitendsteuerung der MOS-Feldeffekttransistoren 11
und 13, so daß diese Schaltung besonders vorteilhaft für die Erkennung von Taktsignalen
eingesetzt werden kann, die im stationären Zustand mit einer unter der Versorgungsspannung
liegenden Betriebsspannung erzeugt werden.
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Bei der in Fig. 2 gezeigten Schaltungsanordnung können auch der Transistor
11 und die Ladestromquelle 16 so angeordnet sein wie die ihnen entsprechenden Elemente
33 und 37. Die Lade- und Entladevorgänge bei dieser Schal-
tungsanordnung
cntsprechen im wesentlichen denen der in Fig. 1 gezeigten Schaltungsanordnung mit
dem Unterschied, daß die Ladung und die Entladung des Kondensators 15 gegensinnig
zu den entsprechenden Vorgängen beim Kondensator 14 erfolgt. Das heißt, der Kondensator
15 wird durch den Transistor 33 auf VL geladen und durch die Stromquelle 37 nach
VH entladen. Die Schaltungen 20, 22 werden hierbei sinnvoll ebenfalls so bemessen,
daß die benötigten Ladezeitkonstanten auf ein Minimum reduziert werden.
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Die in Fig. 1 gezeigte konjunktive Verknüpfung mit dem NOR-Glied 22
und den vorgeschalteten Invertern 20 und 21 kann auch mit anderen Elementen verwirklicht
werden, z.B. mit einem UND-Glied. In Fig. 2 ist der Inverter 21 nicht erforderlich,
da seine Funktion der MOS-Feldeffekttransistor 33 mit seinem n-Leitungstyp übernimmt.
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Anstelle der in Fig. 1 und 2 gezeigten Konstantstromquellen können
auch ohmsche Widerstände vorgesehen sein.
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In Fig. 3 ist ein Impulsdiagramm der Schaltungsanordnung nach Fig.
1 dargestellt. Hierbei sind die an den einzelnen Punkten der Schaltungsanordnung
auftretenden Signalverläufe jeweils entsprechend numeriert. Von oben nach unten
handelt es sich also um eine Darstellung der Signale am Schaltungseingang 10, an
den Schaltungspunkten 18 und 19, am Ausgang der Inverter 20 und 21 und am Ausgang
des NOR-Gliedes 22.
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Die am Schaltungseingang 10 zugeführten Impulssignale sind in Fig.
3 entsprechend dem Bezugspotential VH und mit einem gegenüber der Versorgungsspannung
VH - VL kleineren Hub dargestellt. Dabei sind zwei mögliche Arten des Ausfalls der
Impulssignale gezeigt, nämlich ein Dauerzustand mit dem Potential VH und ein danach
folgender Dauerzustand mit einem Potential zwischen den Potentialen VH und VL.Die
in
diesen beiden Fällen in der Schaltungsanordnung nach Fig. 1
ablaufenden Schaltvorgänge sind den weiteren Signalverläufen in Fig. 3 zu entnehmen.
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In Fig. 3 ist bei 18 gezeigt, daß das Potential am Schaltungspunkt
18 ausgehend von VH gemäß der während einer Impulsdauer erfolgenden kurzzeitigen
Aufladung des Kondensators 14 in Richtung VL geändert wird. Mit Ende des jeweiligen
Impulses wird der Kondensator 14 wieder nach VH entladen, und dieser Vorgang wiederholt
sich mit jedem weiteren Impuls. Fallen die Impulssignale jedoch aus, so kann sich
unter der Voraussetzung einer entsprechenden Länge des Ausfalls der Kondensator
14 weiter als zuvor aufladen, wodurch sich der entsprechend weitergehende Potentialabfall
am Schaltungspunkt 18 ergibt, so daß schließlich das Potential VL erreicht wird,
da der Kondensator 14 dann über die Konstantstromquelle 16 mit dem Potential VL
verbunden ist. Treten die Impulssignale wieder auf, so erfolgt eine schnelle Entladung
des Kondensators 14, und die zuvor durch die Impulse ausgelösten kurzzeitigen Aufladevorgänge
wiederholen sich. Der darauf folgende Ausfall der Impulssignale mit einem Dauerpotential
zwischen VH und VL hat zur Folge, daß der Transistor 11 dauernd leitend bleibt und
ein Aufladen des Kondensators 14 nicht möglich ist.
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In Fig. 3 sind bei 19 die entsprechenden Vorgänge für den Schaltungspunkt
19 der in Fig. 1 gezeigten Schaltungsanordnung dargestellt. Diese Vorgänge sind
durch den Inverter 12 invertiert.
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Die Signalverläufe 20 und 21 zeigen den Wechsel des Ausgangssignals
der beiden Inverter 20 und 21 zwischen einem UNTEN-Signal und einem OBEN-Signal.
Wenn das Potential am Schaltungspunkt 18 so weit abgefallen ist, daß die Schaltschwelle
des Inverters 20 erreicht ist, so wechselt dessen Ausgangssignal von einem UNTEN-
zu einem OBEN-Signal. Die
zeitliche Relation zwischen dem Ausgangssignal
des Inverters 20 und dem Potentialabfall am Schaltungspunkt 18 ist in Fig. 3 durch
eine gestrichelte Linie TH20 verdeutlicht.
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Der Signalverlauf 21 in Fig. 3 gibt entsprechend die Auslösung einer
Ausgangssignaländerung des Inverters 21 wieder, wobei der zeitliche Zusammenhang
mit dem Potentialabfall am Schaltungspunkt 19 durch eine gestrichelte Linie TH21
verdeutlicht ist.
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Das jeweilige OBEN-Signal des Inverters 20 bzw. 21 hat eine Dauer,die
der zeitlichen Länge zwischen dem Uberschreiten der Schaltschwelle des jeweiligen
Inverters 20 bzw. 21 und dem Ende des Impulssignalausfalls entspricht.
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In Fig. 3 ist bei 22 schließlich das Ausgangssignal der Schaltungsanordnung
dargestellt, welches beim jeweiligen Impulssignalausfall von einem OBEN-Signal zu
einem UNTEN-Signal wechselt. Das jeweilige UNTEN-Signal wird mit erneutem Auftreten
der ImpuLssie¢e;zle beendet.
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Im folgenden wird noch ein Dimensionierungsbeispiel für eine Schaltungsanordnung
der in Fig. 1 gezeigten Art angegeben, um zu verdeutlichen, daß bei geeigneter Bemessung
der Einzelelemente sehr kleine Kapazitätswerte für die Kondensatoren 14 und 15 ausreichen,
so daß diese innerhalb einer integrierten Schaltungsanordnung gleichfalls integriert
werden können.
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Für eine Impulssignalfrequenz von 8kHz ergibt sich eine Taktperiode
T = 125 wsec.Die Schaltschwelle der Inverter 20 und 21 sei 0,5 V, bezogen auf das
Potential VL. Damit ergibt sich eine Ladespannung von 1,0 V für die Kondensatoren
14 und 15. Wenn die Konstantstromquellen einen Strom von jeweils 10 nA liefern,
so führt dies zu dem folgenden
Kapazitätswert für den Kondensator
14 bzw. 15:
Um eine ausreichend hohe Sicherheit gegen Streuungen der Schaltkreisparameter zu
erzielen, sollten die Kapazitätswerte für die Kondensatoren 14 und 15 um den Faktor
3 bis 4 mal größer als der vorstehend berechnete Kapazitätswert gewählt werden.
Demnach ergibt sich dann jeweils ein Kapazitätswert von 3,5 bis 5 pF. Kondensatoren
mit derart kleinen Werten sind in integrierter Technik leicht zu verwirklichen.
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