DE2922548A1 - Vorspannungs- und treiberschaltung fuer quasilineare transistorverstaerker - Google Patents

Description

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RCA 712Ο6Α

RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)

Vorspannungs- und Treiberschaltung für quasilineare

Transistorverstärker

Die Erfindung bezieht sich auf Vorspannungs- und Treiberschaltungen für B- oder AB-Verstärker.

Der Wunsch nach höheren Leistungspegeln bei Tonverstärkern, die mit niedriger Spannung betrieben werden, beispielsweise den 12 bis 14 V, welche in Kraftfahrzeugen zur Verfügung stehen, hat das Interesse an Verstärkern wieder geweckt, welche ein Paar Ausgangstransistoren gleichen Leitungstyps verwenden, die als Verstärker in Emittergrundschaltung im Gegentakt miteinander betrieben werden. Typischerweise erhalten die Ausgangstransistoren bei solchen Verstärkern Gegentakttreibersignale über einen Treibertransformator mit einer mittelangezapften Sekundärwicklung. Die Enden dieser Wicklung sind mit den Basen der Ausgangstransistoren verbunden, und die Mittelanzapfung ist an eine Vorspannungsquelle angeschlossen. Die Vorspannung ist temperaturkompensiert, damit ein im wesentlichen temperaturkompensierter Leerlaufstrom durch die Kollektor-Emitter-Strecken der Ausgangstransistoren fließt. Eine solche Anordnung ist in der US-PS 2 951 208 vom 30. August 1960 beschrieben.

Es ist jedoch erwünscht, den Treibertransformator zu ersetzen, um Gewicht zu sparen, das Problem elektromagnetischer Einkopp-

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lungen in den Treibertransformator auszuschalten, die Größe des Verstärkers zu reduzieren und die Transformatoreigenschaften bezüglich komplexer Phasenverschiebungen zu eliminieren, welche sehr große Phasenprobleme mit sich bringen, wenn man den Verstärker über eine Gesamtrückführung linearisieren will.

Die hier zu beschreibende Erfindung bezieht sich auf Vorspannungsund Treiberschaltungen für B- oder AB-Verstärker, bei denen der Basis jedes in Emittergrundschaltung betriebenen Ausgangstransistors eine temperaturkompensierte Vorspannung unter Zuhilfenahme eines hochverstärkenden DifferenzVerstärkers, wie etwa eines Operationsverstärkers, der zusätzlich als Signalspannungsverstärker benutzt wird, zugeführt wird.

In der einzigen Figur der beiliegenden Zeichnung ist schematisch ein AB-Verstärker gemäß der vorliegenden Erfindung dargestellt.

Gemäß dieser Figur sind NPN-Transistoren QI und Q2 als Verstärker in Emittergrundschaltung im AB-Gegentaktbetrieb angeordnet, welcher Ausgangssignale an eine in Form eines Lautsprechers LS zwischen die Kollektoren der Transistoren geschaltete Last liefert. Die Kollektoren sind an die Enden der mittelangezapften Wicklung eines Autotransformators angeschlossen, dessen Wicklungshälften eng miteinander gekoppelt sind, was man durch bifilares Wickeln der Wicklungshälften auf denselben laminierten Eisenkern erreichen kann. Die Mittelanzapfung der Autotransformatorwicklung ist an eine relativ positive Betriebsspannung B+, typischerweise + 12 V, angeschlossen, welche jedem der Transistoren Q1 und Q2 eine Kollektorruhespannung gleichen Wertes zuführt. Diese Anordnung ist im einzelnen in der gleichlaufenden Anmeldung der Anmelderin entsprechend der üS-Ser. No. 912,394 vom 5. Juni 1978 (deutsche Patentanmeldung ) beschrieben.

Die Emitter der Transistoren Q1 und Q2 sind über Emittergegenkopplungswiderstände R1 bzw. R2 mit Bezugsspannungsmasse ver-

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bunden, wobei die Werte der Widerstände R1 und R2 so klein gewählt sind, daß die Zuführung temperaturabhängiger Ruhebasisspannungen für die Transistoren Q1 und Q2 notwendig ist, um ein thermisches Weglaufen zu vermeiden, welches den AB-Betrieb nachteilig beeinflussen würde. Eine Originalspannungsquelle für temperaturabhängige Spannungen ist um einen NPN-Transistor Q3 mit Transistoren Q1 und Q2 aufgebaut, die thermisch eng gekoppelt sind, wie durch die Wellenpfeile angedeutet, beispielsweise über eine gemeinsame Wärmesenke, ferner mit einem Widerstand R3, einem Potentiometer P1 und einem Kondensator C1. Der Widerstand R3 verbindet den Kollektor des Transistors Q3 mit B+, und Q3 ist mit einer Kollektor-Basis-Gleichspannungsrückführung über den Widerstandsspannungsteiler P1 versehen. P1 ist zwischen Kollektor und Emitter des Transistors Q3 geschaltet und seine Anzapfung liegt an der Basis von Q3. In bekannter Weise hält diese Rückkopplungsschaltung die Kollektorspannung Vp₀-. des Transistors Q3 auf einen Wert, der gleich der Emitter-Basisspannung V_R.p,_n-, mal dem Spannungsteilungsfaktor des Potentiometers P1 ist. Ein Kondensator C1 überbrückt den Kollektor von Q3 nach Masse und verhindert eine gegenseitige Kopplung von Wechselsignalen zwischen den durch V_po_ vorgespannten Schaltungen.

Das Potential V _o3 wird den Basen der Transistoren Q1 und Q2 nicht direkt zugeführt, sondern über hochverstärkende Differenz-Eingangsverstärker, nämlich über Operationsverstärker: Vp₀₃ wird den nichtinvertierenden Eingängen (Klemme 3) der Operationsverstärker 0A1 und 0A2 über die Reihenschaltung der Widerstände R4 und R5 bzw. Widerstand R6 zugeführt. Die Widerstände R7 und R8 bewirken eine Gleichspannungsrückführung von den Ausgangsklemmen 6 zu den Eingangsklemmen 2 der Operationsverstärker 0A1 bzw. 0A2. Diese Rückführungen sind nicht so ausgebildet, daß sie die Gleichspannung an ihnen teilen, sondern sie wirken so, daß die Gleichspannungspotentiale an den Klemmen 6 der Operationsverstärker 0A1 und 0A2 gleichgehalten werden, also speziell auf V_rn-,. Das Ruhepotential an Klemme 6 des Operationsverstärkers 0A1 wird durch die Potentialverschiebungswirkung der in Durch-

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laßrichtung gespannten Diode D1 und durch die Emitterfolgerwirkung des in Kollektorgrundschaltung betriebenen Verstärkertransistors Q2 um zwei Offsetspannungen in Richtung Masse verschoben und dann der Basis des Transistors Q1 zugeführt. Das Ruhepotential an Klemme 6 des Operationsverstärkers 0A2 wird durch die Potentialverschiebungswirkung der in Durchlaßrichtung gespannten Diode D2 und durch die Emitterfolgerwirkung des in Kollektorgrundschaltung betriebenen Verstärkertransistors Q5 um zwei Offsetspannungen in Richtung Masse verschoben und dann der Basis des Transistors Q2 zugeführt. Wegen der Temperaturabhängigkeit von V _Q3 wird die Temperaturabhängigkeit der Offsetspannungen über D1 und der Basis-Emitter-Strecke des Transistors Q4 ebenso wie die Offsetspannung V_BEO1 über der Basis-Emitter-Strecke des Transistors Q1 kompensiert, und aus dem gleichen Grunde auch die Temperaturabhängigkeit der Offsetspannungen über D2 und der Basis-Emitter-Strecke von Q5 sowie der Offsetspannung V_OT,~~ über der Basis-Emitter-Strecke von Q2. Bei der in der Figur dargestellten Schaltung ist das Potentiometer P1 so eingestellt, daß V_CQ3 im wesentlichen dreimal so groß wie die Emitter-Basis-Offsetspannung V_ßE03 ist.

Ein bemerkenswertes Merkmal des dargestellten Verstärkers liegt darin, daß die temperaturabhängigen Potentiale der Basen der Ausgangstransistoren über Operationsverstärker zugeführt werden, die zwischen ihrem Ausgang und ihrem invertierenden Eingang Gleichspannungsrückführungen haben, durch welche ihre Ausgangsspannungen auf das ihren nichtinvertierenden Eingängen zugeführte temperaturabhängige Potential bezogen werden. Dies steht im Gegensatz zur üblichen Praxis der Verwendung der mittelangezapften Sekundärwicklung eines Koppeltransformators zu diesem Zweck.

Nach dem Ersatz des Treibertransformators durch die Operationsverstärker 0A1 und 0A2 - bezüglich der Vorspannung der Ausgangstransistoren Q1 und Q2 - verbleibt das Problem des Ersatzes der Koppeltransformatorfunktion, den Basen der Transistoren Q1 und Q2 gegenphasige Treibersignale zuzuführen. Bei der Betrachtung dieses Problems kann angenommen werden, daß eine andere Verbin-

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dung zum nichtinvertierenden Eingangsanschluß (Klemme 3) des Operationsverstärkers 0A1 als über den Widerstand R5 nicht existiert.

Die Eingangssignalspannung wird von einer Spannungsquelle VS dem nichtinvertierenden Eingang (Klemme 3) des Operationsverstärkers 0A1 über einen Koppelkondensator C2 und dem Widerstand R5 zugeführt. Würde man mit offener Schleife arbeiten, dann erhielte man eine sehr hoch verstärkte Signalspannung am Ausgangsanschluß (Klemme 6) des Operationsverstärkers 0A1. Jedoch wird ein Gegenkopplungszweig für Signaländerungen durch die Spannungsteilerwirkung zwischen dem Widerstand R7 und der Reihenschaltung von R9 und C3 gebildet. C3 hat im Vergleich zu R9 bis zu den für diesen Verstärker interessierenden niedrigen Signalfrequenzen eine relativ kleine Impedanz. Die Spannungsverstärkung zwischen dem nichtinvertierenden Eingang und dem Ausgang des Operationsverstärkers 0A1 ist praktisch gleich (R₇/R_g)+1; es ist bekannt, daß die Spannungsverstärkung eines Operationsverstärkers zwischen seinem nichtinvertierenden Eingang und seinem Ausgang im wesentlichen gleich dem Faktor ist, durch welchen das am Ausgang erscheinende Ausgangssignal zur Ableitung eines dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß zuzuführenden Rückführungssignals geteilt wird. Der Operationsverstärker 0A1 stellt nicht nur eine Gleichspannungskopplung vom Kollektorkreis des Transistors Q3 zur Zuführung der Spannung Vp₀₃ zur Anode der Diode D1 dar, sondern er liefert auch ein verstärktes Eingangssignal von der Signalquelle VS zur Anode der Diode D1, welches in Phase mit dem Eingangssignal liegt.

Der Operationsverstärker 0A2 ist so geschaltet, daß er als Inverterverstärker arbeitet und gleichzeitig die Spannung Vp₀-, der Anode der Diode D2 zuführt. Er liefert also ein gegenüber dem Eingangssignal verstärktes Ausgangssignal gleicher Amplitude wie das vom Operationsverstärker 0A1 an seinem Ausgang gelieferte Signal, jedoch entgegengesetzter Phase. Zu diesem Zweck wird das Ausgangssignal vom Ausgang (Klemme 6) des Operationsverstärkers 0A1 dem invertierenden Eingang (Klemme 2) des Operationsverstär-

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kers 0A2 über die Serienschaltung eines Koppelkondensators C4 mit einem Widerstand R10 zugeführt, welcher denselben Wert hat wie der Widerstand R8, der den Ausgang (Klemme 6) des Operationsverstärkers 0A2 mit dessen invertierenden Eingang (Klemme 2) verbindet.

Der die Klemmen 1 und 8 des Operationsverstärkers 0A1 verbindende Kondensator C5, der die Klemmen 1 und 8 des Operationsverstärkers 0A2 verbindende Kondensator C6 und der die Klemmen 1 und 8 des Operationsverstärkers 0A3 verbindende Kondensator C9 sind Stabilisierungskondensatoren zur Bestimmung der primären "rolloff "-Frequenzen der Operationsverstärker. Die Operationsverstärker 0A1, 0A2 und 0A3 haben ihre positiven Betriebsspannungsanschlüsse an den Klemmen 7. Die Klemmen 4 sind mit Masse verbunden, welche die Wirkung einer negativen Betriebsspannung für die Operationsverstärker 0A1 und 0A2 verglichen mit den Ruheeingangsspannungen an ihren Klemmen 2 und 3 und ihren Ruheausgangsspannungen an ihren Klemmen 6 haben. Die Dioden D1 und D2 verbinden die Ausgänge der Operationsverstärker 0A1 bzw. 0A2 unmittelbar mit den Basen der Transistoren Q4 bzw. Q5, damit genügend große Ausgangsruhespannungen zwischen den Klemmen 4 und 6 jedes der Operationsverstärker 0A1 und 0A2 zulässig sind und die zu erwartenden Ausgangs Signalamplituden nicht begrenzt werden. Die Dioden D1 und D2 sind durch die Verbindung ihrer Kathoden über die Widerstände R11 bzw. R12 mit Masse in Durchlaßrichtung vorgespannt und die Basis-Emitter-Übergänge der Transistoren Q4 und Q5 sind infolge der Verbindung der Emitter über die Widerstände R13 bzw. R14 mit Masse ebenfalls in Durchlaßrichtung gespannt. Die leitenden Dioden D1 und D2 verschieben die Signalspannungen an den Ausgängen der Operationsverstärker 0A1 und 0A2 ohne nennenswerte Dämpfung vor ihrer Zuführung an die Basen von Q1 bzw. Q5 in Richtung auf Masse.

Wenn das von der Spannungsquelle VS gelieferte Eingangssignal den Wert Null hat, dann kann das Potentiometer P1 so eingestellt werden, daß die Spannung Vp₀₃ einen Wert von etwa 3V_BE0-y hat,

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bei welchem die gewünschten Ruheströme durch die Kollektor-Emitter-Strecken der Transistoren Q1 und Q2 so festgelegt werden, daß man einen AB-Verstärkerbetrieb erhält. Eine positive Signalschwingung des Eingangssignals von der Spannungsquelle VS hat eine positive Schwingung des verstärkten Signals am Ausgangsanschluß (Klemme 6) des Operationsverstärkers 0A1 zur Folge, und dieser Ausgangsanschluß ist über die Diode D1 und den Emitterfolger Q4 an die Basis des Transistors Q1 angeschlossen, dessen Leitungszustand über den Leerlaufstromwert erhöht wird. Die positive Schwingung des Eingangssignals hat eine verstärkte negative Schwingung des Signals am AusgangsanSchluß (Klemme 6) des Operationsverstärkers 0A2 zur Folge. Dadurch verringert sich die Emitterspannung des Emitterfolgers Q5, so daß der Transistor Q2 nicht mehr genügend Basisspannung erhält, um selbst den relativ kleinen Leerlaufstrom zu leiten. Der leitende Transistor Q1 zieht die Spannung an seinem Kollektor und am ersten Anschluß des Lautsprechers LS nach Masse. Diese negativ verlaufende Spannung, die einem Ende der mittelangezapften Autotransformatorwicklung AT zugeführt wird, hat am anderen Ende eine positiv gerichtete Spannung zur Folge, welche dem zweiten Anschluß des Lautsprechers LS zugeführt wird, und der Transistor Q2 leitet nicht genügend, um einem positiven Ansteigen seiner Kollektorspannung entgegenzuwirken.

Andererseits hat eine negative Schwingung der Eingangsspannung der Spannungsquelle VS eine verstärkte negative Schwingung des Signals am Ausgangsanschluß (Klemme 6) des Operationsverstärkers 0A1 zur Folge. Diese wird über die Diode D1 und den Emitterfolger Q4 der Basis des Transistors Q1 zugeführt, dessen Basisspannung sich dadurch unter denjenigen Wert verringert, der ausreichen würde, um den relativ kleinen Leerlaufstrom zu leiten. Die negative Schwingung des Eingangssignals hat eine verstärkte positive Schwingung des Signals am Ausgangsanschluß (Klemme 6) des Operationsverstärkers 0A2 zur Folge, welche über die Diode D2 und den Emitterfolger Q5 der Basis des Transistors Q2 zugeführt wird, dessen Leitungszustand über den Leerlaufstromwert erhöht wird.

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Der leitende Transistor Q 2 zieht das Potential an seinem Kollektor und am zweiten Anschluß des Lautsprechers LS nach Masse. Diese negativ verlaufende Spannung wird durch die Autotransformatorwicklung AT in ihrer Phase umgekehrt, so daß sich das Potential am ersten Anschluß des Lautsprechers LS erhöht, und der Transistor Q1 leitet nicht mehr genügend, um einem positiven Anstieg seiner Kollektorspannung entgegenzuwirken.

Der Autotransformatorwicklung AT könnte eine Sekundärwicklung zur Ableitung eines erdunsymmetrischen (single-ended) Rückführungssignals zugeordnet sein, welches zum Eingang (Klemme 3) des Operationsverstärkers 0A1 zum Schließen einer Gesamtrückkopplungsschleife zur Linearisierung des gesamten Verstärkers zurückgekoppelt wird. Eine solche Wicklung könnte trifilar mit den beiden Hälften der mittelangezapften Autotransformatorwicklung AT gewickelt sein, so daß man eine enge Kopplung erhält, welche die Phasenverschiebung niedrig hielte und Tendenzen für ungewünschte Selbsterregung in der Gesamtrückkopplungsschleife reduzieren würde.

Bevorzugterweise benutzt man jedoch eine symmetrische in unsymmetrische Signale umwandelnde Schaltung mit Transistoren zur Vermeidung der einem mit Doppelwicklung gewickelten Transformator verbundenen Phasenverschiebungsprobleme. Eine solche Signalkonverterschaltung muß in der Lage sein, symmetrische Eingangssigna lamplituden über einen Bereich der doppelten Betriebsspannung B+ wegen der großen Spannungsschwingungen an den Enden der Autotransformatorwicklung AT zu verarbeiten. Der spezielle Signalkonverter für symmetrische in unsymmetrische Signale, wie er in der Figur dargestellt ist, enthält den Operationsverstärker 0A3 und Widerstände R₁₅/ ^Ri g' ^R17 ^{und R}18 ^{mit iIiren} Verbindungen. Die Betriebsweise eines solchen Signalkonverters ist in Kapitel V des Buches "Modern Operational Circuit Design" von John I. Smith, erschienen bei John Wiley & Sons Inc., New York, und in Kapitel 6, Abschnitt 6.1.1 des Buches "Operational Amplifiers - Design and Applications" von Burr Brown, herausgegeben durch Graeme, Tobey & Huelsman im Verlag McGraw Hill Book Co., New York, beschrieben,

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worauf hier Bezug genommen wird. Die Spannungen an den Kollektoren der Transistoren Q1 und Q2 werden von ihren jeweiligen Gleichspannungskomponenten über Blockkondensatoren C7 bzw. C8 abgetrennt und den nichtinvertierenden und invertierenden Eingängen des Signalkonverters zugeführt. Entsprechend der Differenz dieser von ihren Gleichspannungskomponenten abgetrennten Spannungen erscheint ein Ausgangssignal an Klemme 6 des Operationsverstärkers 0A3.

Dieses Ausgangssignal wird einem Ruhepotential gleich V_CEO3 überlagert, so daß der Ausgangsanschluß (Klemme 6) des Operationsverstärkers 0A3 direkt mit dem nichtinvertierenden Eingang (Klemme 3) des Operationsverstärkers 0A1 über den Widerstand R₁₉ gekoppelt werden kann, ohne daß die Vorspannung des 0A1 in nennenswertem Maße beeinflußt würde. Das Ausgangssignal von 0A3 wird durch den Spannungsteiler R19, R5 geteilt und dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß (Klemme 3) des Operationsverstärkers 0A1 zugeführt. Der Grund für das Ruhepotential ^vp_EOo ^am Ausgangsanschluß (Klemme 6) des Operationsverstärkers 0A3 liegt darin, daß der Widerstand R18 die Ausgangsklemme 6 des Verstärkers 0A3 mit seinem invertierenden Eingang (Klemme 2) verbindet und auf diese Weise eine Gleichspannungsrückführung zur Stabilisierung der Ruhespannungen an diesen Klemmen auf das dem nichtinvertierenden Eingang (Klemme 3) vom Kollektor des Transistors Q3 über den Widerstand R17 zugeführte Ruhepotential V 03 schließt.

Man kann alternativ die Kondensatoren C7 und C6 durch direkte Verbindungen ersetzen und in Reihe mit dem Widerstand R19 einen Blockkondensator einfügen.

Der Kondensator C10 und der Widerstand R20 sind über die Autotransformatorwicklung AT geschaltet, um für das dominante hochfrequente "roll-off" in der Gesamtrückkopplungsschleife zu sorgen, so daß die Schleife in jedem Falle stabil gegen Selbsterregungstendenzen ist.

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Äbwandlungen des vorstehend beschriebenen Verstärkers ergeben sich für den Fachmann, der mit der Technik der Tonfrequenzverstärker vertraut ist, von selbst, und im Sinne solcher Abwandlungen sind auch die nachfolgenden Patentansprüche zu verstehen. So kann beispielsweise die Schaltung des Transistors Q3 mit dem Potentiometer P1 im Sinne einer Kollektor-Basis-Gleichspannungsrückführung zur Ableitung einer Spannung V_CE_₃ in der Größe von etwa drei Offsetspannungen auch durch eine in Durchlaßrichtung vorgespannte Diodenkette ersetzt werden, wie es im Stande der Technik bekannt ist. Weiterhin können die Dioden D1 und D2 auch durch entsprechende Emitterfolgertransistoren oder durch in Sperrichtung im Durchbruch betriebene Dioden ersetzt werden, und die notwendige Einstellung des Vorspannungspotentials ^V _CEO3 kann durch eine weitere im Durchbruch betriebene und an die Verbindung zwischen Kollektor des Transistors Q3 und das Potentiometer P1 angeschlossene Diode bewirkt werden, wobei das Potentiometer P1 dann neu eingestellt wird.

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Leerseite

Claims (7)

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   DR. DIETER V, BEZOLD

   DIPL. ING. PETER SCHÜTZ

   DIPL. XRTG. WOLFGANG HEUSLER

   MABIA-THERESIA-STRASSE 22

   POSTFACH 800068 D -8000 MUENCHEN 86

   TSLBFON 080/47 80 θα 476819

   TELEX 1522638 TEI₁EORAMM SOMBEZ

   RCA 712O6A/Sch/Vu
   ÜSSN 912,331
   vom 5. Juni 1978

   RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)

   Patentansprüche

   Verstärker mit einem ersten Transistor, der als erste Verstärkerschaltung in Emittergrundschaltung angeordnet und mit seinem Emitter an einen Bezugspotenialpunkt angeschlossen ist, mit einer von der Temperatur des ersten Transistors abhängigen Vorspannungsquelle zur Lieferung einer Vorspannung, von der eine temperaturkompensierte Komponente bei direkter Kopplung mit der Basis des ersten Transistors einen im wesentlichen invarianten Kollektorleerlaufstrom trotz Temperaturänderungen des ersten Transistors zur Folge haben würde, dadurch gekennzeichnet , daß die Vorspannung einem nichtinvertierenden Eingang (3) eines ersten hochverstärkenden Differenz-Eingangsverstärkers (0A1) zugeführt wird, dessen Ausgang (6) mit seinem invertierenden Eingang (2) über einen ersten Widerstand (R7) verbunden ist, um den invertierenden Eingang auf im wesent-

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   POSTSCHECK MÜNCHEN NH. β 91 48-800 - BANKKONTO HYPOBANK MÜNCHEN (BLZ 70020040) KTO. 6060 20 73 78

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   lichen demselben Ruhepotential wie den nichtinvertierenden Eingang zu halten und dadurch das Ruhepotential am Ausgang auf das dem nichtinvertierenden Eingang zugeführte Vorspannungspotential zu beziehen, daß der Ausgang des ersten Differenz-Eingangsverstärkers (0A1) über eine galvanische Koppelschaltung (D1,Q4) mit der Basis des ersten Transistors (Q1) gleichspannungsgekoppelt ist, daß ein Eingangssignal an einem der Eingänge des ersten Differenz-Eingangsverstärkers dem Ruhepotential überlagert wird, daß ein zweiter Widerstand (R9) mit einem Ende an den invertierenden Eingang des ersten Differenz-Eingangsverstärkers (0A1) und mit einem zweiten Ende im Sinne einer Teilung der vom Ausgang des ersten Differenz-Eingangsverstärkers auf seinen invertierenden Eingang über eben diesen ersten Widerstand zurückgeführten Signaländerungen geschaltet ist, um ein dem Eingangssignal entsprechendes Ausgangssignal, das dem Ruhepotential am Ausgang des ersten Differenzeingangsverstärkers zu überlagern ist, zu liefern, welches um einen von den Werten des ersten und zweiten Widerstandes (R7,R9) abhängigen Faktor proportional zum Eingangssignal ist.
2. 2) Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein zweiter Transistor (Q2) vom gleichen Leitungstyp wie der erste Transistor (Q1) als Verstärker in Emittergrundschaltung angeordnet und mit seinem Emitter an den Bezugspotentialpunkt (Masse) angeschlossen und im Gegentakt mit dem ersten Transistor (Q1) betrieben ist, daß diese Gegentaktschaltung einen zweiten hochverstärkenden Differenz-Eingangsverstärker (0A2) enthält, dessen nichtinvertierendem Eingang die Vorspannung zugeführt ist und der als Signalverstärker mit einem Verstärkungsfaktor -1 geschaltet ist unter Verwendung eines dritten Widerstandes (R10), der zwischen den Ausgang des ersten Differenz-Eingangsverstärkers (0A1) und dem invertierenden Ausgang des zweiten Differenz-Eingangsverstärkers (0A2) geschaltet ist, und eines vierten Widerstandes (R8) von praktisch demselben Wert wie der dritte Widerstand, der zwischen den Ausgang des zweiten Differenz-Eingangsverstärkers und seinem invertierenden Eingang geschaltet

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   ist, und daß der Ausgang des zweiten Differenz-Eingangsverstärkers (0A2) mit der Basis des zweiten Transistors (Q2) über eine zweite, der ersten ähnliche galvanische Koppelschaltung (D2,Q5) gleichspannungsgekoppelt ist.
3. 3) Verstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein dritter hochverstärkender Differenz-Eingangsverstärker (0A3) als Signalkonverter zur Umwandlung symmetrischer in unsymmetrische Signale geschaltet ist und mit seinem nichtinvertierenden Eingang an den Kollektor des ersten Transistors (Q1) und mit seinem invertierenden Eingang an den Kollektor des zweiten Transistors (Q2) angeschlossen ist und mit seinem Ausgang an den nichtinvertierenden Eingang des ersten Differenz-Eingangsverstärkers (0A1) zur Zuführung eines Rückführungssignals entsprechend der Differenz der Signalspannungen an den Kollektoren des ersten und zweiten Transistors (Q1,Q2) angeschlossen ist, und daß in der Konverterschaltung ein fünfter Widerstand (R15) mit seinem ersten Ende an den nichtinvertierenden Eingang des Konverters und mit seinem zweiten Ende an den invertierenden Eingang des dritten Differenz-Eingangsverstärkers (0A3) angeschlossen ist, ferner ein sechster Widerstand (R16) mit seinem ersten Ende an den invertierenden Eingang des Konverters und mit seinem zweiten Ende an den nichtinvertierenden Eingang des dritten Differenz-Eingangsverstärkers (0A3) angeschlossen ist, sowie ein siebter Widerstand (R17) mit seinem ersten Ende an den nichtinvertierenden Eingang des dritten Differenz-Eingangsverstärkers (0A3) angeschlossen ist und seinem zweiten Ende die Vorspannung zugeführt wird, und schließlich einen achten Widerstand (R18), der mit seinem ersten bzw. zweiten Ende mit dem invertierenden Eingang des dritten Differenz-Eingangsverstärkers (0A3) bzw. seinem Ausgang verbunden ist.
4. 4) Verstärker nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und zweite galvanische Koppelschaltung derart ausgebildet ist, daß sie die Potentiale an den Ausgängen des ersten und zweiten Differenzverstärkers (0A1,0A2) um ein vorbestimmtes Potential dichter an das Bezugspunktpotential (Masse) zur Zu-

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   führung zu den Basen des ersten bzw. zweiten Transistors (Q1,Q2) verschiebt, und daß die Vorspannungsquelle Mittel zur Vergrößerung der temperaturkompensierten Spannungskomponente um das vorbestimmte Potential zur Bildung der Vorspannung enthält.
5. 5) Verstärker nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der zweite Differenz-Eingangsverstärker (0A1,0A2) jeweils mit Spannungsanschlüssen an den Bezugspotentialpunkt (Masse) und an einen Betriebspotentialpunkt (B+) mit gleicher Polarität gegenüber dem Bezugspotential wie das Vorspannungspotential angeschlossen sind und daß der erste und der zweite Differenz-Eingangsverstärker (0A1,0A2) von einem Typ sind, deren linearer Ausgangssignalbereich zwischen das Bezugs- und das Betriebspotential begrenzt sind, und daß die beiden galvanischen Koppelschaltungen Potentiale um ein vorbestimmtes Potential verschieben, das genügend groß ist, damit die Ausgangssignale des ersten und zweiten Differenz-Eingangsverstärkers in deren lineare Bereiche fallen.
6. 6) Verstärker nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und zweite galvanische Koppelschaltung von einem Typ sind, welcher die Potentiale an den Ausgängen des ersten und zweiten Differenz-Eingangsverstärkers (0A1,0A2) um einen Betrag gegen das Bezugspotential verschieben, welcher im wesentlichen gleich der Summe der Offsetspannungen über einer vorgegebenen Anzahl N von in Durchlaßrichtung vorgespannten Halbleiterübergängen ist, und daß die Vorspannungsquelle enthält einen dritten Transistors (Q3), mit dem sowohl der erste als auch der zweite Transistor thermisch gekoppelt sind, eine Schaltung zur Zuführung eines BetriebsStroms zur Emitter-Kollektor-Strecke des dritten Transistors (Q3), eine Gleichspannungsrückführungsverbindung vom Kollektor zur Basis des dritten Transistors (Q3) im Sinne eines Betriebsstromflusses in diesem, wobei diese Rückführungsverbindung einen Spannungsteiler (P1) zur Spannungsteilung um einen Faktor im wesentlichen gleich N+1 enthält und dieser Spannungsteiler (P1) einen Eingangs- und einen Ausgangs-

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   kreis hat, deren erste Enden zusammen an den Emitter des dritten Transistors (Q3) angeschlossen sind und deren zweite Enden derart geschaltet sind, daß der Kollektor des dritten Transistors mit dem zweiten Ende des Eingangskreises gleichspannungsgekoppelt ist und das Potential am zweiten Ende der Ausgangsschaltung der Basis des dritten Transistors (Q3) zugeführt wird, wobei ein Potential, das im wesentlichen (N+1) mal dem Emitter-Basis-Potential des dritten Transistors (Q3) ist, zwischen den Enden des Eingangskreises des Spannungsteilers (P1) erscheint, deren einer mit dem Bezugspotentialpunkt (Masse) verbunden ist und deren anderer die Vorspannung liefert.
7. 7) Verstärker nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß jede der beiden galvanischen Koppelschaltungen einen Emitterfolgertransistor (Q4,Q5) enthält, deren Emitter mit der Basis jeweils eines des ersten bzw. zweiten Transistors (Q1,Q2) verbunden sind und deren Basen jeweils über einen Halbleiterübergang mit dem Ausgang je eines des ersten und zweiten Differenz-Eingangsverstärkers (0A1,0A2) verbunden sind, wobei diese Halbleiterübergänge in Durchlaßrichtung für den Basisstrom des Emitterfolgertransistors (Q4 bzw. Q5) gepolt sind.

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