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Schaltungsanordnung für abstimmbare Hochfrequenzschwing-
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kreise im VHF-Bereich I und III sowie UHF-Bereich IV und V sowie gegebenenfalls
für Sonderbereiche Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung für abstimmbare
Hochfrequenzschwingkreise im VHF-Bereich I und III sowie UHF-Bereich IV und V sowie
gegebenenfalls für Sonderbereiche, insbesondere für abstimmbare selektive Verstärker
und Oszillatoren mit Mischern in Eingangsschaltungsanordnungen für Fernsehempfänger,
bei der die Abstimmung in den einzelnen Empfangsbereichen durch Änderung der Kapazität
zweier gegeneinander geschalteter Abstimmdioden, die als frequenzbestimmende Glieder
in dem oder den Schwingkreis(en) angeordnet sind, und die Bereichsumschaltung durch
Ein- und Ausschaltung der Versorgungsspannung für die den betreffenden Bereichen
zugeordneten Verstärkern und Oszillatoren mit Mischern erfolgen.
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Derartige Schaltungsanordnungen sind z.B. in den von der Anmelderin
vertriebenen Fernsehempfängern mit dem Chassis K9 oder K9i in den dort eingebauten
Tunern UD1 und VD1 verwendet. Ein derartiger Kanalwähler ist z.B.
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im wesentlichen aus folgenden Elementen aufgebaut: Im Kanalwähler
folgt zunächst auf die Eingangsklemme ein auf den Abstimmbereich fest abgestimmtes
Bandfilter, dem ein Verstärkertransistor nachgeschaltet ist, und zwar eine sogenannte
Vorstufe. Dieser Transistor ist über eine Regelspannung in seiner Verstärkung regelbar.
An seinem Ausgang folgt ein zweikreisiges abstimmbares Bandfilter, in dessen
beiden
Kreisen je eine Kapazitätsdiode angeordnet ist.
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Danach folgt über eine Ankopplungskapazität der als Mischer geschaltete
Mischtransistor, der also in einer sogenannten selbstschwingenden Mischstufe betrieben
wird.
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Er erhält z.B. das Signal mit der Eingangsfrequenz an seinem Emitter
und an seinem Kollektor ein Signal auf der Oszillatorfrequenz, wobei der Oszillatorschwingkreis
ebenfalls eine abstimmbare Kapazitätsdiode aufweist. Am Kollektor des Mischstufentransistors
wird über ein weiteres Bandfilter die Zwischenfrequenz ausgekoppelt.
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Ein derartiger Kanalwähler weist also im allgemeinen drei abstimmbare
Kapazitätsdioden auf, dessen Kennlinien aus Gleichlaufgründen möglichst deckend
übereinanderliegen sollen, um eine Abstimmung über einen möglichst großen Frequenzbereich
mit möglichst gutem Gleichlauf der verschiedenen Schwingkreise zu ermöglichen. Ein
teures Bauelement in einem derartigen Kanalwähler ist damit die über eine Abstimmgleichspannung
abstimmbare Kapazitätsdiode geworden, die auch dann, wenn das Vorstufenbandfilter
als einkreisiges Filter ausgeführt ist und damit nur eine Kapazitätsdiode aufweist,
zu kostentreibenden Sortierarbeiten beim Halbleiterhersteller führen muß, denn es
müssen dann mindestens zwei mit ihren Kennlinien fast deckend liegende Kapazitätsdioden
im Anschluß an die Herstellung ausgesucht werden. Um jedoch Spiegelfrequenzempfang
zu unterdrücken, werden Bandfilter zwischen Vorstufe und Mischstufe eingebaut, so
daß jeweils drei Kapazitätsdioden auszusuchen sind.
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Dieser Aufwand ist bereits seit langem von den Kanalwählerherstellern
beanstandet worden, und ausgehend von diesem Stand der Technik bestand die Aufgabe
der Erfindung darin, hier Abhilfe zu schaffen, wobei die Schaltungsanordnung gleichzeitig
derart ausgelegt werden sollte, daß sie mit geringem Aufwand integrationsfähig ist.
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Um sogenannte integrationsfähige Schaltungsanordnungen zu
entwickeln,
sollen nach Möglichkeit nur Transistoren, Dioden und Widerstände verwendet werden,
Induktivitäten sowie externe Kondensatoren sollen vermeden werden.
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Aus "application information" 140 mit dem Titel "F.M. Tuner using
BF324 und BF451 Transistors" vom 14. Nov. 1972 Seite 4 Fig.41 und aus der DE-AS
22 34 570 Fig. 8 sind in Schwingkreisen angeordnete gegeneinander geschaltete Kapazitätsdioden
bekannt, die aber in den dort genannten Fällen noch als konzentrierte einzelne Elemente
ausgebildet sind.
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Weiterhin wurde auch bei der Untersuchung einer Schaltungsanordnung
für oben genannte Erfindung festgestellt, daß sich bei der Abstimmung in den einzelnen
Empfangsbereichen infolge des Einflusses der Kennlinienkrümmung der Kapazitätsdioden
bei großer Wechselspannungsaussteuerung, insb.
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im nullpunktnahen Bereich der Abstimmgleichspannung, eine sich ändernde
Gleichspannungskomponente überlagert, die eine Änderung des mittleren Kapazitätswertes
um . C hervorruft und damit praktisch die Schwingkreisspannung in der Frequenz moduliert,
wodurch nicht nur der Schwingkreis entsprechend verstimmtwird, sondern auch unerwünschte
Harmonische entstehen, wie an sich aus der Literaturstelle "Siemens-Bauteile-Information
2-67" Seite 47 rechte Spalte und Seite 48 Bild 6 bekannt. Weiterhin ist aus dieser
Literaturstelle Seite 47 linke Spalte 3. Absatz von unten bekannt, eine als konzentriertes
einzelnes Bauelement ausgebildete Diode als Zweifach-Abstimmdiode mit gemeinsamer
Katode aufzubauen.
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Um diesen Effekt zu vermeiden, werden also in Schwingkreisen die Schwingkreiskapazität
bzw. die -kapazitäten aus zwei gegeneinander geschalteten Kapazitätsdioden ausgeführt,
wodurch der genannte unerwünschte Modulierungseffekt ganz wesentlicht vermindert
wird. Er kann nicht ganz ausgeschaltet werden, weil nämlich die Diodenkennlinie,
also die Kennlinie der Kapazität in Abhängigkeit von der ange-
legten
Gleichspannung, nichtlinear ist, so daß auch bei geschickter Einspeisung der Abstimmgleichspannung
eine geringfügige Nichtlinearität verbleibt, da nämlich im Großsignalbereich immer
eine unsymmetrische Aussteuerung der beiden gegeneinander geschalteten Kapazitätsdioden
erfolgt.
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4.
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Die Erfindung geht von diesem Stand der Technik aus. Zur Lösung oben
genannter Aufgaben sind bei einer Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art
nach der Erfindung die Schaltungselemente der Verstärker und der Oszillatoren mit
den Mischern, nämlich die Transistoren, die als Kapazitätsdioden ausgebildeten Koppelkondensatoren
und Abs timmdioden und die Widerstände in monolithisch integrierter Technik ausgeführt
und die für die Schwingkreise der Schaltungsanordnung erforderlichen Induktivitäten
sind extern dazugeschaltet.
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Es war bisher nicht möglich, eine derartige Schaltungsanordnung für
HF-Schwingkreise und dazu noch abstimmbar auszubilden, weil es bisher nicht möglich
war, in einem integrierten Hochfrequenzprozeß Transistoren und Kapazitätsdioden
mit ausreichender Güte zu integrieren. Dieses ist durch die Erfindung gelungen und
infolgedessen kann eine insgesamt integrierte Schaltungsanordnung verwirklicht werden,
bei der es nur noch einer geringen Zusatzschaltung bedarf, nämlich der Induktivitäten
im Schwingkreis des Oszillators; ferner an der Ausgangsseite, was aber an sich nicht
mehr zur Schaltungsanordnung dieser Erfindung dazugehört, der Anordnung der Kapazitäten
und der Induktivitäten für das ZF-Filter.
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In weiterer Ausgestaltung der Erfindung können die beiden Anoden der
Abstimmkapazitäten mit je einer Spule gleicher Bauart verbunden sein, wobei die
anderen Enden der Spulen als Mittenabgriff ausgeführt an einen bzw. den gemeinsamen
Bezugspunkt führen, z.B. an Masse.
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Ferner können nach der Erfindung im Falle einer abstimmbaren Verstärkers
chaltungs anordnung drei paarweise angeordnete Kapazitätsdioden mit zwei Spulen
zu einem Bandfilter derart zusammengeschaltet sein, daß die Einspeisung auf der
Eingangsseite in Parallelschaltung, also auf einen Parallelschwingkreis, und die
Auskopplung in Serienschaltung über einen in Serie mit den Abstimmkapazitäten geschalteten
Transistor erfolgt Es kann weiterhin nach der Erfindung die Impedanzanpassung des
Bandfilters in seinem Ein- und Ausgang über integrierte Transistorschaltungen nach
Art einer Stromspiegelschaltungsanordnung in der Weise erfolgen, daß im Ein-/Ausgang
jeweils eine Kollektor-Emitter-Strecke liegen.
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Weiterhin können nach der Erfindung schließlich die jeweils beiden
Kapazitätsdioden eine gemeinsame Katode aufweisen.
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Bei Einsatz der Erfindung ist es daher nunmehr möglich geworden, eine
derartige Schaltungsanordnung mit einem Flächenaufwand von 3,5 qmm auszuführen,
wobei z.B. das Oszillatorteil und ein derartiges zugehöriges Verstärkerteil dann
einen gemeinsamen Anschluß der Batteriespannung aufweisen, einen zweiten gemeinsamen
Anschluß für die Abstimmspannung, einen dritten gemeinsamen Anschluß für die Eingangsfrequenz,
wobei die Frequenz fE1 am Verstärker die Ausgangsfrequenz und am Oszillator mit
der multiplikativen Mischstufe die Eingagsfrequenz darstellt. Zusätzlich weisen
beide gemeinsam einen vierten Anschluß für den gemeinsamen Bezugspunkt auf, z.B.
Masse. Zu diesen vier Anschlüssen kommen noch im Oszillatorteil drei hinzu, nämlich
zwei Anschlüsse für die Spule bzw. die Spulenteile des Oszillators und ein Anschluß
für die Ausgangsspannung auf der Zwischenfrequenz. Im Verstärkerteil kommen zwei
Anschlüsse hinzu für die Spulen für das Bandfilter, ein Anschluß für die Regelspannung
und ein Anschluß für die Eingangsfrequenz fEO, so daß eine derartige Einheit vier
gemeinsame Anschlüsse und sieben zusätzliche Anschlüsse aufweist, also insgesamt
elf Anschlüsse, so daß in einer
Ausführung als IC ein genormtes
Maß mit zwölf Anschlüssen oder auch mit vierzehn Anschlüssen völig genügt.
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Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt
und wird im folgenden näher beschrieben. Es zeigen Fig. 1 in schematischer Darstellung
eine Eingangsschaltungsanordnung für einen Fernsehempfänger, Fig. 2 eine integrierte
Schaltungsanordnung für einen Oszillator mit einer multiplikativen Mischstufe, Fig.
3 eine integrierte Schaltungsanordnung für einen Verstärker mit abstimmbarem Bandfilter,
Fig. 4 Verstärkungskennlinien des Verstärkers nach Fig. 3 bei unterschiedlichen
Abstimmspannungen, Fig. 5 die Kennlinie der Kreuzmodulationsfestigkeit des Verstärkers
nach Fig. 3.
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In Fig. 1 ist die Eingangsfrequenz mit £EO bezeichnet. Sie wird in
einem Bauteil 1 eingegeben, das aus mehreren fest abgestimmten Bandfiltern besteht
und z.B. vier Ausgänge aufweist. An diesen vier Ausgängen steht die Frequenz fE1,
und zwar in dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 in der obersten Zeile für den F
I-Bereich, also VHF-Bereich I, 46 bis 70 MHz. Der zweite Bereich ist das sogenannte
Band III, also VHF III oder auch F III-Bereich genannt.
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Die Frequenz fE1 liegt also zwischen 162 und 230 MHz.
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Die dritte Zeile ist der F IV-Bereich, also der UHF-Bereich IV, von
470 bis 606 MHz und schließlich die letzte Zeile ist der UHF-Bereich V, also der
F V-Bereich, wobei also das Signal fE1 eine Frequenz zwischen 606 bis 960 MHz aufweisen
kann. Diese Eingangssignale durchlaufen eine sogenannte Vorstufe 2, und in Fig.
1 sind hier die Bereiche I, III, IV und V eingezeichnet. Am Ausgang dieser Vorstufen
stehen ebenfalls die Frequenzen fE1, und zwar diesmal aber abgestimmt im Bereich
I, III, IV oder V auf einen bestimmten Sender. Danach folgt die Mischstufe mit dem
Oszillator in Fig. 1 schematisch mit 3 bezeichnet, und am Ausgang dieser kann das
Zwischenfrequenzsignal z.B. auf der Zwischenfrequenz
von 36 MHz
abgenommen werden. Eine derartige Aufteilung entspricht z.B. im Prinzip der in den
oben als Stand der Technik genannten UHF- und VHF-Kanalwählern, wobei jedoch eine
Unterteilung der Bänder IV und V bisher im UHF-Kanalwähler nicht erfolgte, weil
nämlich die Hübe der dort verwendeten Kapazitätsdioden zum vollen Durchstimmen des
Bereiches ausrieichten. Wird jedoch integriert, so sind bisher nur relativ kleinere
Hübe möglich gewesen, so daß eine weitere feinere Unterteilung erfolgen mußte. Hier
liegt jedoch nur ein gradueller,aber kein prinzipieller Unterschied.
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Fig. 2 zeigt in dem gestrichelt eingerahmten Teil nach der Erfindung
monolithisch integrierte Bauteile. Es ist ein multiplikativer Mscher vorhanden,
bestehend aus den Transtoren T2 und T3, ein Ausgangstransistor T4, an dessen Emitter
die Ausgangsspannung, also die Zwischenfrequenz abgenommen werden kann.
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In dieser Schaltungsanordnung besteht der Oszillator aus einem Transistor
T1, von dessen Basis über einen aus zwei gegeneinander geschalteten Kapazitätsdioden
bestehenden Koppelkondensator C2 (15 pF) ein Schwingkreis folgt, dessen Kapazität
aus zwei gegeneinander geschalteten Kapazitätsdioden DI (8,5...18 pF) und D2 (8,5...18
pF) besteht. Das auffatendste Merkmal dieser Schaltungsanordnung ist, daß anstelle
von einer zwei Kapazitätsdioden eingeschaltet sind, was der integrierten Schaltungstechnik
entgegenkommt, und die eingangs genannten Vorteile aufweist. In planarer Integrationstechnik
ausgeführt können die Kapazitätsdioden D1 und D2 eine gemeinsame Katode aufweisen,
die über den Vorwiderstand Ri nach außen hin ausgeführt ist und an diesen Anschlußpunkt
liegt die Abstimmgleichspannung UA.
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Andererseits sind die beiden Anoden der Abstimmkapazitäten D1 und
D2 nach außen an Spulen L1 und L2 gleicher Bauart ausgeführt, die an ihren anderen
Enden miteinander verbunden sind und an dieser Stelle an den gemeinsamen Bezugspunkt,
z.B. Masse, angeschlossen sind. Bei gleicher Bauart der Spulen L1 und L2 bildet
dieser Anschluß einen Mittenabgriff.
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Eine Spule L1 oder L2 mit z.B. nur drei Windungen 0,4 Cul von 3 mm
Durchmesser ist sehr leicht herzustellen. In planarer Technik sind weiterhin die
Kondensatoren C1 und C2, die reine Koppelkondensatoren sind, wobei C1 (ca. 6,8 pF)
der Rückkopplungskondensator ist, ebenfalls als Kapazitätsdioden ausgeführt, so
daß gleiche Bauarten und gleiche Integrationsherstellungstechniken verwendet werden
können.
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Auffallend ist an dieser Schaltungsanordnung sofort, daß der große
Erdungskondensator der bisherigen Kanalwähler fortfallen kann und daß im Oszillatorschwingkreis
also nur die Schwingkreiskapazität vorhanden ist.
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In ähnlicher Technik ist auch der Verstärker der Vorstufe nach Fig.
3 aufgebaut. Sein Ausgangssignal auf der Frequenz EI' das also das abgestimmte Signal
ist, erscheint an seinem Ausgang, während an seinem Eingang das Signal fEo im Bereich
liegt, auf den im Eingangsteil 1 nach Fig. 1 das Bandfilter abgestimmt ist. Eingang
und Ausgang des Verstärkers sind derart aufgebaut, daß eine 50 Ohm-Anpassung erfolgen
kann. Im Schwingkreis bzw. im Bandfilterteil sind die gleichen Maßnahmen wie im
Oszillator angewendet, nämlich die Gegeneinanderschaltung der Kapazitätsdioden C7
und C8 (8,5...18 pF) sowie C9 und CIO mit ihren Katoden auf einen gemeinsamen Verbindungspunkt,
wobei die Ausführung in der planaren Integrationstechnik derart erfolgt, daß diese
Katoden für die Kapazitätsdioden C7 und C8 gemeinsam und für die Katoden der Kapazitäten
C9 und CIO gemeinsam sind. Die Verbindungspunkte sind über Widerstände von je 12
kOhm nach außen an die Abstimmspannungsklemme UA geführt. Die beiden Schwingkreise,
die das Bandfilter der Vorstufe darstellen, sind über die Kondensatoren Cli (0,5
pF) und C12 (0,5 pF) miteinander gekoppelt. Auch hie»Cind zwei Kapazitätsdioden
verwendet, die mit ihren Katoden zusammengeschaltet sind bzw. eine gemeinsame Katode
nach der Erfindung aufweisen. Das Besondere dieser Bandfilteranordnung besteht noch
darin, daß auf der Eingangsseite über den als Kapazitätsdiode ausgebildeten Kondensator
mit dem Wert 0,5 pF eine Einkopplung
an den Schwingkreis, bestehend
aus den Kapazitätsdioden C7 und C8 und der Spule L3 (50 nH), auf einen Parallelschwingkreis
erfolgt und auf der Ausgangsseite eine Auskopplung in einer Serienschaltung, denn
der Transistor T?O liegt in Serie mit der Schwingkreiskapazität C9 und CIO (10...
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17 pF). T5 und T6 sowie T10 und TIl in Fig. 3 sind in an sich bekannter
Technik als Stromspiegel ausgeführt, nur ist T10, wie bereits genannt, in besonderer
Weise mit den Kapazitätsdioden zusammengeschaltet und T5 derart an den Eingang angeschlossen,
daß sich sowohl im eingeschalteten als auch im ausgeschalteten Zustand des betreffenden
Verstärkers über die gesamten Frequenzbereiche ein besonders gutes Stehwellenverhältnis,
nämlich besser als zwei, ergibt.
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Desgleichen bewirken die Transistoren T6 und T11 eine optimale Impedanzanpassung
an die jeweils nachfolgende Schaltungsanordnung. Die Transistoren T7 und T8 sind
Verstärkertransistoren und über den Transistor T9 regelbar. Eine derartig aufgebaute
Kombination, bestehend aus einem abstimmbaren Verstärker mit nachgeschalteter Mischstufe
und Oszillator, kann, weil die Anschlüsse kompatibel zu denen der bekannten konventionellen
Tuner ausgeführt sein können, sofort anstelle der bekannten Tuner eingesetzt werden.
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Die Fig. 2 stellt mit den angegebenen Werten eine multiplikative Transistormischstufe
mit einem VHF-Oszillator für Band III für den Frequenzbereich von 162 bis 230 NHz
dar.
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Die Ausgangszwischenfrequenz lag bei 36 MHz. Die ZF-Bandbreite war
8 t4Hz bei 50 Ohm Lastwiderstand. Die Mischverstärkung betrug 13 dB und die Rauschzahl
war geringer als 9 dB.
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Der Verstärker nach Fig. 3 war ebenfalls abstimmbar für oben genanntes
Band III und wies eine Verstärkung von 15dB und eine Bandbreite von 15 MHz auf.
Diese Bandbreiiekann durch Änderung der Kapazitäten Cli und C12 sowie der Spulen
L3 und L4 falls erwünscht eingeengt werden.
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Fig. 4 zeigt die Verstärkung IS2k des selektiven Ver-
stärkers
nach Fig. 3 in Abhängigkeit von der Frequenz bei verschiedenen Abstimmspannungen
UA. Die Verstärkung beträgt ca. 15 dB und das Maximum der Verstärkung ist durch
die Abstimmspannung UA in seiner Frequenz über das gesamte oben genannte Band III
abstimmbar. Die 3 dB-Bandbreite beträgt dabei ca. 15 MHz.
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4-.
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Fig. 5 zeigt die Kennlinie der Kreuzmodulationsfestigkeit für 1 %
Kreuzmodulation des selektiven Verstärkers nach Fig. 3 für den Fall, daß dieser
auf eine Frequenz von ca. 220 MNz abgestimmt ist. Die Kreuzmodulationsfestigkeit
steigt zu höheren Frequenzen hin stark an und beträgt im Abstand von zwei Kanälen
(14 MHz) ca. - 13 dBm. Das entspricht bei 100 zeiger Modulation des Störsignals
einer Spannung des Störsignalträgers von ca. 50 mV. Die Messung wurde in einem angepaßten
50-Ohm-System ausgeführt.