DE2943720A1 - Wechselrichter - Google Patents

Description

Wechselrichter

Die Erfindung bezieht sich auf Wechselrichter zum Umwandeln von elektrischer Energie in Gleichstromform in elektrische Energie in Wechselstromform durch statische Einrichtungen. Die Erfindung liegt in der Klasse der Wechselrichter, in denen die Gleichstromquelle einen Strom durch ein einziges Verstärkungselement erzeugt, das mit einer Primärwicklung eines Leistungstransformators in Reihe geschaltet ist und eins Wechselstromausgangsgröße in der Transformatorsekundärwicklung erzeugt, wenn das Verstärkungselement ein- oder ausgeschaltet wird. Die Erfindung stellt eine Modifizierung von bekannten Sperrschwingeranordnungen dar.

Wechselrichter der Klasse, bei denen eine Gleichstromquelle, eine Schalthalbleitervorrichtung und ein Transformator benutzt werden, sind bekannt. Die Anordnungen gibt es entweder in selbsterregter (freilaufender) oder in angesteuerter Fonn. in jeder Form können Rückkopplungswicklungen benutzt werden, um

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zeit sind

die Halbleitervorrichtung zu steuern. In jüngerer gemäß den US-PSen 3 914 680 und 4 002 999 die Transformatoreigenschaften auf die Erfordernisse des in einem Wechselrichter verwendeten Halbleiters maßgeschneidert worden, um insbesondere die Schaltleistungsfähigkeit zu maximieren und eine volle Kernsättigung zu vermeiden, die die Halbleitervorrichtungen übermäßig beansprucht. In beiden genannten Patentschriften ist der Hauptkern mit Löchern versehen, von denen jedes den Kern in zwei festgelegte Zweige unterteilt. Ein Zweig ist vorgesehen, um zuerst in Sättigung zu kommen und nach der Sättigung die Mitkopplung zu reduzieren und die Gegenkopplung an dem Transistor zu erhöhen, so daß eine volle Kernsättigung verhindert wird. Die aus den beiden Patentschriften bekannten Schaltungen haben zu einer Verringerung der Kosten von solchen Wechselrichtern und zu einer wesentlichen Verbesserung der Schaltleistungsfähigkeit geführt.

Die Erfindung stellt eine weitere Verbesserung von solchen Anordnungen bei der Anwendung auf Ein-Transistor-Wechselrichter dar, in denen die Erregung asymmetrisch an den Transformator angelegt wird. Bei dem Ausschalten einer Vorrichtung ohne Einschalten einer anderen Vorrichtung wird ein neues Energiemanagementproblem erzeugt. Der Hochspannungsstoß kann sehr hoch sein und eine beträchtliche Gefahr für die Schaltvorrichtung erzeugen und gleichzeitig wird ein neuer Mechanismus benötigt, um zu gewährleisten, daß der Transistor nach einer Nichtleitungs- oder Sperrperiode wieder eingeschaltet (durchlassend gemacht) wird.

Die Erfindung ist ein neuer Wechselrichter mit einer Drosseloder Induktionsspule und einem elektrischen Verstärkungselement zum intermittierenden, asymmetrischen Erregen der Induktionsspule aus einer Gleichstromquelle. Die Induktionsspule hat einen Kern aus im wesentlichen linearem magnetischem Material, der einen geschlossenen magnetischen Hauptpfad mit ungefähr gleichmäßigem Querschnitt hat, mit einem kleinen Loch in einem Segment des Pfades, welches den Querschnitt in zwei Zweige teilt und einen geschlossenen Kraftlinienweg niedriger Reluktanz erzeugt. Ein Luftspalt in dem Hauptkern ist normalerweise er-

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wünscht. Eine Primärwicklung und eine Leistungssekundärwicklung sind vorgesehen, die den vollen Kernquerschnitt umgeben, um einen Fluß um den magnetischen Hauptweg zu erzeugen bzw. einejwechselstromausgangsgröße abzuleiten.

Zum Steuern des Leitens des Verstärkungselements sind drei Rückkopplungswicklungen vorgesehen, von denen die erste, eine Rückkopplungssteuerwicklung, die einen der Zweige umgibt, einen Fluß um den geschlossenen Weg niedriger Reluktanz erzeugt, der dieselbe Richtung wie der Hauptfluß in einem ersten Zweig und eine entgegengesetzte Richtung in dem zweiten Zweig hat. Darüber hinaus sind eine zweite und eine dritte Rückkopplungswicklung vorgesehen, die den ersten bzw. den zweiten Zweig umgeben.

Das elektrische Verstärkungselement ist typischerweise ein Flächentransistor mit einer Basis-, einer Emitter- und einer Kollektorelektrode. Die Leistungsprimärwicklung, die Rückkopplungssteuerwicklung und der Transistor sind zwischen den Gleichstromeingangsklemmen in Reihe geschaltet, so daß das normale Leiten des Transistors einen Fluß längs des magnetischen Hauptweges in einer ersten Richtung und das Speichern von magnetischer Energie bewirkt, während ein Nichtleiten bewirkt, daß der Hauptfluß zusammenbricht, magnetische Energie freigesetzt wird und ein hoher Spannungsstoß erzeugt wird.

Die zweite und die dritte Rückkopplungswicklung sind in Reihe zwischen die Steuerelektrode und die gemeinsame Elektrode geschaltet, wobei die erste Wicklung so gerichtet angeschlossen ist, daß das Leiten des Transistors verstärkt wird, während die andere Wicklung so gerichtet angeschlossen ist, daß das Leiten des Transistors verringert wird, wenn der Fluß in dem magnetischen Hauptweg in der ersten Richtung zunimmt. Die beiden Wicklungen liegenbezüglich des den Kraftlinienweg niedriger Reluktanz umgebenden Flusses in derselben Richtung. Die drei Rückkopplungswicklungen bilden somit einen Stromwandler, der für eine Rückkopplung in einer Richtung sorgt, in der das Lei-

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ten des Verstärkungselements verstärkt wird, wenn der Hauptfluß in der ersten Richtung zunimmt, bis die Sättigung des ersten Zweiges eine weitere Stromwandlerwirkung verhindert. Wenn die Sättigung des ersten Zweiges auftritt, die eine weitere Induktion in der zweiten Rückkopplungswicklung verhindert, wird in der dritten Rückkopplungswicklung eine Spannung so gerichtet induziert, daß der Transistor abgeschaltet wird.

Schließlich sind passive Einrichtungen vorgesehen, die das Verstärkungselement vor dem induktiven Stoß und der Energie schützen, die freigesetzt wird, wenn das Verstärkungselement abgeschaltet wird. Ein Kondensator ist eine solche passive Einrichtung und eine weitere umfaßt eine Diode, die benutzt wird, um Energie zu der Stromversorgung oder zu der Belastung zurückzuleiten.

Wenn die passive Schutzeinrichtung ein Kondensator ist, der zu der Induktionsspule parallel geschaltet ist, um einen LC-Schwingkreis zu bilden, speichert der Kondensator von der Induktionsspule freigesetzte Energie, wenn der Transistor abgeschaltet wird, und leitet die Energie zu der Induktionsspule zurück, um den Transistor nach einer geeigneten Verzögerung wieder einzuschalten, um den Regenerativzyklus fortzusetzen. Der Transistoreinschaltmechanismus beinhaltet das Aufladen des Kondensators aus der induktiven Entladung und dann das Entladen des Kondensators über die Induktionsspule, die die Transistorausgangsübergangszone in Vorwärtsrichtung betreibt, wobei ein anomales Vorwärts- oder Durchlaßleiten erzeugt wird. Anomales Vorwärtsleiten ergibt eine Rückwärtsmagnetisierung um den Kraftlinienweg niedriger Reluktanz, durch die in regenerativem Sinn freisetzbare Energie gespeichert und eine gespeicherte Ladung in dem Transistor erzeugt wird. Diese führen zum normalen Leiten des Transistors, wenn die normale inverse Kollektorspannung am Ende der kapazitiven Entladung wieder hergestellt wird.

Als eine weitere Transistorschutzmaßnahme während einer anomalen Vorwärtsleitung ist eine erste Diode vorgesehen, die zu der

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Basis- und der Emitterelektrode des ersten Transistors parallel geschaltet ist.

Zur Rauschimmunität sind eine zweite Diode und ein Kondensator vorgesehen. Die zweite Diode ist in demselben Sinn wie die erste Diode in Reihe geschaltet und beide Dioden sind zu der Basis- und der Emitterelektrode des ersten Transistors parallel geschaltet. Der Kondensator ist zu der zweiten Diode parallel geschaltet und hat eine ausreichende Kapazität, um eine in Sperrichtung gepolte Gleichstrcmvorspannung anzulegen, nachdem der Regenerativzyklus hergestellt ist.

Schwingungen können durch einen Gleichstrommechanismus in Gang gesetzt werden, der einen zwischen eine Gleichstromquellenklemme und die Basiselektrode geschalteten Widerstand enthält. Außerdem können Schwingungen durch einen Triggerimpuls in Gang gesetzt werden, der an eine einen der Zweige umgebende Ingangsetz- oder Startwicklung oder an die Basiselektrode angelegt wird.

Der Wechselrichter kann zwar freilaufend (selbstgeführt) arbeiten, er kann aber auch nichtfreilaufend (frendgeführt) arbeiten. Ein nichtfreilaufender oder angesteuerter Betrieb wird durch engeres Koppeln der Belastung und anschließendes Anlegen eines Triggerimpulses, um den Transistor jedesmal dann einzuschalten, wenn das Leiten erwünscht ist, erzielt.

Mehrere Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigt

Fig. 1 ein Schaltbild eines Wechselrichters mit

einem Transistor in selbsterregender, freilaufender Sperrschwingeranordnung sowie mit einem Transformator, der einen gelochten Kern hat, durch den Steuerwicklungen zum Erleichtern des optimalen

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Schaltens des Transistors hindurchgeführt sind;

Fig. 2A eine vereinfachte Darstellung des in

der Ausführungsform von Fig. 1 benutzten Transformators, der Feldbeziehungen innerhalb desselben und der unmittelbaren elektrischen Verbindung mit demselben;

Fig. 2B einen Schnitt durch das Loch/

Fig. 3 eine Darstellung von Kurven, die zur

Erläuterung der Betriebsweise des selbsterregenden, freilaufenden Sperrschwingers von Fig. 1 von Nutzen sind;

Fig. 4 ein Schaltbild eines Wechselrichters

mit einem einzigen Transistor in einer freilaufenden Sperrschwingeranordnung unter Verwendung eines getriggerten Ingangsetzens ;

Fig. 5 ein Schaltbild eines Wechselrichters mit

einem einzigen Transistor in einer wiederholt getriggerten Sperrschwingeranordnung;

Fig. 6 ein Schaltbild eines Steuernetzwerks,

das bei dem Sperrschwinger von Fig. 4 verwendbar ist und in dem ein getriggertes Ingangsetzen vorgesehen ist und der Freilaufzustand durch ein Gleichstromsteuersignal aus- oder einmoduliert wird.

Fig. 7 ein Schaltbild eines getriggert arbeiten-

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den Sperrschwingers in Klemmschaltung und

Fig. 8 ein Schaltbild eines getriggert arbei

tenden Rücklauf- oder Rückführungsgenerators.

Fig. 1 zeigt einen neuen freilaufenden, selbsterregten Sperrschwinger, der zwischen eine Gleichstromquelle und eine Belastung geschaltet ist, wobei der Sperrschwinger die Funktion einer statischen Wechselrichtung erfüllt. Die Gleichstromquelle enthält eine Wechselstromquelle mit 120 V, 60 Hz, deren Klemmen bei 11 gezeigt sind, eine Sicherung 13, einen Vollwegbrückengleichrichter 12 und einen Filterkondensator 16. Die Wechselstromversorgungsklemmen 11 sind über die Sicherung 13 mit den Wechselstromeinganqsklemmen des Brückengleichrichters 12 verbunden, der einen vollweggleichgerichteten Gleichstrom an der positiven Ausgangsklemme 14 und der negativen Ausgangsklemme 15 liefert. Die negative Ausgangsklemme 15 ist als Masse festgelegt und die positive Ausgangsklemme 14 ist mit einer Klemme des Filterkondensators 16 verbunden. Die andere Kondensatorklemme ist mit Masse verbunden. Die gefilterte Gleichspannung, die typischerweise 155 V beträgt und an den Brückenausgangsklemmen 14 und 15 erscheint, wird an den neuen Wechselrichter angelegt, um ihn zu speisen. Die Belastung für den Wechselrichter ist an der Stelle 32 gezeigt. Die Belastung kann, wie dargestellt, eine unabhängige Masse haben. Sie hat eine Gleichstromimpedanz von 12 Ohm und verbraucht 100 Watt bei 40 kHz. Der Wechselrichter vervollständigt die Figur.

Der neue Wechselrichter enthält einen Leistungstransistor 17, einen Leistungstransformator 18 und mehrere Schaltungselemente 19, 20, 21, 22, 30, 31, die dem Starten und Steuern des Transistors 17 zugeordnet sind, wobei die Kombination als selbsterregter, freilaufender Sperrschwinger arbeitet.

Der geometrische Aufbau des Leistungstransformators 18 und seine unmittelbaren elektrischen Verbindungen sind am besten in

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den Fig. 2A und 2B ersichtlich. Der Transformator hat einen Kern mit fünf zugeordneten Wicklungen 25-29. Der Ferritkern 23 umfaßt zwei C-Kerne, die in einer geschlossenen Anordnung zusammengefügt sind und den Hauptmagnetflußweg bilden. Ein Luftspalt auf einer Seite (oder auf beiden Seiten) führt eine zusätzliche lineare Reluktanz in den Hauptmagnetflußweg ein. Die Anordnung hat eine beträchtliche Streuinduktivität von der Primärwicklung zur Sekundärwicklung. Ein Loch 33 ist in einem Schenkel eines C-Kerns versetzt von jeder Verbindungsstelle vorgesehen. Das Loch unterteilt den Kernquerschnitt in zwei festgelegte Zweige 34, 35. Das Nichtvorhandensein einer Verbindungsstelle gestattet einen geschlossenen Flußweg niedriger Reluktanz um das Loch - ein faktisches Toroid. Das Loch 33 hat zwar einen rechteckigen Querschnitt, es kann aber auch kreisförmig oder andersförmig sein, da die Querschnittsform unkritisch ist. Vorzugsweise ist es klein, um einen ausreichenden Kernquerschnitt aufrechtzuerhalten, es ist aber groß genug, damit die notwendigen Wicklungen 27, 28, 29 eingeführt werden können.

Der Luftspalt führt eine zusätzliche lineare Reluktanz in den Hauptmagnetflußweg ein, um die Versetzung aufgrund der Gleichstromsteuerung zu minimieren. Er reduziert außerdem die Remanenz, wodurch, wenn nötig, mehr induktive Energie zur Kommutierung verfügbar gemacht wird.

Der Leistungstransformator hat eine Primärwicklung 25 und eine Sekundärwicklung 26, die für eine wirksame Leistungsübertragung mit beträchtlicher Streuinduktivität sorgen. Die Primärwicklung 25 besteht aus fünfzig Windungen, die auf den linken Schenkel des Kern gewickelt sind und den vollen Kernquerschnitt umschließen. Wenn in der Primärwicklung ein Strom fließt, erzeugt er einen Fluß um den Hauptmagnetflußweg einschließlich der beiden Zweige an dem Loch 33. Die Leistungssekundärwicklung 26 besteht aus fünfundzwanzig Windungen, die auf den rechten Schenkel des Kerns über der einen Luftspalt aufweisenden Verbindungsstelle gewickelt sind. Sie umschließt ebenfalls den

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vollen Kernquerschnitt und ist mit dem Fluß gekoppelt, der um den Hauptmagnetflußweg fließt. Die Anordnung einer Primär- und einer Sekundärwicklung auf entgegengesetzten Schenkeln des Kerns und die Kernproportionen sind so gewählt, daß eine erhöhte Streuinduktivität von der Primärwicklung zur Sekundärwicklung erzeugt wird, wobei es sich um eine Eigenschaft handelt, die bei dem Ausbilden eines großen induktiven Spannungsstoßes von Nutzen ist, welcher bei der Kommutierung des Sperrschwingers nützlich ist.

Der Leistungstransformator hat drei Rückkopplungswicklungen 27, 28, 29, die das Leiten des Transistors entweder unterstützen oder dem Leiten entgegenwirken können, je nach dem Sättigungszustand eines Zweiges an dem Loch 33. Die Wicklung 27 ist die primäre Rückkopplungswicklung, die eine Steuerfunktion erfüllt, und die Wicklungen 28 und 29 sind sekundäre Rückkopplungswicklungen. Alle drei Rückkopplungswicklungen haben wenige Windungen, typischerweise eine oder zwei, und jede ist durch das Loch 33 so hindurchgeführt, daß jede nur einen Zweig des Loches umschließt. Die primäre Rückkopplungssteuerwicklung 27 bewirkt, daß ein Fluß um den Weg niedriger Reluktanz um das Loch 33 herumfließt. Wenn dieser Fluß mit dem Hauptfluß kombiniert wird, wird der Zweig, in welchem sich die beiden Flüsse addieren (der Zweig 34 in Fig. 2A) in der normalen Leitungsphase des Sperrschwingers gesättigt. Der andere Zweig (der Zweig 35 in Fig. 2A), in welchem die Flüsse entgegengesetzt gerichtet sind, wird gewöhnlich nie gesättigt werden. Welcher Zweig gesättigt wird, ist durch die Richtung der Rückkopplungssteuerwicklung 27 festgelegt, und der Punkt, an welchem die Sättigung auftritt, ist durch das Windungsverhältnis und die Impedanz in dem Steuerkreis festgelegt. Die Rückkopplungswicklungen 28 und 29 umgeben die Kernzweige 34 bzw. 35 und sind so in Reihe geschaltet, daß sie die Figur einer Acht bilden, wie es in Fig. 2B zu erkennen ist. Diese Anordnung und die gegenseitige Verbindung der Sekundärwicklungen 28 und 29 bewirken, daß Spannungen in derselben Richtung induziert werden, wenn der Fluß um das Loch 33 fließt. Die primäre Steu-

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erwicklung 27 und die Rückkopplungswicklungen 28 und 29 bilden somit einen Stromwandler mit einer Primärwicklung mit einer Windung und einer Sekundärwicklung mit zwei Windungen, was zur Folge hat, daß der Strom in der sekundären Rückkopplungswicklung ungefähr halb so groß ist wie der in der primären Rückkopplungswicklung. Sollte der Zweig 34 oder jeder Zweig für diesen Zweck gesättigt werden, wird der Weg niedriger Impedanz für den Fluß um das Loch im wesentlichen unterbrochen, das faktische Toroid wird zerstört und die Stromwandlerrückkopplungswirkung hört auf. Die Rückkopplungswicklungen 28 und 29 sind so ausgelegt, daß sie das Leiten beeinflussende Spannungen induzieren, die zur Transistorsteuerung geeignet sind, wenn sich der Hauptfluß in den Kernzweigen 34 und 35 ändert. Wenn angenommen wird, daß kein Zweig gesättigt ist, wird durch einen zunehmenden Hauptfluß eine Spannung in einer Richtung in der Wicklung 28 und in der entgegengesetzten Richtung in der Wicklung 29 induziert, da beide in entgegengesetztem Sinn gewickelt sind. Da sie in Reihe geschaltet sind, können sich die beiden entgegengesetzten Spannungen aufgrund des zunehmenden Hauptflusses im wesentlichen aufheben, insbesondere wenn das Loch 33 in der Mitte angeordnet ist und die Zweige 34, 35 symmetrisch sind. Sollte der Zweig 34 in Sättigung gehen, werden in der Wicklung 28 keine weiteren Spannungserhöhungen auftreten. Wenn der Hauptfluß zunimmt, wird jeder zusätzlichen Spannung, die in der anderen Rückkopplungswicklung 29 gebildet wird, nicht entgegengewirkt.

Die Rückkopplungswicklungen 28 und 29 sind, wie noch erläutert werden wird, mit den Eingangselektroden des Leistungstransistors 17 in derartigem Sinn verbunden, daß die Stromwandlerwirkung auftritt, wenn der Transistor normal leitet und bevor die Sättigung des Zweiges 34 eine das Leiten unterstützende oder regenerative Rückkopplung (Mitkopplung) erzeugt. Nachdem der erste Zweig 34 gesättigt ist, ist die Rückkopplung aufgrund der Wicklung 29 dem Leiten entgegenwirkend oder regenerativ (Gegenkopplung). Diese beiden Mechanismen sind für eine wirksame Steuerung des Transistors 17 im Sperrschwinger-

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betrieb von Nutzen.

Die Wicklungen und Schaltungselemente des Wechselrichters sind folgendermaßen miteinander verbunden: Der Weg für den Eingangsgleichstrom zu dem Wechselrichter umfaßt in Reihe die Transformatorprimärwicklung 25, die primäre Rückkopplungssteuerwicklung 27 und den Transistor 17. Der Kollektor des Transistors 17 ist über die in Reihe geschaltete Wicklungen 25 und 27 mit der positiven Brückenklemme 14 verbunden, an der die Versorgungsspannung +V erscheint. Der Emitter des Transistors 17 ist ebenso wie die negative Klemme 15 der Brücke mit Masse verbunden, wodurch der Primärstrompfad geschlossen wird. Aufgrund der Reihenschaltung ist der Primärstromfluß von dem Leitungszustand des Transistors 17 abhängig. Intermittierendes Leiten des Transistors 17 bewirkt einen intermittierenden Primärstromfluß in der Primärwicklung 25, eine entsprechende Änderung des Flusses in dem Kern 23 und ein entsprechendes Induzieren einer Wechselspannung in der Sekundärwicklung 26. Die Belastungswicklung 26 ist, wie weiter oben erwähnt, mit der Primärwicklung 25 wegen der Anordnung der Primärwicklung und der Sekundärwicklung auf von einander entfernten Schenkeln des Magnetkerns 23 und der Kernanordnung lose gekoppelt. Ein Kondensator 31 liegt zu der Primärwicklung 25 parallel und bildet einen Parallelschwingkreis. Der Kondensator 31 absorbiert, wie weiter unten noch näher dargelegt, einen Teil der Energie, die freigesetzt wird, wenn der Primärstrom in dem Transformator 18 durch Nichtleiten des Transistors freigesetzt wird, und schützt somit den Transistor vor unmittelbaren Beanspruchungen und hilft beim Wiederingangsetzen zu einem späteren Zeitpunkt.

Weiter ist in der Schaltungsverbindung des Wechselrichters die Basis des Transistors 17 mit einem Ingangsetz- und Steuernetzwerk verbunden, das aus den übrigen Schaltungselementen besteht: einem Widerstand 30, Dioden 19 und 20, den sekundären Rückkopplungswicklungen 28 und 29, einem Widerstand 21 und einem Kondensator 22. Der Widerstand 30 ist zwischen die positive Brük-

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kenklemme 14 und die Basis des Transistors 17 geschaltet. Die Transistorbasis ist außerdem mit der Katode der Diode 19 verbunden, deren Anode mit der Katode der Diode 20 verbunden ist. Die Anode der Diode 20 ist mit Masse verbunden. Der Widerstand 21, die Sekundärwicklung 28 und die Sekundärwicklung 29 sind in der angegebenen Reihenfolge in Reihe zwischen die Katode und die Anode der Diode 19 geschaltet. Der Kondensator 22 ist zu der Diode 20 parallel geschaltet.

Die Transistorstartschaltung kann als primär aus dem Widerstand 30 und sekundär aus den der Basiselektrode des Transistors 17 zugeordneten Dioden 19 und 20 bestehend aufgefaßt werden. Der Widerstand 30 hat einen großen Wert (270 kQ ), der so gewählt wird, um das Fließen eines Stroms von 0,5 mA von der positiven Brückenklemme 14 in den Basiskreis zu gestatten. Der Strom fließt am Anfang in den Kondensator 22. Wenn der Kondensator 22 auf das Vorwärtsleitungs- oder Durchlaßpotential des Basis-Emitter-Ubergangs aufgeladen ist, hört der Strom in den Kondensator auf und der Stromfluß in die Basis beginnt. Das Wegleiten jeglichen weiteren Stroms von der Basis während des Ingangsetzens wird durch die Diode 20 verhindert, die so gepolt ist, daß sie dieser Richtung des Stromflusses entgegenwirkt, und durch den Kondensator 22, der einen Gleichstrom:? luß blokkiert, wenn er aufgeladen ist.

Der Arbeitspunkt des Transistors 17 und insbesondere sein Basis-Emitter-Potential wird durch den in Verbindung mit der Diode 20 arbeitenden Kondensator 22 eingestellt. Nach dem Ingangsetzen und im normalen Betrieb wird der Kollektor-Basis-Ubergang des Transistors 17 bei den periodischen negativen Schwingungen der Transformatorprimärspannung in Vorwärtsrichtung betrieben. In diesem Zustand wird Strom von Masse über die Dioden 19 und 20 gezogen, der die nicht an Masse liegende Klemme des Kondensators 22 negativ gegen Masse auflädt. Der Kondensator hat eine ausreichende Kapazität, um diese Ladung von Periode zu Periode zu behalten, und legt eine Gleichstromvorspannung von ungefähr -0,7 V an die Basis des Transistors 17 an. Diese negative Vorspannung gewährleistet den Ausschalt- oder Sperrbetrieb

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des Transistors während des Rücklaufs, ist aber oft fakultativ.

Die primäre Rückkopplungssteuerwicklung 27, die gemeinsam mit den sekundären Rückkopplungswicklungen 28 und 29 wirkt, sorgt für eine gesteuerte Rückkopplung, die zusammen mit anderen Schaltungsparametern die Bedingungen für das Schwingen des Sperrschwingers schafft. Darüber hinaus optimiert sie die an den Transistoreingangselektroden vorgenommene Steuerung derart, daß der Schaltwirkungsgrad mit einer minimalen Beanspruchung des Transistors 17 maximiert wird.

Der Sperrschwinger von Fig. 1 geht in einem normalen Schwingungsbetriebszyklus durch vier Phasen.Die kennzeichnenden Merkmale dieser Phasen sind in Form von drei Kurven in Fig. 3 gezeigt, auf die bei der weiteren Beschreibung Bezug genommen wird. Das Einsetzen des Schwingens ist anomal, da Energie nicht auf die Energiespeicherelemente verteilt wird, und beginnt mit einem Aufbauen normalen Leitens in dem Transistor 17. Das entspricht am besten der Phase II.

Während des normalen Leitens des Transistors (der Eingangsübergang wird in Vorwärtsrichtung betrieben und die Kollektor-Emitter-Spannung ist ausreichend niedrig, um eine "Sättigung" und eine geringere Stromverstärkung zu verursachen - die Richtung des Kollektorstromflusses ist aber normal), das der Phase II entspricht, fließt der Wechselrichterprimärstrom in Reihe durch die Transformatorprimärwicklung 25, tritt an der mit einem Punkt versehenen Klemme aus und geht in die Kollektorelektrode. Gemäß Fig. 2 erzeugt, wenn ein Stromfluß in der Primärwicklung 25 einen primären Magnetisierungsfluß um den Kern 2 3 (bei Betrachtung der Vorderseite des Kerns) erzeugt, die primäre Rückkopplungssteuerwicklung 27, die nach oben durch das Loch 33 geht, einen Fluß im Gegenuhrzeigersinn um das Loch 33 (wenn abwärts auf den oberen Schenkel des Kerns geblickt wird). Der Hauptfluß und der Steuerfluß addieren sich in dem Zweig 34 auf der Vorderseite des Loches 33 und subtrahieren sich in

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dem Zweig 35 auf der Rückseite des Loches, so daß ein großer Fluß in dem Zweig 34 und ein kleiner Fluß in dem Zweig 35 erzeugt wird. Die Sekundärwicklung 28 ist, wie oben angegeben, um den Zweig 34 angeordnet, während die Sekundärwicklung 2 9 um den Zweig 35 angeordnet ist. Bezüglich des Hauptflusses subtrahieren sich die in den Wicklungen 28 und 29 induzierten Spannungen und heben einander im wesentlichen auf, um ein vernachlässigbares Ausgangssignal zu erzeugen. Bezüglich des Steuerflusses addieren sich die induzierten Spannungen und erzeugen die regenerative Stromwandlerwirkung, die weiter oben beschrieben worden ist. Während der Periode, in der der Kollektorstrom ansteigt und der Zweig 34 noch ungesättigt ist, liegt eine wesentliche regenerative Stromrückkopplung an der Basiselektrode des Transistors 17 an. Der Mechanismus ist vor allem eine Stromwandlerwirkung mit einem Abschluß niedriger Impedanz an der Wicklung 28 in bezug auf die Quellenimpedanz. Die sekundäre Rückkopplungswicklung 28 ist mit der sekundären Rückkopplungswicklung 29 und dem Kondensator 22, zu dem die Diode 20 parallel geschaltet ist, zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors 17 in Reihe geschaltet. Während der Phase II sind beide Wicklungen 28 und 29 aktiv und der Kondensator und die Diode 20 bilden für den in den Wicklungen 28 und 29 induzierten Strom einen Weg niedriger Impedanz zu dem Emitter. Die Wicklungen sind so gepolt, daß der Basisstrom ansteigt, wenn der Kollektorstrom ansteigt, und erzeugen einen im wesentlichen linearen Anstieg des Kollektorstrbms. Die Wirkung ist regenerativ und der Transistor leitet den Primärstrom, der durch die Induktivität des Transformators und die angelegte Spannung verlangt wird. Wenn der Fluß in dem Zweig anwächst, geht dieser Zweig in Sättigung und die regenerative Stromrückkopplung oder Strommitkopplung hört auf.

Das Aufhören der Mitkopplung in der Wicklung 28 leitet die Phase III ein, an deren Ende das Leiten des Transistors aufhört. Unter dem Einfluß der angelegten Spannung, der Induktivität und des Vorhandenseins der gespeicherten Ladung wird der Kollektorstrom über die Sättigung des ersten Zweiges hinaus weiter an-

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steigen, sogar nachdem die regenerative Ansteuerung aufgehört hat. Wenn die Sättigung des Zweiges 34 erfolgt ist, müssen Zunahmen in dem Hauptfluß nun in den zweiten Zweig 35 fließen und es wird eine Rückkopplungsspannung in der Wicklung 29 induziert (der keine in der Wicklung 28 induzierte Spannung entgegenwirkt). Die Wicklung 29 ist mit der Basiselektrode in der Schaltung so verbunden, daß die Kollektorstromleitung verringert und ein degenerativer Effekt oder Gegenkopplungseffekt erzielt wird. Diese Bedingungen ergeben eine Spannungstransformation zwischen den Wicklungen 25 und 27, die als Primärwicklung wirken, und der Wicklung 29, die als Sekundärwicklung wirkt. Die Sättigung des Zweiges 34 verhindert das Fließen eines Flusses um das Loch 33 und vergrößert die Reluktanz für den durch die Wicklung 27 erzeugten Fluß. Die Auswirkung des Flusses aufgrund der Wicklung 27 kann in Anbetracht ihrer proportional wenigen Windungen gegenüber der Primärwicklung 25 normalerweise vernachlässigt werden. Im Idealfall addiert sich der Fluß aus der Wicklung 27 zu dem Hauptfluß in dem ungesättigten Zweig und erhöht die effektiven Windungen um eine Windung. Die Wicklung 28 ist mit der Wicklung 29 zwar noch in Reihe geschaltet, bei Annahme einer vollen Sättigung des Zweiges 34 wird aber keine weitere Spannung in der Wicklung 28 induziert und sie dient als eine Verbindung niedriger Impedanz für die in der Wicklung 29 induzierte Spannung zu dem Basiskreis des Transistors 17. Wenn die Spannungswandlerwirkung auftritt, kann die Intensität der angelegten degenerativen Spannung durch den in Reihe geschalteten kleinen Widerstand 21 gesteuert werden. Unter dem Einfluß der sekundären Rückkopplungswicklung 29 betreibt die Basissteuerspannung den Eingangsübergang in Sperrichtung. Nachdem die gespeicherte Ladung entfernt worden ist, hört das herkömmliche Transistorleiten auf. Der Widerstand 21 bestimmt die Schnelligkeit des Abschaltens.

Bei nichtleitendem Transistor 17 beginnt die Phase IV oder die Rücklaufphase des regenerativen Zyklus. In dem Zeitpunkt vor dem Abschalten ist der Kondensator 31 auf das Gleichstromquellenpotential aufgeladen, d.h. an einer Kondensatorklemme liegt

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V , die andere Kondensatorklemme liegt geringfügig über dem

Massepotential/ da der Transistor 17 leitend ist, und der Strom in der Induktionsspule wird bei einem Maximum in den Transistor geleitet, das zu dem Potential B+ direkt proportional, zu der Induktivität umgekehrt proportional und zu der Dauer der vorangehenden Leitungsperiode direkt proportional ist:

^(Vcc) ^ΔΤ

In dem Zeitpunkt T., in welchem der Transistor nichtleitend wird, wird die in dem Schwingkreis gespeicherte Energie frei und kann in sinusförmiger Weise mit einer durch das Produkt LC bestimmten Frequenz und mit einer durch die Anfangsbedingungen und die Schaltungsverluste festgelegten Amplitude wechseln. An dem Mittelpunkt des RücklaufIntervalls (T₂) erreichen die mit dem Kollektor verbundene Klemme der Induktionsspule und der Kondensator das höchste positive Potential (+500 V) in bezug auf V und der Strom von der V -Quellenklemme in die

OO CG

Induktionsspule geht durch null. An diesem Punkt dreht sich der Stromfluß um und der Strom fließt nun in die Induktionsspule und zu der Klemme V . Der Stom in dem Schwingkreis erreicht ein umgekehrtes Maximum am Ende der Phase IV (Tj, wobei der K
Phase IV.

bei der Kondensator auf V aufgeladen ist, wie am Beginn der

O C

Die Phase I wird eingeleitet, wenn die Kollektorspannung versucht, in den mit Bezug auf Massepotential negativen Bereich zu schwingen, wobei der Kollektor-Dasis-Ubergang in Durchlaßrichtung vorgespannt wird. Der Transistor, der in der Phase IV in Ruhe ist, leitet nun in umgekehrter Richtung und klemmt den Schwingkreis auf ein Potential nahe dem Massepotential. Der Weg zur Masse enthält die in Reihe geschalteten Dioden 20 und 19,die für einen unbehinderten Stromfluß für negativen Strom gepolt sind und den Eingangsübergang des Transistors 17 und die Reihenschaltung aus den Wicklungen 28, 29 und den Kondensator 22 überbrücken. (Die Diode 19 schützt den Emitter-Ba-

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sis-übergang des Transistors 17 vor einem Durchbruch während der Periode negativen Stromflusses.) Die drei in Durchlaßrichtung vorgespannten übergänge verhindern, daß der Kollektor um mehr als drei Diodenspannungsabfälle unter das Massepotential abfällt, und das Kollektorpotential wird effektiv auf diesen Wert geklemmt. Der Strom i/.» in der Induktionsspule, der bei einem negativen Maximum I- beginnt, wird sich nun unter dem

Einfluß von V und L allmählich umkehren: cc

- ¹T₃

Unter dem Energiegesichtspunkt erzeugt bei dem übergang in den Rücklauf (T1) der maximale Stromfluß aus der Vorspannungsquelle V in die Induktionsspule ein Magnetfeld in der Induktionsspule,das gespeicherte Energie darstellt.Das Aufhören des Leitens, d.h. des Durchlaßzustandes des Transistors gestattet, die in dem Magnetfeld gespeicherte Energie in einen Strom umzuwandeln, der in den Kondensator fließt und ihn auflädt. Der Kondensator erreicht das volle Potential im Zeitpunkt T₃, in welchem die in dem Kondensator gespeicherte Energie beginnt, zurück in die Induktionsspule zu fließen, wobei ein maximaler Strom in umgekehrter Richtung erreicht und in Verbindung damit ein energiespeicherndes Magnetfeld zur Zeit T, erzeugt wird. Während der Phase IV ist der Transistor in Ruhe und entnimmt keine Energie. Die Belastung jedoch, die lose gekoppelt ist, entzieht Energie und Schaltungsverluste in dem Schwingkreis entziehen etwas mehr Energie.

Die zu der Induktionsspule zur Zeit T₃ zurückgeführte Energie wird nun benutzt, um den Transistor zu veranlassen, in einer zur normalen Richtung entgegengesetzten Richtung zu leiten, wobei es sich um einen Prozeß handelt, durch den eine gespeicherte Ladung in dem Transistor erzeugt und der Transistor über die Phase I in die Phase II gebracht wird. Während des anomalen Kollektorstromflusses in der Phase I gibt der Kern, der in einen umgekehrten magnetischen Zustand versetzt worden ist, Energie

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frei, um zu versuchen, den Anfangsstrom (-1 ,) aufrechtzuerhalten. Dieser Strom, der durch die Wicklungen 27, 28 fließt, veranlaßt den Fluß um das Loch 33, in eine Richtung umzuschalten, die zu der in den Phasen II und III entgegengesetzt ist. Diese Flußumschaltung erzeugt eine Gegen-EMK, die in dem Zusammenbruch des Hauptkernflusses überwunden werden muß, der etwas von der in der Induktionsspule gespeicherten Energie verbraucht. Während der Phase I tritt außerdem ein gewisser Energieverlust aufgrund des Vorhandenseins der Belastung auf, die zweckvoll lose gekoppelt ist. Am Ende der Phase I hat der umgekehrte oder Sperrstromfluß gespeicherte Ladungsträger in dem Transistorübergang deponiert, die nach der Beendigung der Phase I vorübergehend bleiben, um das Erneuern des regenerativen Zyklus zu gewährleisten. Bei dem Durchgang des Stroms durch null (T.) beginnt der Transistor normal durchzulassen, wobei er durch die in dem übergang gespeicherte Ladung unterstützt wird, und die Schaltung geht wieder in die Phase II, in der ein voller regenerativer Vorgang stattfindet. Ein letzter, aber wesentlich weniger bedeutsamer Faktor, der die Kommutierung und das Fortsetzen des Freilaufbetriebes begünstigt, ist die Gleichstromvorspannung in Durchlaßrichtung, die an dem Eingangsübergang über den Widerstand 30 anliegt.

Die Schwingungen, die durch eine voll belastete Schaltung erzeugt werden, sind in Fig. 3 dargestellt und können benutzt werden, um die Arbeitsweise zu rekapitulieren. Die Kollektor-Emitterspannung V , der Kollektorstrom I und der Basis-

ce _c

strom I, sind über einer gemeinsamen Zeitskala aufgetragen. Die vier Phasen sind längs der untersten Abszisse angegeben, während die Zeitpunkte T. bis T₅ längs des oberen Randes angegeben sind. Das Diagramm zeigt, daß die Phase I durch die scharfe Verringerung der Kollektorspannung auf eine stetige negative Spannung von ungefähr -2,1 V eingeleitet wird. Der Kollektorstrom springt während dieser Periode steil auf einen negativen Wert und fällt dann allmählich durch null ab. Der Basisstrom spiegelt den Kollektorstrom in umgekehrter Richtung

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wider, da der Basisstrom und der Kollektorstrom gleich sind. In der Phase II beginnt das normale Arbeiten des Transistors, bei dem der Transistor normalerweise leitend ist und das Kollektorpotential einen kleinen positiven Wert annimmt. Während der Phase II nimmt der Kollektorstrom im wesentlichen linear zu. In der Phase II steigt der Basissteuerstrom, der zu dem Kollektorstrom aufgrund der Stromwandlerwirkung proportional ist, ebenfalls proportional zu dem Kollektorstrom an. In der Phase III bleibt die Kollektorspannung auf einem kleinen positiven Wert, während der Kollektorstrom weiter bis deutlich in die Phase III ansteigt und dann steil abzufallen beginnt. In der Phase III beginnt die Basisansteuerung bei einer hohen Durchlaßvorspannung und beginnt sofort auf null abzufallen und kehrt sich dann in eine starke Sperrvorspannung in der Nähe der Mitte der Phase um, wobei sich die Umkehr fortsetzt, bis die Phase beendet ist. Die Umkehr des Basisstroms sperrt den Transistor vollständig, beendet die Phase III und leitet die Phase IV ein. In der Phase IV beginnt eine starke positive induktive Schwingung in der Kollektorspannung, die sich bis zu der Spitzenspannung in der Mitte der Phase (T) fortsetzt und dann auf null absinkt, wenn die Phase IV endet und die Phase I beginnt. Mit dem Start der Phase I wiederholt sich der Zyklus.

Die Fig. 1 und 2 zeigen eine Ausführungsform eines sich selbst erregenden und freilaufenden Sperrschwingers, der zum Speisen einer Belastung von 100 W bestimmt ist und eine 40 kHz-Quelle erfordert. Die tatsächlichen Schaltungselemente und Transistorbemessungsparameter sind in den beiden Figuren angegeben.

Die beschriebene Schaltung ist sowohl freilaufend als auch selbsterregend. Der Freilaufzustand wird durch Energiemanagement erreicht. Insbesondere ist die Belastung lose über eine lose gekoppelte Sekundärwicklung gekoppelt/ die entfernt von der Primärwicklung angeordnet ist und gestattet, eine beträchtliche Energie aus dem Rücklaufimpuls zurückzuführen, um den Durchlaßzustand in dem Transistor wiederherzustellen. Das Merk-

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mal der Selbsterregung ergibt sich, wie weiter oben erwähnt, durch den Widerstand 30. Eine lose Belastungskopplung gestattet den hohen positiven Spannungsausschlag, wenn der Transistor in Ruhe ist, ohne daß übermäßig Energie aus dem Schwingkreis entnommen wird. Eine übermäßige Energieentnahme durch die Belastung könnte verhindern, daß sich eine negative Schwingung ergibt, die stark genug ist, um die notwendigen Träger in dem Transistor zum Einleiten der Phase I und zum Gewährleisten des Phase-II-Durchlaßzustandes zu bilden.

Für eine praktische Schaltung, in welcher eine hohe Zuverlässigkeit und niedrige Kosten erzielt werden sollen, ist eine konservative Arbeitsweise des Transistors unerläßlich. Während der übertragung von Energie in die Induktionsspule, wenn der Transistor durch die durch die Rückkopplungswicklung angelegte Basisvorspannung in den Durchlaßzustand gebracht wird, kann der Durchlaßzustand unbehindert fortgesetzt werden, bis der Kern voll gesättigt ist. Der Effekt der vollen Kernsättigung würde die Impedanz zwischen dem Transistor und der Gleichstromquelle scharf verringern und einen hohen Strombeanspruchungszustand in dem Transistor hervorrufen, durch den dessen Betriebslebensdauer stark verringert würde. Die hier beschriebenen Rückkopplungsmaßnahmen verringern die regenerative oder Mitkopplung an einem Punkt, wo der Kern einen vorbestimmten Flußwert erreicht hat, und erzeugen dann, wenn dieser Wert überschritten wird, eine starke degenerative oder Gegenkopplung, die verhindert, daß es jemals zu einer vollen Kernsättigung kommt. Die Rückkopplung kann so programmiert werden, daß sie eine optimale Transistorsperrung ergibt. Die programmierte Sperrung verringert, gekoppelt mit der Rücklaufspannungssteuerung, die in dem nächsten Absatz erläutert ist, die Wahrscheinlichkeit, daß es beim Sperren des Transistorschalters zu einem sekundären Durchbruch in Sperrichtung kommt. Das Endergebnis besteht darin, daß, wenn die Schaltungswerte richtig ausgewählt werden, sowohl der Kern optimiert werden kann, um eine maximale Leistungsabgabe aus einer gegebenen Menge von Kernmaterial zu erzielen,als auch eine maximale Lebensdauer

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für den Transistor bei diesem Wert gewährleistet ist, und zwar frei von der Belastung aufgrund einer vollen Kernsättigung.

Ein zweiter Faktor bei dem Erzielen einer hohen Schaltungszuverlässigkeit bei niedrigen Kosten ist die Art und Weise, in der die in der Induktionsspule während des Durchlaßzyklus gespeicherte Energie daran gehindert wird, übermäßige Potentiale zu erzeugen, so daß der Transistor vor Vorspannungspotentialen geschützt wird, die über den Transistorspannungsnennwerten liegen. In der Ausführungsform von Fig. 1 erfolgt die Energieabzweigung mittels des Kondensators, der die durch die Induktionsspule freigesetzte Energie speichert, wenn das induktive Feld zusammenbricht. Der Kondensator leitet dann einen gewünschten Bruchteil der Rücklaufenergie zu dem Transistor in einem Zustand geringen Durchlasses in einer Richtung zurück, die eine übermäßige Verlustleistung in dem Transistor verhindert, so daß, wenn normale Vorspannungsbedingungen wiederhergestellt sind, der Transistor bereits im Durchlaßzustand und bereit ist, das zyklische Muster ohne Unterbrechung fortzusetzen.

Die selbsterregte, freilaufende Schaltung, die in den Fig. 1 und 2 gezeigt ist, kann so modifiziert werden, daß die Erregung durch Triggern erfolgt, wobei die modifizierte Schaltung freilaufend bleibt. Die modifizierte Schaltung ist in Fig. 4 gezeigt. Sie gleicht der in Fig. 1, mit Ausnahme der Beseitigung des zwischen die positive Brückenklemme 14 und die Basis des Transistors 17 geschalteten Widerstands 30, der für eine Gleichstromerregung sorgt, und des Ersetzens durch eine Ingangsetz- oder Startschaltung, die einen Triggerstartimpuls liefert. Die Triggerstartschaltung ist in dem Block 41 gezeigt und besteht aus einem Diac 42, Widerständen 43, 44, einem Kondensator 45, einem Transistor 46 und einer Startwicklung 47, die durch das Loch 33 des Transistorkerns eingeführt ist. Magnetisch gekoppeltes Triggern gestattet, die Startschaltung 41 von dem Hauptstromkreis zu trennen.

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Das Triggerstartnetzwerk 41 ist ein Kippgenerator, der einen Startimpuls zum Einschalten des Transistors 17 am Beginn des Betriebes oder zum Wiederstarten des Transistors 17 in dem Fall, daß die Schwingungen aufhören, erzeugt und in Ruhe ist, wenn der Transistor 17 normal arbeitet. Der Kippgenerator enthält den Widerstand 4 3 und den Kondensator 45 in Reihenschaltung zwischen der positiven Brückenklemme 14 und Masse. Die Reihenschaltung aus dem Diac 42 und der Startwicklung 47 ist zu dem Kondensator 45 parallel geschaltet. Wenn die Schaltung zum ersten Mal erregt wird, lädt sich der Kondensator 45 über den Widerstand 43 bis zu dem Punkt auf, wo der Diac 42 zündet und den Kondensator 45 über die Startwicklung 47 entlädt. Die Startwicklung 47 ist durch das Loch 33 des Transformatorkerns in derartigem Sinn gewickelt, daß der Transistor 17 eingeschaltet wird. Nachdem der Transistor 17 eingeschaltet ist, wird der Phase-II-Betrieb eingeleitet und Schwingungen allgemein beginnen. Die Triggerschaltung hat einen Löschkreis, in welchem der Transistor 46, die Wicklung 47 und der Widerstand 44 benutzt werden, um das Erzeugen von unerwünschten Triggerimpulsen zu verhindern, wenn der Transistor 17 bereits normal arbeitet. Der Transistor 46 ist zu dem Kondensator 45 parallel geschaltet, sein Emitter ist mit der an Masse liegenden Kondensatorklemme und sein Kollektor ist mit der nicht an Masse liegenden Kondensatorklemme verbunden. Die Basis des Transistors 46 ist über einen großen Widerstand 44 (2OkQ) mit der Verbindung zwischen dem Diac 42 und der Startwicklung 47 verbunden. Nachdem Schwingungen in dem Transistor 17 in Gang sind, wird die Wicklung 47 zu einer Abfühlwicklung,die bewirkt,daß der Transistor 46 einmal in jedem Schwingungszyklus des Transistors 17 durchlassend ist, wodurch der Kondensator 45 daran gehindert wird, sich bis zu dem Punkt aufzuladen, an dem der Diac 42 zündet. Der Transistor 46 unterdrückt somit das Erzeugen von zusätzlichen Triggerstartimpulsen, wenn der Transistor 17 normal arbeitet.

Die Sperrschwingerschaltungen in Fig. 1 und 2 können weiter modifiziert werden, um eine Arbeitsweise sowohl mit getrigger-

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tem Start als auch mit getriggertem Betrieb zu erzielen, wie es in Fig. 5 gezeigt ist. In Fig. 5 gleicht die dem Transistor 17 zugeordnete Schaltungsanordnung der in Fig. 1, mit Ausnahme der Beseitigung des Gleichstromstartwiderstandes 30, der Verkleinerung oder Eliminierung des Kondensators 31 und der Neubemessung des Leistungstransformators, um die Belastung fest mit dem Sperrschwinger zu koppeln. Die feste Kopplung verhindert die Selbstrekommutierung des Transistors und gestattet das Steuern jedes Zyklus durch einen gesonderten Triggerimpuls. Diese Art der Steuerung kann zur Leistungssteuerung benutzt werden. Die feste Kopplung wird erzielt, indem die primäre Leistungswicklung 25 und die sekundäre Leistungswicklung 26 auf denselben linken Schenkel des vollständigen Kerns gewickelt werden. Die Triggerschaltung 41' von Fig. 5 hat dieselbe Diacoszillatoranordnung wie die Anordnung von Fig. 4, die Zeitkonstante ist aber kürzer, damit sich ein Betrieb mit ungefähr 14 kHz ergibt. Der Löschkreis ist ebenfalls beseitigt. In der Anordnung von Fig. 5 ist die Phase I nicht in der zuvor beschriebenen Weise ausgebildet, sondern besteht aus einem extern angelegten Triggerimpuls aus dem Triggeroszillator, der das Einsetzen der Phase II bewirkt, die zur Ausbildung eines vollständigen Zyklus führt. Jeder Zyklus wird in derselben Weise mit jedem Triggerimpuls wiederholt.

Eine Modulationssteuerschaltung/ die aus einem Transistor 61, einer Diode 62 und einer Wicklung 63 besteht, in Fig. 6 gezeigt ist und der Anordnung von Fig. 4 hinzugefügt ist, kann benutzt werden, um den Sperrschwinger zu modulieren. Die oben beschriebene Arbeitsweise bleibt völlig gleich, wenn das Eingangssignal an dem Transistor 61 niedrig ist, d.h. am Anfang erfolgt der Start über die Starttriggerschaltung und dann wird der Sperrschwinger frei laufen. Wenn das Eingangssignal an dem Transistor 61 hoch ist, wird der Sperrschwinger mit dem Transistor 17 direkt in die Phase III übergehen und dann abschalten. Der Emitter des Steuertransistors 61 ist mit der mit einem Punkt versehenen Klemme der Wicklung 63 verbunden, wäh-

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rend der Kollektor über eine Diode 62 mit der nicht mit einem Punkt versehenen Klemme der Wicklung 63 verbunden ist. Wenn ein "hohes" Gleichstromsteuersignal, d.h. ein Gleichstromsteuersignal mit dem Wert H zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors 61 angelegt wird, was den Transistor 61 durchlassend macht, belastet die Wicklung 63 den regenerativen Schenkel des Kerns stark. Das verhindert, daß der Transistor 17 in den regenerativen Zyklus geht, und stoppt den Betrieb. Wenn der Transistor 17 in Ruhe ist, löscht der Transistor 61 den Kippgenerator nicht, der Transistor 17 wird aber am Zünden selbst dann gehindert, wenn Triggerimpulse angelegt werden.

Die Erfindung ist außerdem bei einem getriggerten, angesteuerten Vorwärts stromrichter und/oder geklemmten Sperrschwinger anwendbar. Durch Entfernen des Kondensators 75 in Fig. 7 wird die Anordnung zu einem Vorwärtsstromrichter (forward converter) , in welchem die Rücklaufenergie zu der Gleichstromquelle zurückgeleitet wird. Die passive Einrichtung zum Schutz des Leistungstransistors vor dem potentiellen hohen Spannungsstoß enthält die Diode 74 und eine zusätzliche Wicklung 71. In der Schaltung von Fig. 7 können der Basis- und der Emitterkreis des Leistungstransistors und die Triggerschaltung so wie in Fig. 5 ausgebildet sein. Der Triggeroszillator von Fig. 7 schaltet den Hauptleistungstransistor einmal pro Betriebszyklus in derselben Weise ein, wie es in Fig. 5 gezeigt ist. (Die Schaltung von Fig. 1 kann ebenfalls so modifiziert werden, daß sie freilaufend arbeitet.) Der Kollektorkreis des Transformators von Fig. 7 ist gegenüber der Darstellung in Fig. 5 modifiziert. Insbesondere kann der in Resonanz schwingende Kondensator 31 entfernt werden oder einen kleineren Wert erhalten und eine dritte Wicklung 71 wird hinzugefügt, die mit der Primärwicklung 72 und mit der Sekundärwicklung 73 fest gekoppelt ist. Die drei Wicklungen 71-73 sind zwecks maximaler Kopplung auf demselben Schenkel des Kerns aufeinander (trifilar) gewickelt. Die nicht mit einem Punkt versehene Klemme der Wicklung 71 ist zur Masse geführt und die mit einem Punkt versehene Klemme ist mit der Anode einer Diode verbunden, de-

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ren Katode mit der positiven Brückenklemme 14 verbunden ist. Während des Schwingens bricht, wenn der Leistungstransistor 17 sperrend wird, das durch die Wicklung 72 aufgebaute Feld um die Wicklung 71 zusammen und macht die mit einem Punkt versehene Klemme positiver als die Gleichstromquelle und gestattet, die Energie über die Diode 74 zurück in die Stromversorgung zu leiten. Die Leistungsausgangsschwingung kann die Form einer Schwingung eines geklemmten Sperrschwingers annehmen, wobei sich der Abkappwert aus dem Windungsverhältnis zwischen den Wicklungen 72 und 71 ergibt. Bei einem Windungsverhältnis von eins ist die positive Spannung ungefähr doppelt so groß wie das Gleichstrombrückenpotential. Das Vorhandensein einer Kapazität 75 von ausreichender Größe, um mit der Primärinduktivität in Resonanz zu schwingen, führt dazu, daß aus der Schaltung eine Hybridschaltung aus einem Sperrschwinger und einem Vorwärtswandler wird und als ein geklemmter Sperrschwinger bezeichnet werden kann. Eine kleine Kapazität ist normalerweise in jedem Schaltungsformat erforderlich, um hochfrequente Störungen zu unterdrücken oder um die Anstiegsrate der Spannungsschwingung des Transistors 17 zu reduzieren. Die Rückkopplungswicklungen, die dem Kernloch zugeordnet sind, verhindern eine starke Strombelastung oder einen sekundären Durchbruch in Sperrichtung während des Sperrzustandes. Das Wegleiten von Rücklaufenergie von dem Transistor 17 und ihr Wiedereinleiten in die Gleichstromquelle durch die Diode 74 reduziert die Spannungsbeanspruchung an dem Transistor.

Fig. 8 zeigt die Anwendung der Erfindung bei einem getriggerten, fremdgesteuerten Rücklaufgenerator, der auch als Ringdrosselstromrichter (ring choke converter) bezeichnet wird. Der Rücklaufgenerator unterscheidet sich von den anderen Anordnungen dadurch, daß eine Diode 81 vorgesehen ist, die der Belastung Energie hauptsächlich während des Rücklaufs zuführt. Die Anordnung arbeitet mit einem Triggersignal und mit einer Basissteuerschaltung, ähnlich wie die in Fig. 7 gezeigte. Darüber hinaus kann eine kleine Kapazität im Nebenschluß zu der Leistungsprimärwicklung zur Verringerung von hochfrequenten

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Störungen vorgesehen sein. Der Transformatoraufbau kann der gleiche wie bei der Anordnung von Fig. 7 sein, wobei die Primär- und die Hauptsekundärleistungswicklung gemeinsam auf den am weitesten links befindlichen Schenkel des Kerns gewickelt sind, so daß sie eine maximale gegenseitige Kopplung bewirken. Die Form der Ausgangsschwingung hängt sehr stark von der Größe der Belastung und von dem Tastverhältnis ab und kann ungefähr rechteckig Oder sinusförmig sein. Die dem Loch zugeordneten Rückkopplungswicklungen verhindern, wie in der vorangehenden Anordnung, eine volle Kernsättigung sowie eine hohe Strombeanspruchung oder einen sekundären Durchbruch in Sperrrichtung. Die Entladung des Rücklaufimpulses in die Belastung schützt den Transistor vor den Beanspruchungen, die normalerweise mit der Entladung des Rücklaufimpulses verbunden sind.

Bei den hier beschriebenen Ein-Transistor-Wechselrichtern sind Leistungswerte in der Größenordnung von 100 W vorgesehen, wobei sich deren Bereich bis hinunter zu einigen Watt und bis hinauf zu einem halben Kilowatt erstreckt. In dem 100-Watt-Bereich kann der Leistungstransistor die Form eines billigen Leistungstransistors annehmen, wie er beispielsweise in der Abtastschaltung eines Fernsehempfängers benutzt wird. Billige Leistungstransistoren speichern normalerweise eine beträchtliche Ladung und das Sperren, das durch die nach und nach erfolgende Verringerung in der Mitkopplung und dem Aufbau der Gegenkopplung zum Beendigen des Durchlaßzustandes erfolgt, verhindert, in Verknüpfung mit der unmittelbar bevorstehenden Kernsättigung, daß der Transistor den Kern jemals in die volle Sättigung treibt und sich der sich daiaus ergebenden hohen Strombeanspruchung aussetzt. Die Anordnung gestattet somit das Maximieren der Ausgangsleistung bei einer gegebenen Kerngröße und bei einer gegebenen Transistorleistungsfähigkeit.

Leistungstransistoren haben mehrere verwendbare Betriebsgrenzwerte oder Nennwerte, die ohne einen Verlust an Zuverlässigkeit nicht überschritten werden können. Falls der Rücklauf überschritten wird, kann es zu dem zerstörerischen "Durchgriff"

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kommen. Die Rücklaufspannung wird durch Einstellen des Nebenschlußkondensatorwertes, den Q-Faktor der Schaltung, und die Windungszahl gesteuert. Wenn der Transistor Strom an die Transformatorwicklung abgibt, so besteht, falls der volle Kern gesättigt wird und die Wicklungsimpedanz abfällt, die Gefahr, daß der Strom die maximalen Stromnennwerte überschreitet und eine zerstörerische Verlustwärme verusacht. Eine weitere Gefahr ist die eines sekundären Durchbruches in Durchlaßrichtung, die von dem Einschaltplan abhängt, wenn die Spannung an dem Transistor verringert wird, während der Strom ansteigen kann. Eine weitere Forderung, nämlich die des sekundären Durchbruchs in Sperrichtung, muß eingehalten werden, wenn der Sperrschwinger abgeschaltet wird. Hier ist der Strom abnehmend, die Spannung ist zunehmend und der Basisstrom ist negativ (verglichen mit einer normalen Durchlaßbetriebsart).

Die statischen Ein-Transistor-Wechselrichterschaltungen verlangen eine Energiebehandlung, die sich von der bei den meisten Transistorwechselrichtern unterscheidet. In herkömmlichen Zwei-Transistor-Wechselrichtern muß die Rücklaufenergie zu der Quelle zurückgeleitet oder zum Einschalten des anderen Transistors benutzt werden. In einer typischen Ein-Transistor-Anordnung, wie sie ein Sperrschwinger darstellt, muß die Energie, die in dem Magnetfeld der Induktionsspule gespeichert ist und freigesetzt wird, wenn der Transistor sperrend wird, so beherrscht werden, daß eine Zerstörung des Transistors vermieden wird. Das Vorsehen eines Kondensators, der mit der Induktivität in Resonanz schwingt, verhindert, daß die Energie in dem Transistor verbraucht wird, und speichert sie effektiv in dem Schwingkreis. Die Rücklaufenergie muß ebenfalls von dem Transistor abgeleitet werden, indem eine dritte Wicklung mit einer Diode hinzugefügt wird, die so gepolt ist, daß die Rücklaufenergie wieder in die Stromversorgung geht (Fig. 7). Es kann auch die Belastung mit einer Diode in Reihe geschaltet werden, die so gepolt ist, daß während des Rücklaufs Leistung entnommen wird (Fig. 8). Nimmt man an, daß das Ener-

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giemanagement so ist, daß es verhindert, daß die oben erwähnten Transistorbetriebskennwerte überschritten werden, ist es noch wesentlich, daß der Transistor in einer Folge gesperrt wird, die eine minimale Beanspruchung und einen maximalen Schaltwirkungsgrad ergibt. Das erfolgt durch die gesteuerte Rückkopplung, für die die gelochte Kernanordnung sorgt, die allen Figuren gemeinsam ist.

Die statischen Ein-Transistor-Wechselrichter, die hier beschrieben sind, arbeiten zwar jeweils mit NPN-Flächentransistoren als Verstärkungselementen, die zum Umschalten des Stroms in der Induktionsspule benutzt werden, die Erfindung ist jedoch auch bei PNP-Vorrichtungen und auf Feldeffektransistoren sowie auf andere Arten von Verstärkungselemente anwendbar. Feldeffekttransistoren sind normalerweise auf Verwendungszwecke mit niedriger Leistung beschränkt. Wenn ein Feldeffekttransistor anstelle eines Flächentransistors benutzt wird, beispielsweise in der Ausführungsform von Fig. 1, wird die Sourceelektrode des Feldeffekttransistors mit Masse, die Gateelektrode mit demselben Schaltungspunkt wie die Basiselektrode des Transistors und die Drainelektrode mit demselben Schaltungspunkt wie der Kollektor des Transistors verbunden. Um einen Weg für einen umgekehrten Stromfluß zu schaffen, sollte der Schaltung eine Diode zwischen der Sourceelektrode und der Drainelektrode hinzugefügt werden, die so gepolt ist, daß sie einen Stromfluß von Masse in die in Reihe geschalteten Wicklungen 27 und 25 gestattet. Zum Erleichtern des Steuervorgangs durch die Rückkopplungswicklungen 28 und 29 sollte ein Widerstand, der die Impedanz verringert, die den Rückkopplungswicklungen dargeboten wird, zwischen die Gateelektrode und die Sourceelektrode geschaltet werden. Die Feldeffekttransistoren, die für diese Verwendungszwecke am vielversprechendsten sind, sind die V-MOS-Feldeffekttransistoren, wobei der Buchstabe "V" eine Ausführungsform mit einer V-Nut angibt. Darüber hinaus können auch andere Verstärkungselemente benutzt werden, gewöhnlich mit unbedeutender Schaltungsmodifizierung. Zu solchen Verstärkungselementen gehören steuerbare Siliciuirigleiclirichter,

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Gatesperr (gate turn off) -Thyristoren und ähnliche Arten von Thyrjstoren.

Die Erfindung ist zwar mit einer Induktionsspule gezeigt und beschrieben worden, deren zusammengesetzter Kern aus zwei C-Kernen besteht, es sind jedoch auch andere Konfigurationen möglich. Beispielsweise kann ein Kern ein C-Kern und der andere ein I-Kern sein. Außerdem kann der zusammengesetzte Kern mehrere geschlossene Schleifen haben. Beispielsweise kann der Hauptflußweg durch die Verwendung von zwei E-Kernen oder eines Ε-Kerns und eines I-Kerns verzweigt sein. Wenn die Primärwicklung und die Sekundärwicklung mit einer beträchtlichen Streureaktanz zwischen ihnen lose zu koppeln sind, dann sollten die Primärwicklung und die Sekundärwicklung auf entfernte Schenkel gewickelt werden und ein zentraler oder Nebenschlußschenkel mit gewöhnlich kleinerem Querschnitt wird vorgesehen, wobei das Loch, durch das die Rückkopplungswicklungen gefädelt werden, vorzugsweise zwischen dem Schenkel unter der Primärwicklung und dem Nebenschluß angeordnet wird. Wenn die Primärwicklung und die Sekundärwicklung fest gekoppelt werden sollen, dann kann der zentrale Schenkel einen Querschnitt haben, der doppelt so groß ist wie der der äußeren Schenkel, und sowohl die Primärwicklung als auch die Sekundärwicklung sollten auf dem zentralen Schenkel angeordnet werden. In dem letzten Beispiel sollte das Loch in dem zentralen Schenkel angeordnet sein. Ein geeigneter C-Kern für einen Betrieb bei 40 kHz ist der Ferrox-Würfel 1F31-3C8.

Die Erfindung ist zwar in Verbindung mit einem Kernsättigungsabfühlmechanismus beschrieben worden, der ein einziges Loch, eine Rückkopplungssteuerwicklung und eine Reihenschaltung aus einer regenerativen und einer degenerativen Wicklung aufweist, es ist jedoch klar, daß andere Kernzustandsabfühlmechanismen benutzt werden können, die für die erforderliche sequentielle Verringerung der regenerativen oder Mitkopplung in einer Stufe einer Teilkernsättigung sorgen.

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Claims (15)

Patentansprüche : Eingangsklenunen (14, 15) zum Anschluß an eine Gleichstrom- eine Induktionsspule (18) mit:

1. einem Kern (23) aus im wesentlichen linearem magnetischem Material, der einen geschlossenen magnetischen Hauptweg hat und ein kleines Loch (33) in einem Abschnitt dieses Weges aufweist, das den Querschnitt des magnetischen Hauptweges in zwei Zweige (34, 35) unterteilt und einen geschlossenen Flußweg niedriger Reluktanz erzeugt,

2. einer Primärleistungswicklung (25), die den vollen Kernquerschnitt umgibt, um einen Fluß um den magnetischen Hauptweg zu erzeugen,

3. einer Rückkopplungssteuerwicklung (27) , die einen der Zweige umgibt, um einen Fluß um den geschlossenen Weg niedriger Reluktanz zu erzeugen, der dieselbe Richtung wie der Hauptfluß in einem ersten Zweig und die entge-

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gengesetzte Richtung in dem zweiten Zweig hat,

4. einer zweiten Rückkopplungswicklung (28), die den ersten Zweig (34) umgibt,

5. einer dritten Rückkopplungswicklung (29), die den zweiten Zweig (35) umgibt,

C. ein elektrisches Verstärkungselement (17) mit einer Steuer-, einer gemeinsamen und einer Ausgangselektrode zum intermittierenden Erregen der Induktionsspule aus der Gleichstromquelle,

wobei die Primärleistungswicklung, die Rückkopplungssteuerwicklung und das Verstärkungselement in Reihe zwischen die Gleichstromeingangklemmen geschaltet sind, so daß der normale Durchlaßzustand des Verstärkungselements einen Fluß längs des magnetischen Hauptweges in einer ersten Richtung verursacht, durch den magnetische Energie gespeichert wird, während das Sperren des Verstärkungselements bewirkt, daß der Hauptfluß zusammenbricht, magnetische Energie freisetzt und einen hohen Spannungsstoß erzeugt, und

wobei die zweite und die dritte Rückkopplungswicklung in Reihe zwischen die Steuerelektrode und die gemeinsame Elektrode geschaltet sind, und zwar die zweite Rückkopplungswicklung so gerichtet, daß die Durchlässigkeit des Verstärkungselements verstärkt wird, und die dritte Rückkopplungswicklung so gerichtet, daß die Durchlässigkeit des Verstärkungselements verringert wird, wenn der Fluß in dem magnetischen Hauptweg in der ersten Richtung und in derselben Richtung wie der den Flußweg niedriger Reluktanz umgebende Fluß zunimmt, wobei die dritte Rückkopplungswicklung einen Stromwandler bildet, der für eine Rückkopplung sorgt, die so gerichtet ist, daß die Durchlässigkeit des Verstärkungselements verstärkt wird, wenn der Hauptfluß in der ersten Richtung zunimmt, bis die Sättigung

des ersten Zweiges eine weitere Stramwandlerwirkung verhindert,wobei die Sättigung des ersten Zweiges eine weitere Induktion in der zweiten RückkoK lungswicklung verhindert und eine Spannung in der dritten Rückkopplungswicklung so gerichtet induziert, daß das Verstärkungsele-

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ment gesperrt wird,

D. mit der Induktionsspule gekoppelte Einrichtungen zum Entnehmen einer Ausgangsgröße wenn das Verstärkungselement durchlässig und sperrend gemacht (ein- und ausgeschaltet) wird, und

E. eine passive Einrichtung zum Schützen des Verstärkungselements vor dem induktiven Stoß und der Energie, die freigesetzt wird, wenn das Verstärkungselement gesperrt wird.

2. Wechselrichter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Verstärkungselement ein erster Flächentransistor ist, dessen Basiselektrode, Emitterelektrode und Kollektorelektrode der Steuerelektrode, der gemeinsamen Elektrode bzw. der Ausgangselektrode des Verstärkungselements entsprechen.

3. Wechselrichter nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die passive Schutzeinrichtung ein Kondensator (31) ist, der zu der Induktionsspule parallel geschaltet ist und mit dieser einen LC-Schwingkreis bildet, wobei der Kondensator von der Induktionsspule freigesetzte Energie speichert, wenn der Transistor sperrt, und Energie zu der Induktionsspule zurückleitet, um den Transistor wieder durchlässig zu machen, um einen regenerativen Zyklus fortzusetzen.

4. Wechselrichter nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Induktionsspule (18) nach dem Sperren des Transistors (17) den Kondensator (31) auflädt, der sich über die Induktionsspule entlädt und den Transistorausgangsübergang in Durchlaßrichtung vorspannt, wobei ein anomales Leiten in Durchlaßrichtung erzeugt wird, das eine umgekehrte Magnetisierung um den Flußweg niedriger Reluktanz ergibt, wodurch in einem regenera-· tiven Sinn freisetzbare Energie gespeichert und eine gespeicherte Ladung in dem Transistor erzeugt wird, um das normale Leiten des Transistors herzustellen, wobei die normale Sperr-

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kollektorspannung wiederhergestellt wird, wenn die kapazitive Entladung vollständig ist, um den regenerativen Zyklus fortzusetzen.

5. Wechselrichter nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß

A. der Kern mit einem Luftspalt in dem magnetischen Hauptweg versehen ist, um die Auswirkungen der Gleichstromansteuerung zu minimieren, und daß

B. die Wechselstronausgangssignaleinrichtung eine Sekundärv/icklung ist, die entfernt von der Primärwicklung auf dem Kern angeordnet ist, um die Streureaktanz zu vergrößern und die Kopplung zu verringern und so das freilaufende Arbeiten zu erleichtern.

6. Wechselrichter nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß eine erste Diode (19) zu der Basis- und der Emitterelektrode so gerichtet parallel geschaltet ist, daß sie Strom während anomalen Leitens in Durchlaßrichtung zwischen der Basis- und der Kollektorelektrode leitet.

7. Wechselrichter nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß

A. eine erste Diode (19) in Parallelschaltung zu der zweiten und der dritten Rückkopplungswicklung vorgesehen ist,

B. eine zweite Diode (20) in Reihe zu und in derselben Richtung wie die erste Diode geschaltet ist, wobei beide Dioden parallel zu der Basis- und der Emitterelektrode geschaltet sind, und

ein Kondensator (22) in Parallelschaltung zu der zweiten Diode mit ausreichender Kapazität vorgesehen ist, un eine Gleichstromvorspannung in Sperrichtung aufrechtzuerhalten, wenn der regenerative Zyklus eingestellt ist.

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8. Wechselrichter nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß ein Widerstand (21) in Reihe mit der zweiten Rückkopplungswicklung (28) und der dritten Rückkopplungswicklung (29) vorgesehen ist und daß die drei letztgenannten Schaltungselemente (21, 28, 29) zu der ersten Diode parallel geschaltet sind.

9. Wechselrichter nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß Schwingungsstarteinrichtungen vorgesehen sind, die einen Widerstand (30) aufweisen, der zwischen eine Gleichstromquellenklemme und die Basiselektrode geschaltet ist, um den Eingangsübergang in Durchlaßrichtung vorzuspannen und den Transistor durchlässig zu machen, wenn zuerst Gleichstrompotentiale angelegt werden oder wenn der regenerative Zyklus unterbrochen wird.

10. Wechselrichter nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß Schwingungsstarteinrichtungen vorgesehen sind, die gekennzeichnet sind durch:

A. eine Startwicklung (47) , die einen der Zweige umgibt,

um einen Fluß in dem geschlossenen Flußweg niedriger Reluktanz zu erzeugen und eine Spannung in der zweiten und der dritten Rückkopplungswicklung zu induzieren, und

B. eine Einrichtung (41) zum Erzeugen eines Triggerimpulses in der Startwicklung in einer Richtung, in der der Transistor durchlässig gemacht wird, wenn der regenerative Zyklus gestartet werden soll.

11. Wechselrichter nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Triggerimpulserzeugungseinrichtung enthält:

A. einen Widerstand (43),

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B. einen Kondensator (45), der in Reihe mit dem Widerstand zwischen die Gleichstromeingangsklemmen geschaltet ist,

C. einen Diac (42), der ein Durchbruchpotential hat, das kleiner als das Gleichstromquellenpotential ist, und der mit der Startwicklung (47) in Reihe geschaltet ist, wobei der Diac und die Startwicklung zu dem Kondensator parallel geschaltet sind,

D. einen zweiten oder Steuertransistor (46) , dessen Emitter mit einer Kondensatorklemme, dessen Kollektor mit der anderen Kondensatorklemme und dessen Basis mit der Verbindung zwischen dem Diac und der Startwicklung verbunden ist,

wobei die Ladung auf dem Kondensator zunimmt, wenn die Gleichstromquellenpotentiale zuerst angelegt werden, bis das Spannungsdurchbruchpotential des Diacs überschritten wird und das resultierende Leiten des Diacs den Kondensator über die Startwicklung entlädt und einen Startimpuls erzeugt, durch den der Steuertransistor durchlässig gemacht wird, um periodisch den Kondensator zu entladen und das Entladen des Diacs zu verhindern, wenn der regenerative Zyklus eingestellt ist.

12. Wechselrichter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß

A. die Wechselstromausgaiigssiqnaleinrichtung eine Sekundärwicklung ist, die die Belastung fest mit der Primärwicklung koppelt, um ein freilaufendes Arbeiten zu verhindern, und

B. Einrichtungen vorgesehen sind, die den Leistungstransistor periodisch durchlässig und sperrend machen mit: 1. einer Triggerwicklung, die einen der Zweige in dem Weg niedriger Reluktanz umgibt, um eine Spannung in der zweiten und in der dritten Rückkopplungswicklung zu induzieren und den ersten Transistor durchlässig

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zu machen, und

2. Einrichtungen (41) zum Erzeugen eines Triggerimpulses in der Zündwicklung in einer Richtung, in der das Leiten des ersten Transistors mit einer gewünschten zyklischen Rate eingeschaltet wird.

13. Wechselrichter nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Triggerimpulserzeugungseinrichtung enthält:

A. einen Widerstand,

B. einen zu den Gleichstromeingangsklemmen in Reihe geschalteten Kondensator, und

C. einen Diac, der ein Durchbruchpotential hat, das kleiner als das Gleichstromquellenpotential ist, und der zu der Startwicklung in Reihe geschaltet ist, während der Diac und die Startwicklung zu dem Kondensator parallel geschaltet sind,

wobei die Spannung an dem Kondensator periodisch ansteigt, bis der Spannungsdurchbruch des Diacs überschritten wird, wobei das resultierende Leiten des Diacs den Kondensator über die Startwicklung entlädt, um einen Triggerimpuls zu erzeugen, der den ersten Transistor durchlässig macht, wobei die Zeitkonstante des Widerstands und des Kondensators die gewünschte zyklische Durchlässigkeitsrate ergeben.

14. Wechselrichter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß

A. die Vfechselstranausgangssignaleinrichtung eine Sekundärwicklung ist, die den vollen Kernquerschnitt umgibt, und

B. die passive Schutzeinrichtung enthält:

1. eine zusätzliche Wicklung, die die Primärleistungs-

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wicklung umgibt,

wobei die Primärleistungswicklung, die Sekundärwicklung und die Zusätzliche Wicklung fest miteinander gekoppelt sind, und

2. eine Diode, die in Reihe mit der zusätzlichen Wicklung an die Gleichstromeingangsklenmen mit derartiger Polarität angeschlossen ist, daß Energie zu der Gleichstromquelle zurückgeleitet wird, wenn der erste Transistor gesperrt wird.

15. Wechselrichter nach Anspruch 1 für eine Gleichstrombelastung, dadurch gekennzeichnet, daß

A. die ^fechselstratiausgangssignaleinrichtung eine Sekundärwicklung ist, die den vollen Kernquerschnitt umgibt und mit der Primärwicklung fest gekoppelt ist, und

B. die passive Schutzeinrichtung enthält:

1 . eine in Reihe mit der Belastung (32) an die Sekundärwicklung angeschlossene Diode, und

2. einen zu der Belastung parallel geschalteten Kondensatur,

wobei die Diode so gepolt ist, daß sie den Strom zu der Belastung blockiert, wenn der Transistor im Durchlaßzustand ist, und Strom durchläßt, wenn der erste Transistor im Sperrzustand ist, wobei der Kondensator zwischen den Transistordurchlässigkeitsintervallen eine Ladung behält, um eine Ausgangsgleichspannung zu erzeugen.

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