DE2833889C2 - Digitales Sendefilter in Datenübertragungseinrichtungen - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein digitales Sendefiller in Datenübertragungseinrichtungen, dem mit vorgegebener Folgefrequenz digitalisierte Eingangssignale zugeführt werden, in dem für jede Periodendauer der Eingangssignale eine Mehrzahl M, den Stützwerten der zeitlich begrenzten Impulsantwort zugeordnete Koeffizienten gespeichert sind, das einander zugeordnete Produkte aus den Eingangssignalen und den Stützwerten summiert und das an einen Modulator digitalisierte Ausgangssignale mit einer Folgefrequenz abgibt, die gleich ist der Af/L-fachen Folgefrequenz der Eingangssignale, wobei A/und L ganze Zahlen sind und L größer als 1 ist
Die Verwendung von Filtern in Datenübertragungseinrichtungen ist allgemein bekannt und beispielsweise in einer Literaturstelle »Electronics & Power«, 16 May 1974 beschrieben. Auch die Verwendung eines Speichers anstelle eines Multiplizierers für die Erzeugung der Sendesignale ist bereits bekannt und kann der Literaturstelle ICC 77, 12-15 June, Chicago, Seite 252 bis 260 entnommen werden.

Aus der Literaturstelle »IBM Journal of Research and Developement«, VoI. 15, Nr. 5, Sept. 1971, Seiten 364 bis 377 ist ein Datensender bekannt, dem digitalisierte Eingangssignale zugeführt werden und der an seinem Ausgang unmittelbar trägerfrequente Impulse abgibt Dieser Datensender wird aus einer Mehrzahl von parallel angeordneten Signalelementgeneratoren gebildet. Jeder Signalelementgenerator erzeugt einen bestimmten, trägerfrequenten Impuls und die Anzahl der Signalelementgeneratoren ist gleich der Anzahl der möglichen unterschiedlichen Impulse. In Abhängigkeit von den Eingangssignalen werden unterschiedliche Signalelementgeneratoren aufgerufen und deren Ausgangssignale werden als Leitungssignale zum Empfänger übertragen.

Aus einer Veröffentlichung in IEEE Transactions on Acoustics, Vol. ASSP-24, No. 2, April 1976, Seiten 109 bis 114, ist ein Polyphasenfilter bekannt, bei dem mehrere Teilfilter mit unterschiedlichen Übertragungsfunktionen parallel angeordnet sind. Die Eingangssignale werden den einzelnen Filtern über Verzögerungsglieder mit unterschiedlichen Verzögerungszeiten zugeführt. Die Ausgänge der Filter sind mit den Eingängen eines Summiergliedes verbunden, an dessen Ausgang die Ausgangssignale abgegeben werden. Die Verzögerungszeiten der Verzögerungsglieder sind ganzzahlige Vielfache einer Abtastfrequenz. Die Periodendauer der Eingangssignale ist bei diesem Polyphasenfilter ohne Bedeutung.

Aus einer Veröffentlichung »Microprocessor Implementation of High-Speed Data Modems«, IEEE Transactions on Communications, Vol. COM-25, Nr. 2, Februar 1977, Seiten 238 bis 250 ist es bekannt, Modems für eine Übertragung von Daten mit einer Übertra-

^V) gungsgeschwindigkeit von größer als 1200 bit/s unter Verwendung von bipolaren Mikroprozessoren aufzubauen. Im Datensender des Modems erfüllt der Mikroprozessor die Aufgabe eines Codierers, der entsprechend einer Phasendifferenzmodulation zwei Komponenten eines Vektors an zwei orthogonale Kanäle abgibt, eines Sendefilters und eines Modulators in jedem Kanal und eines Addierers für die an den Ausgängen der Modulatoren abgegebenen Signale. Für die Realisierung des Sendefilters mit Hilfe des

ω Mikroprozessors werden bei dem bekannten Modem Stützwerte der Impulsantwort des Sendefilters in einem Festwertspeicher gespeichert. Die Impulsantwort ist zeitlich begrenzt und erstreckt sich über mehrere Periodendauern der am Sendefilter anliegenden Emerf gangssignale. Die Stützwerte müssen daher bei der Erzeugung der Ausgangssignale des Sendefilters mit jeweils einer entsprechenden Anzahl von Eingangssignalen multipliziert werden. Es ist auch denkbar.

anstelle der Stützwerte der Impulsantwort die Produkte aus den Komponenten der Eingangssignale und den Stützwerien als Koeffizienten abzuspeichern. Injedem Fall ist eine Vielzahl von Befehlen des Mikroprozessors erforderlich, um in Abhängigkeit von den Eingangssignalen entsprechend der Übertragungsfunktion des Sendefilters die Ausgangssignale zu erzeugen. Die bei dem beschriebenen Sendefilter übliche hohe Verarbeitungsfrequenz erlaubt nicht den Einsatz von langsamen MOS-Mikroprozessoren.

Infolge der begrenzten Länge der Impulsantwort des Sendefilters gilt das Abtasttheorem nur angenähert. Falls die Verarbeitungsfrequenz im digitalen Sendefilter außerdem kein ganzzahliges Vielfaches der Periodendauer der Eingangssignale ist, so entsteht eine Iniersymbol-Interferenz zwischen den im Abstand der Periodendauer erzeugten Impulsantworten.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein digitales Sendefilter anzugeben, bei dem trotz der Begrenzung der Länge der Impulsantwort und trotz der geringen Verarbeitungsfrequenz, die kein ganzzahliges Vielfaches der Folgefrequenz der Eingangssignale ist, die Intersymbol-Interferenz vermieden wird.

Erfindungsgemäß wird die Aufgabe bei dem digitalen Sendefilter der eingangs genannten Art dadurch gelöst, daß L Teilfilter vorgesehen sind, daß jedem Teilfilter eine unterschiedliche Gruppe von Koeffizienten zugeordnet ist, daß jede Gruppe aus den jeweils L-ten Koeffizienten gebildet wird, die durch eine Optimierung jedes einzelnen Teilfilters hinsichtlich des gleichen Ausgangssignals im Zeitbereich ermittelt werden, daß die Eingangssignale zeitlich nacheinander im Abstand ihrer Periodendauer an den Teilfiltern anliegen und daß die von den Teilfiltern abgegebenen, einander zugeordneten Produkte summiert werden.

Das digitale Sendefilter gemäß der Erfindung hat den Vorteil, daß die Ausgangssignale trotz der geringen Verarbeitungsfrequenz mit großer Genauigkeit erzeugt werden. Wegen der geringen Verarbeitungsfrequenz können zum Erzeugen der Ausgangssignale langsam arbeilende Mikroprozessoren, wie beispielsweise MOS-Mikroprozessoren verwendet werden. Das digitale Sendefilter läßt sich damit kostengünstig und raumsparend aufbauen.

Eine Verringerung des Rechenaufwandes wird zusätzlich dadurch erreicht, daß die Koeffizienten die Produkte aus möglichen Werten der Eingangssignale und den Stützwerten der Impulsantwort darstellen.

Die Optimierung der Koeffizienten im Zeitbereich wird auf einfache Weise dadurch erreicht, daß die Optimierung der Koeffizienten jedes Teilfilters durch einen Vergleich der vom jeweiligen Teilfilter abpegebenen Zeitfunktion mit einer einzigen Sollfunktion erfolgt.

Eine vorteilhafte Anwendung des digitalen Sendefilters ergibt sich, wenn es in einem digital arbeitenden Modem vorgesehen ist, wenn die Eingangssignale Komponenten von höherwertig codierten Folgen von Sendedaten darstellen, wenn die Folgefrequenz der Ausgangssignale gleich ist der vierfachen Folgefrequenz von orthogonalen Trägersignalen, mit denen die Ausgangssignale multipliziert werden.

Ein besonders vorteilhafter Einsatz des digitalen Sendefilters wird dabei erreicht, wenn es als gemeinsames Sendefilter für die beiden orthogonalen Kanäle vorgesehen ist und die Ausgangssignale wechselweise mit den beiden Trägersignalen multipliziert werden.

Bei einem Modem für eine Übertragung von Daten mit einer Übertragungsgeschwindigkeit von 4800 bit/s werden den Sendedaten Komponenten zugeordnet, die als Eingangssignale dem Sendefiher zugeführt weiden. Wenn die Folgefrequenz der Eingangssignaie 1600 Hz beträgt und die Frequenz der Trägersignale 1800 Hz beträgt, ist es vorteilhaft, wenn zwei Teilfilter vorgesehen sind und wenn dem ersten Teilfilter bzw. zweiten Teilfilter Gruppen von Koeffizienten zugeordnet sind, die den ersten Stützwert bzw. den zweiten Stützwert und den jeweils übernächsten Stützwert

tu beinhalten.

Im folgenden wird ein Ausführungsbeispiel des digitalen Sendefilters gemäß der vorliegenden Erfindung anhand von Zeichnungen erläutert.
Es zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines in einem Modem vorgesehenen Datensenders,

F i g. 2 Zeitdiagramme von Signalen an verschiedenen Punkten des Datensenders,
F i g. 3 ein Blockschaltbild eines digitalen Sendefilters, Fig.4 ein Blockschaltbild einer Anordnung zum Optimieren von Teilfiltern im Zeitbereich.

Bei dem in Fig. 1 dargestellten Blockschaltbild eines Datensenders für phasendifferenzmoduliertc Datensignale DS werden die in einer Datenquelle DQ

erzeugten Sendedaten SD mit einer Übertragungsgeschwindigkeit von beispielsweise 4800 bit/s einem Codierer CD zugeführt. Der Codierer CD erzeugt mit einer Folgefrequenz ft von beispielsweise 1600 Hz zwei Signale £1 und E2, die Komponenten von in bekannter

j„ Weise bei der Phasendifferenzmodulation entstehenden Vektoren darstellen. Die Signale Ei und £°2 sind digitalisierte Signale, bei denen mit Hilfe von Binärzeichen das Vorzeichen und der Betrag der Komponenten dargestellt werden. Sie werden als Eingangssignaie zwei

j5 identischen Sendefiltern SFi und SF2 zugeführt, die auch in einem digitalen Sendefilter zusammengefaßt sein können und deren Impulsantwort h(t) durch Stützwerte dargestellt wird. Die Impulsantwort h(i) ist zeitlich begrenzt und erstreckt sich beispielsweise über neun Periodendauern der Eingangssignale El und £2. Die Anzahl Mder Stützwerte pro Periodendauer Tsder Eingangssignale Ei und E2 wird durch das Verhältnis' von Verarbeitungsfrequenz /V und Folgefrequenz fs bestimmt. Die Sendefilter SF i und SF2 geben an ihrem Ausgang mit einer Arbeitsfrequenz fa digitalisierte Ausgangssignale A i und Λ 2 an zwei Modulatoren MD1 und MD 2 ab. Die Modulatoren MD 1 und MD 2 multiplizieren die Ausgangssignale A i bzw. A 2 mit zwei in einem Taktgeber TC erzeugten orthogonalen

w Trägersignalen Ti und T2. Ein Addierer ADDi addiert die von den Modulatoren MDl und MD 2 abgegebenen modulierten Signale und führt sie einem Digiial-Analog-Wandler DA 1 zu. Die am Ausgang des Digital-Analog-Wandlers DA i abgegebenen Signale

« werden in einem Tiefpaßfilter TPi gefiltert und als Datensignale DSzu einem Datenempfänger abgegeben.

Entsprechend den CClTT-Empfehlungen V.27bis und

V.27ter haben die Trägersignale Ti und Γ2 bei der

angenommenen Übertragungsgeschwindigkeit von

hn 4800 bit/s und der Folgefrequenz fs der Eingangssignale Ei und F2von 1600 Hz eine Frequenz von 1800 Hz.

Bei Jer Verwendung der Sendefilter 5Fl und SF2 werden die Ausgangssignale A 1 und A 2 in diskreten, aufeinanderfolgenden Zeitpunkten erzeugt. Für die

bs Modulation müssen die Ausgangssignale A i und A 2 und die Abtast werte der Trägersignale 7Ί und T2 in denselben Zeitpunkten verfügbar sein. Die Verarbeitungsfrequenz fv ist sowohl von der Foieefreauenz fs

der Eingangssignale EX und £2 als auch von der Frequenz ft der Trägersignale Π und 7"2 abhängig. Unter Verwendung der angegebenen Werte ersieht man, daß das Verhältnis dieser Frequenzen nicht ganzzahlig ist.

Y_s = ß-; M, R ganzzahlig.

Im einfachsten Fall kann als Verarbeitungsfrequenz fv das kleinste gemeinsame Vielfache der Frequenzen fs und ft verwendet werden:

fv - M ■ fs,fv = R ■ ft

Im Sendefilter müssen folglich M Signalwerte pro Periodendauer Ti errechnet werden, wobei M der Interpolationsfaktor des digitalen Filters ist.

Die Verarbeitungsfrequenz fv kann um den Faktor L heruntergeteilt werden, sofern die neue Arbeitsfrequenz

fa = -£- = \jA fs; L ganzzahlig,

oberhalb der durch das Abtasttheorem gegebenen Grenze bleibt. Diese liegt für den angenommenen Fall bei ca. 6 kHz. L ist der Reduktionsfaktor des digitalen Filters. Um diesen Faktor verringert sich bei nichtrekursiven digitalen Filtern der Rechenaufwand, da nur jeder /.-te Wert der Ausgangssignale A 1 und A 2 berechnet zu werden braucht.

Der Zahlenwert des Reduktionsfaktors L wird sowohl durch die Arbeitsfrequenz fa als auch durch die Frequenz ft der Trägersignale Π und T2 festgelegt. Berücksichtigt man die Orthogonalität der beiden Trägersignale Ti und Tl, so ergibt sich ein besonders geringer Rechenaufwand, wenn fa = 4 · ft gewählt wird. Die Trägersignale können dann nämlich in ihren Hauptwerten und ihren Nulldurchgängen abgetastet werden. Die Ausgangssignale A I und A 2 brauchen deshalb nur dann berechnet zu werden, wenn sie mit einem Haupt wert der Trägersignale Tl oder 7~2 zusammenfallen, d. h. mit der Frequenz 2 · ft. Außerdem entfällt der in F i g. 1 dargestellte Addierer ADD 1, da in jedem Abtastzeitpunkt immer eines der beiden Trägersignale Ti oder 7"2 den Wert 0 hat. Die beiden orthogonalen Kanäle können somit abwechselnd bearbeitet werden. Unter diesen Voraussetzungen ergibt sich als Verhältnis der Faktoren Mund L

M/L = 4 · (ft/fs).

Weitere Einzelheiten werden im folgenden zusammen mit den in F i g. 2 dargestellten Zeitdiagrammen beschrieben, wobei die Betrachtungen auf einen Kanal beschränkt werden.

Bei den in F i g. 2 dargestellten Zeitdiagrammen sind in Abszissenrichtung die Zeit t und in Ordinatenrichtung die Momentanwerte von Signalen an verschiedenen Punkten des Datensenders dargestellt. Weiterhin sind Koeffizienten Ki dargestellt, die mit Eingangssignalen £ 1 multiplizierte Stützwerte h(:)der Impulsantwort des digitalen Filters darstellen. Aus Gründen der Übersichtlichkeit wird angenommen, daß sich die Impulsantwort h(t) nur über vier Periodendauern Ts erstreckt.

Zum Zeitpunkt /1 wird angenommen, daß das Eingangssignal Ei die Komponente ρ X mit dem Wert l//2~und das Eingangssignal £2 die Komponente q\ mit dem Wen 1 darstellt. Die Eingangssignale £1 und £2 bewirken das Auslesen von den Stützwerten der Impulsantwort zugeordneten Koeffizienten Ki aus einem im digitalen Filter vorgesehenen Speicher. Wenn die Koeffizienten Ki die Stützwerte selbst darstellen, müssen sie mit den Komponenten pi des Eingangssignals £1 multipliziert werden. Die Koeffizienten können auch die Produkte von den Stützwerten der Impulsantwort und den möglichen Werten der Eingangssignale £ 1 bzw. £2 darstellen.

ίο Falls der Codierer CD die Sendedaten SD entsprechend einer achtwenigen Phasendifferenzmodulation codiert, können die Eingangssignale EX und £2 nur die Werte 0, ±\I]/T und ±1 annehmen. Nach dem Auftreten des Eingangssignals £1 oder £2 werden in diesem Fall die entsprechenden Produkte der Stützwerte mit diesen Werten aus dem Speicher ausgelesen. Nach der Synthese der Ausgangssignale A 1 und A 2 werden diese mit den Trägersignalen Ti und T2 moduliert. Die Modulation erfolgt durch Multiplikation von Abtastwerten der Trägersignale TX und T2 mit den Ausgangssignalen A X und A 2. Es werden dabei nur diejenigen Abtastwerte benutzt, die die Hauptwerte und die Nulldurchgänge der Trägersignale Ti und T"2 darstellen.

Zum Zeitpunkt ti werden die Komponenten ρ2 und ql als Eingangssignale EX und £2 abgegeben. Die Eingangssignale £1 und £2 bewirken ein erneutes Auslesen von Koeffizienten Kiaus dem Speicher. Da die Länge der Impulsantwort auf vier Periodendauern Ts

ίο beschränkt ist, besteht der Momentanwert des Ausgangssignals A X aus Beiträgen von vier Impulsantworten, die mit der Periodendauer Ts aufeinanderfolgen. Von diesen vier Beiträgen sind aus Gründen der Übersichtlichkeit nur zwei Beiträge dargestellt. Das

π Ausgangssignal A 1 zum Zeitpunkt 13 ergibt sich aus der Summe des zweiten und des elften Koeffizienten K1 bzw. KXX, wobei die Koeffizienten jeweils die Produkte aus dem entsprechenden Stützwert hl bzw. Λ11 und den Momentanwerten ρ 1 bzw. ρ 1 der Eingangssignale £1 darstellen. Die Summe der Produkte wird zur Erzeugung des Datensignals DS mit dem Hauptwert des Trägersignals Ti zum Zeitpunkt 13 multipliziert

Wenn als Verarbeitungsfrequenz des digitalen Sende-

filters ein ganzzahliges Vielfaches der Folgefrequenz fs verwendet wird, so werden alle im Abstand von Ts erzeugten Impulsantworten durch den selben vollständigen Koeffizientensatz

dargestellt Dies gilt nicht mehr, wenn die Verarbeitungsfrequenz durch den Faktor L geteilt wird und dann die neue Arbeitsfrequenz fa kein ganzzahliges Vielfaches der Folgefrequenz fs mehr ist In diesem Fall werden L nacheinander ausgegebene Impulsantworten durch L verschiedene Gruppen von Koeffizienten dargestellt Während im vorliegenden Fall durch die Komponente ρ i alle ungeradzahligen Koeffizienten aus dem Speicher gelesen werden, werden durch die

M) Komponente ρ 2 alle geradzahligen Koefffizienten, einschließlich des Koeffizienten K 0 aus dem Speicher ausgelesen. Da die Impulsantwort des Sendefilters zeitlich beschränkt ist gilt das Abtasttheorem nur angenähert Insbesondere kann nicht erwartet werden, daß die beiden Gruppen von Koeffizienten mit ihren zeitlich verschobenen Stützstellen nach der Digital-Analog-Wandlung im Digital-Analog-Wandler DA 1 identische Impulsformen ergeben. Dies ist gleichbcdeu-

lend mit einer Intersymbol-Interferenz, die auch im entsprechenden Empfänger nicht mehr rückgängig gemacht werden kann.

Diese !Intersymbol-Interferenz tritt immer dann auf, wenn die Verarbeitungsfrequenz fa kein ganzzahliges Vielfaches der Folgefrequenz fs ist. Dies ist vor allem dann der Fall, wenn zur Verringerung des Rechenaufwands die Verarbeitungsfrequenz klein gehalten werden muß.

Diese Verzerrungen werden jedoch vermieden, wenn bei der Berechnung der Koeffizienten das Sendefilter in L Teilfilter zerlegt wird. Die Optimierung des Sendefilters darf dann nicht mit dem vollständigen Koeffizieintensatz durchgeführt werden, sondern es müssen Z. Teilfilter berechnet werden.

Zur Berechnung der Teilfilter kann die bei analogen Filtern übliche Optimierung im Frequenzbereich verwendet werden. Die Koeffizienten der Teilfilter werden so gewählt, daß die Übertragungsfunktion jedes Teilfilters eine gemeinsame vorgegebene Sollfunktion möglichst gut annähen. Bei dieser Methode hat man jedoch keinen Einfluß auf die Iniersymbol-Interferenz der Impulsantworten der Teilfilter. Deshalb ist es vorteilhaft, die Optimierung der Teilfilter im Zeitbereich durchzuführen. Die Gruppen von Koeffizienten werden so optimiert, daß die Impulsantworten, die durch Digital-Analog-Wandlung aus den Koeffizienten gebildet werden, eine gemeinsame Sollfunktion möglichst gut annähern. Hierdurch wird gleichzeitig die Intersymbol-Interferenz minimiert.

Im vorliegenden Fall wird das Sendefilter aus L = 2 Teilfiltern gebildet, von denen eines die ungeradzahligen Koeffizienten und das andere die geradzahligen Koeffizienten umfaßt. Die Eingangssignale £1 werden wechselweise dem ersten und dem zweiten Teilfilter zugeführt. Das Eingangssignal E1 mit dem Wert ρ 1 wird dem ersten Teilfilter zugeführt, während das Eingangssignal £1 mit Wert ρ 2 dem zweiten Teilfilter zugeführt wird.

Bei dem in F i g. 3 dargestellten Blockschaltbild ist die verallgemeinerte Form des Sendefilters SF dargestellt. Die Eingangssignal E, die beispielsweise die wechselweise zugeführten Eingangssignale El oder £2 sind, werden, gesteuert durch den Umschalter U entsprechend der Folgefrequenz fs in zyklischer Reihenfolge den Teilfiltern Fl bis FL zugeführt, die jeweils eine unterschiedliche Gruppe

K (n, Li) = [Kn, Kn + L, Kn+ 2L ...};
η =0,1, ...,L-I,

von Koeffizienten umfassen. Mit L = 2 entstehen somit zwei verschiedene Gruppen von Koeffizienten

K (0,2· i) = [KO, Kl, K4, ...}

= \Kl,K3,KS,

Stützwerte der Impulsantwort darstellen, müssen diese vor der Addition mit den Momentanwerten der entsprechenden Eingangssignale multipliziert werden.

Bei der in F i g. 4 dargestellten Anordnung zum 5 Optimieren der Teilfilter im Zeitbereich sind nur die Teilfilter Fl und F2 dargestellt. Aus Gründen der Übersichtlichkeit wird angenommen, daß die sich über vier Periodendauern Ts erstreckende Impulsamwort aus nur zwölf Stützwerten gebildet ist, wovon die

ίο geradzahligen Koeffizienten dem Teilfilter Fl und die ungeradzahligen Koeffizienten dem Teilfilter F2 zugeordnet sind. Wenn der Schalter Sdie durchgezogen dargestellte Stellung einnimmt, werden zu aufeinanderfolgenden Zeitpunkten die Koeffizienten KO, K 2 usw.

ausgelesen und über einen Digital-Analog-Wandler DA 2 und einen idealen Tiefpaß TP2 einem ersten Eingang eines Vergleichers VC zugeführt. Ein zweiter Eingang des Vergleichers VC ist mit einem Speicher SP verbunden, in dem die Momentanwerte einer idealen Impulsantwort gespeichert sind. Der Vergleicher gibt Signale ab, mit denen die Koeffizienten im Teilfilter Fl so lange verändert werden, bis die durch die Koeffizienten festgelegte Zeitfunktion möglichst gut mit der gespeicherten Sollfunktion übereinstimmt.

Anschließend wird der Schalter S in die gestrichelt dargestellte Stellung gebracht und in entsprechender Weise wird das Teilfilter F2 durch Verändern der Koeffizienten K 1, K 3 usw. optimiert.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

4¹S

Die Koeffizienten können in einer der Anzahl der Teilfilter entsprechenden Anzahl von Speichern oder in einem gemeinsamen Speicher gespeichert sein. Wenn in jedem Teilfilter Fl bis FL die Produkte aus den Eingangssignalen E und den entsprechenden Stützwerten der Impulsantwort abgespeichert wurden, werden diese im Addierer ADD2 addiert und als Ausgangssignale A abgegeben. Falls die Koeffizienten nur die

Claims (5)

Patentansprüche:

1. Digitales Sendefilter in Datenübertragungseinrichtungen, dem mit vorgegebener Folgefrequenz digitalisierte Eingangssignale zugeführt werden, in dem für jede Periodendauer der Eingangssignale eine Mehrzahl M, den Stützwerten der zeitlichen begrenzten Impulsantwort zugeordnete Koeffizienten gespeichert sind, das einander zugeordnete Produkte aus den Eingangssignalen und den Stützwerten summiert und das an einen Modulator digitalisierte Ausgangssignale mit einer Folgefrequenz abgibt, die gleich ist der M/L-fachen Folgefrequenz der Eingangssignale, wobei Mund L ganze Zahlen sind und L größer als 1 ist, dadurch gekennzeichnet, daß L Teilfilter (Fi bis FL) vorgesehen sind, daß jedem Teilfilter (Fi bis FL) eine unterschiedliche Gruppe von Koeffizienten (K) zugeordnet ist, daß jede Gruppe aus den jeweils L-ten Koeffizien-. ten (K) gebildet wird, die durch eine Optimierung jedes einzelnen Teilfilters (Fi bis FL) hinsichtlich des gleichen Ausgangssignals im Zeitbereich ermittelt werden, daß die Eingangssignale (E) zeitlich nacheinander im Abstand ihrer Periodendauer (Ts) an den Teilfiltern (Fi bis FL) anliegen und daß die von den Teilfiltern (F i bis FL) abgegebenen, einander zugeordneten Produkte summiert werden.

2. Digitales Sendefilter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Koeffizienten (K) die Produkte aus den möglichen Werten der Eingangssignale (E) und den Stützwerten (h) der Impulsantwort darstellen.

3. Digitales Sendefilter nach Anspruch 1 oder Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Optimierung der Koeffizienten (K) jedes Teilfilters (Fl bis FL) durch einen Vergleich der vom jeweiligen Teilfilter (Fl bis FL) abgegebenen Zeitfunktion mit einer einzigen Sollfunktion erfolgt.

4. Digitales Sendefilter nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß es in einem digital arbeitenden Modem vorgesehen ist, daß die Eingangssignale (Ei, E2) Komponenten (p, q)\on höherwertig codierten Folgen von Sendedaten (SD) darstellen, daß die Folgefrequenz (fa)der Ausgangssignale (Ai, A 2) gleich ist der vierfachen Folgefrequenz (ft) von orthogonalen Trägersignalen (Ti, T2), mit denen die Ausgangssignale (A 1. A 2) multipliziert werden.

5. Digitales Sendefilter nach Anspruch 4, bei dem die Folgefrequenz der Eingangssignale 1600Hz beträgt und die Folgefrequenz der Trägersignale 1800 Hz beträgt, dadurch gekennzeichnet, daß zwei Teilfilter (Fi, F2) vorgesehen sind und daß dem ersten Teilfilter (Fi) bzw. dem zweiten Teilfilter (F2) Gruppen von Koeffizienten (K) zugeordnet sind, die den ersten Stützwert (K 0) bzw. den zweiten Stützwert (K 1) und den jeweils übernächsten Stützwert beinhalten.