DE2826570C2

DE2826570C2 -

Info

Publication number: DE2826570C2
Application number: DE2826570A
Authority: DE
Inventors: George L. Lubbock Tex. Us Brantingham; Richard H. Dallas Tex. Us Wiggins Jun.
Original assignee: Texas Instruments Inc
Current assignee: Texas Instruments Inc
Priority date: 1977-06-17
Filing date: 1978-06-16
Publication date: 1988-10-20
Also published as: GB1603993A; SU886760A3; AU520897B2; ES477928A1; NL186425C; ES470853A1; IT7849909A0; SE437747B; BE868205A; ZA783305B; AR218313A1; DE2826570A1; NL186425B; BR7803856A; NL7806366A; CH633922A5; IL54878A0; CS266303B2; FR2394933A1; AU3701778A

Description

Die Erfindung geht aus von einem digitalen Filter gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Ein derartiges Filter ist aus der US-PS 40 22 974 bekannt. Das in dieser Druckschrift beschriebene digitale Filter ist ein direktes rekursives digitales Filter, das auch als Abzweigfilter (im englischen Sprachbereich "ladder filter") bezeichnet wird. Bei diesem bekannten Filter wird eine fest verdrahtete Recheneinheit mit einer einzigen Multipliziervorrichtung und einer einzigen Addiereinheit verwendet. Aufgrund der festen Verdrahtung lassen sich keine Verbindungen in ausgewählter Weise herstellen, so daß es demgemäß unmöglich ist, die Funktion eines Brückenfilters zu verwirklichen, mit dessen Hilfe sich synthetische Sprache mit wesentlich besserer Stabilität erzeugen läßt.

Verfahren zur synthetischen Erzeugung menschlicher Sprache sind auch auf den Seiten 28 bis 34 der Oktoberausgabe 1973 des "IEEE Spectrum" in dem Artikel "Voice signals: Bit by bit" kurz erläutert. Verfahren dieser Art sind Sprachdigitalisierungsverfahren mit Impulscodemodulation, mit differenz-Impulscodemodulation, mit adaptiver Voraus sagecodierung, mit Deltamodulation, mit Kanal-Vocodern, mit Cepstrum-Vocodern, mit Formant-Vocodern, mit spracherregten Vocodern und mit linearer Voraussage codierung.

Computersimulierungen der verschiedenen Sprachdigitali sierungsverfahren haben allgemein gezeigt, daß die linearen Voraussageverfahren der Sprachdigitalisierung eine Sprache mit größerer Stimmnatürlichkeit als die bisherigen Vocoder-Systeme, (beispielsweise Kanal-Vocoder) erzeugen können, wobei dies mit geringerer Datengeschwindigkeit als bei Systemen mit Impulscodemodulation erreicht werden kann. In diesen linearen Voraussagesystemen wird häufig ein mehrstufiges Digitalfilter verwendet; je größer die Anzahl der Stufen des Digitalfilters ist, desto natürlicher klingt die erzeugte Sprache.

Eine frühe Anwendung linearer Voraussageverfahren auf die digitale Sprachsynthese erfolgte in den späten sechziger Jahren und in den frühen siebziger Jahren. Eine historische Abhandlung einige dieser frühen Arbeiten findet sich auf den Seiten 18 bis 20 des im Springer-Verlag, New York 1976 erschienen Buchs von Markel und Gray mit dem Titel "Linear Prediction of Speech".

Das bei der linearen Voraussagecodierung verwendete mehrstufige Digitalfilter ist vorzugsweise ein Allpol- Filter, bei dem die Wurzelorte vorzugsweise alle innerhalb des Einheitskreises |z |=1 auftreten, wenn die mathematische Übertragungsfunktion des Filters als eine Z-Transformierte ausgedrückt wird. Das Filter selbst kann ein Brückenfilter in einer typischen Ausführung sein. Jedoch sind auch andere Filter, wie Abzweigfilter, normierte Abzweig filter und dergleichen bekannt, wie im Kapitel 5 des erwähnten Buchs "Linear Prediction of Speech" ausgeführt ist. Jede Stufe des Brückenfilters erfordert zwei Additionsoperationen, zwei Multiplikationsoperationen und eine Verzögerungsoperation. Das Filter wird für stimmhafte Töne aus einer periodischen Digitalsignalquelle und für stimmlose Töne aus einer Zufalls-Digital-Signal quelle angeregt. Die Filterkoeffizienten werden vorzugsweise jeweils nach wenigen Millisekunden aktualilsiert, während das Anregungssignal mit einer höheren Frequenz aktualisiert wird.

Nach dem Stand der Technik ist eine Brückenfilterschaltung durch eine entsprechende Programmierung großer Digitalcomputer ausgeführt worden. In dem oben erwähnten Buch "Linear Prediction of Speech" ist ein Beispiel einer Fortran-Programmierung für einen zur Sprachsynthese eingesetzten Computer angegeben. Wenn die Datenfrequenz des Anregungssignals und die große Anzahl der arithmetischen Operationen, d. h. zwei Multiplikationen und zwei Additionen für jede Stufe eines mehrstufigen Filters gegeben sind, und wenn vorgegeben ist, daß bei einer Vergrößerung der Anzahl der Filterstufen die Natürlichkeit der erzeugten Sprache verbessert wird, sind bei den meisten bisher durch geführten Sprachsynthesearbeiten Hochgeschwindigkeits- Digitalcomputer eingesetzt worden. Dr. J. G. Dunn, J. R. Cowan und A. J. Russo eines Zweigwerks der Firma ITT in Nutley, New Jersey, haben versucht, ein mehrstufiges Filter unter Anwendung der MOS-LSI-Technologie zu ver wirklichen, also unter Anwendung einer Technologie mit in großem Maßstab integrierten MOS-Bauelementen. Sie haben eine Vielfach-Verarbeitungslösung versucht, bei der viele Rechenwerke gleichzeitig arbeiten; dieses Verfahren erfordert jedoch eine sehr große Anzahl von Multiplizier- und Addiereinheiten auf einem Halbleiter- Chip. Eine Diskussion der Arbeit dieser Wissenschaftler befindet sich in dem Aufsatz "Progress in the Development of Digital Vocoder Employing an Itakura Adaptive Predictor" in "Telecommunications Conference Records" der IEEE-Veröffentlichung Nr. 73 von 1973. Der Ersatz einer Brückenanordnung durch ver schiedene Addier- und Multiplizierschaltungen führt zu einem komplizierten und großen Halbleiter-Chip.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein digitales Filter der eingangs angegebenen Art zu schaffen, das auf einem einzigen Halbleiter-Chip untergebracht werden kann. Diese Aufgabe wird mit den im Anspruch 1 angegebenen Mitteln gelöst. Die Unteransprüche sind auf vorteilhafte Ausgestaltungen gerichtet.

Die Erfindung wird nun anhand der Zeichnung erläutert. Es zeigen:

Fig. 1a ein Blockschaltbild der Grundbauelemente einer Sprachsyntheseschaltung,

Fig. 1b das Anregungssignal und K _n-Filterkoeffizienten in Abhängigkeit von der Zeit,

Fig. 2a und 2b ein typisches Brückenfilter für die Verwendung in Sprachsyntheseschaltungen,

Fig. 3 eine Zeitsteueranordnung für die Erzeugung von Zwischenergebnissen in einem Brücken filter mit N Stufen,

Fig. 4 eine Zeitsteueranordnung für die Erzeugung von Zwischenergebnissen in einem Brücken filter mit 10 Stufen,

Fig. 5 eine Ausführungsform eines Digitalfilters, das einem Brückenfilter äquivalent ist,

Fig. 6 eine Tabelle mit verschiedenen Zwischenergebnissen, die im Filter von Fig. 5 während verschiedener Zeitperioden eines Zyklus zur Verfügung stehen,

Fig. 7 eine weitere Ausführungsform eines Digitalfilters, das einem Brückenfilter äquivalent ist,

Fig. 8 eine Tabelle mit verschiedenen Zwischenergebnissen, die in dem Filter von Fig. 7 während verschiedener Zeitperioden eines Zyklus zur Verfügung stehen,

Fig. 9 einen Matrixmultiplizierer, der in dem äquivalenten Digitalfilter angewendet wird,

Fig. 10a bis 10d Schaltbilder verschiedener Bauelemente von Fig. 9, und

Fig. 11 eine verallgemeinerte Ausführungsform eines Digitalfilters.

Das digitale Filter enthält einen Multiplizierer, der an einem Eingang die Filter-Koeffizienten aus einem Speicher empfängt. Der Ausgang des Multiplizierers ist mit einem Eingang einer Addier/Subtrahier-Einheit verbunden, an dessen Ausgang eine Kurzverzögerungsschaltung angeschlossen ist. Der Ausgang der Kurzverzögerungsschaltung ist mit einer Langverzögerungsschaltung verbunden. Die Kurz- und Langverzögerungsschaltungen bestehen vorzugsweise aus kurzen bzw. langen Schieberegistern. Der Aus gang der Langverzögerungsschaltung ist über einen Schalter mit einem Haltespeicher verbunden. Der andere Eingang des Multiplizierers ist wahlweise mit dem Ausgang der Addier/ Subtrahier-Einheit, dem Ausgang der Kurzverzögerungs schaltung oder dem Ausgang des Haltespeichers verbunden. Der andere Eingang der Addier/Subtrahier-Einheit ist wahlweise mit dem Ausgang des Haltespeichers, dem Ausgang der Langverzögerungsschaltung oder dem Ausgang der Addier/Subtrahier-Einheit verbunden. Der Multiplizierer ist vorzugsweise ein Matrixmultiplizierer. Das Filter ausgangssignal erscheint am Ausgang des Haltespeichers, und in den zwei zu beschreibenden Ausführungsbeispielen wird das Eingangssignal entweder an die Addier/Sub trahier-Einheit oder an den Multiplizierer angelegt.

Fig. 1a zeigt in Form eines Blockschaltbildes die Grund bauelemente einer Sprachsyntheseschaltung. Die Sprach syntheseschaltung enthält ein mehrstufiges Brückenfilter 10, das unter Anwendung der Filterkoeffizienten K₁ bis K _n ein Anregungssignal 11 digital filtert. Das Brückenfilter 10 gibt ein digitales Signal 12 ab, das von einem Digital- Analog-Umsetzer 13 in eine analoge Form umgesetzt wird.

Das Ausgangssignal des Umsetzers 13 wird Hilfe eines Lautsprechers 14 oder einer anderen derartigen Ton umsetzungsvorrichtung in hörbare Töne umgewandelt. Zwischen dem Umsetzer 13 und dem Lautsprecher 14 kann natürlich ein Verstärker angewendet werden, der das analoge Ausgangssignal des Umsetzers 13 auf den für den Lautsprecher 14 erforderlichen Pegel verstärkt.

Das Anregungssignal U am Übertragungsweg 11 wird aus einer von zwei Quellen hergeleitet, nämlich aus einer Stimmhaftsignalquelle 15 oder einer Stimmlossignal quelle 16. Die benutzte Quelle wird von einem digitalen Schalter 17 bestimmt. Die Stimmhaftsignalquelle 15 wird dann benutzt, wenn diejenigen Töne erzeugt werden, bei denen die menschlichen Stimmbänder während des Sprechens vibrieren, wie es beispielsweise beim Ton des Buchstabens E in dem Wort Eva der Fall ist. Die Geschwindigkeit, mit der sich die Stimmbänder öffnen und schließen, bestimmt die Höhe des erzeugten Tons. Die Stimmlos signalquelle 16 wird dann benutzt, wenn die Töne erzeugt werden, bei denen die Stimmbänder offengehalten sind und die Luft an ihnen vorbei zum Rachen- und Mund hohlraum gedrückt wird, wie es beispielsweise beim Buchstaben F in dem Wort Fisch der Fall ist. Welche der Quellen 15 und 16 angewendet wird, hängt also von dem zu erzeugenden Ton ab. Die Stimmlossignalquelle 16 erzeugt ein digitales Zufallssignal, während die Stimm haftsignalquelle 15 ein periodisches digitales Signal erzeugt. Die von der Stimmhaftsignalquelle 15 und der Stimmlossignalquelle 16 gelieferten digitalen Daten können natürlich auch nur in einem oder in mehreren Halbleiter-Festspeichern gespeichert sein. Vorzugsweise sind solche Daten jedoch in einem codierten Format, beispielsweise als Tonhöhe oder als eine einen Zufallszahlengenerator betätigende Codegruppe gespeichert. Solche Daten werden daher üblicherweise zuerst decodiert, ehe die zufälligen oder periodischen Daten (beispielsweise das Signal V ) dem Filter 10 zugeführt werden. Abhängig davon, wie die Daten gespeichert sind, kann der Schalter 17 auch weggelassen werden. Wenn die Daten als Tonhöhe oder Codegruppe zur Aktivierung eines Zufallszahlen generators gespeichert sind, ist im Festspeicher vorzugsweise auch ein Verstärkungsfaktor (A) ge speichert. Der Verstärkungsfaktor A stellt das Signal V mit konstanter Amplitude aus der Stimmhaftsignalquelle 15 oder aus der Stimmlossignalquelle 16 so ein, daß das Anregungssignal V für das Filter 10 gebildet wird.

Das Anregungssignal am Übertragungsweg 11, das der Funktion der Stimmbänder entspricht oder diese Funktion nachbildet, wird vom Brückenfilter 10 geändert. Das Brückenfilter 10 entspricht allgemein der Funktion des Rachen- und Mundraums, der den von den Stimmbändern erzeugten Ton filtert, oder es ist eine Nachbildung dieser Funktion. Die Filterkoeffizienten K₁ bis K _n drücken die Form (d. h. die Resonanzen) des Rachen- und Mundraums während des Sprechens aus. Demgemäß werden die Koeffizienten K₁ bis K _n periodisch aktualisiert, damit sie die sich ändernde Form des Rachen- und Mundraums wiedergeben, und sie können zusammen mit Daten über die Stimmhaftsignalquelle und die Stimmlossignalquelle in einem Festspeicher gespeichert werden.

In Fig. 1b sind in Form einer graphischen Darstellung die Ausgangssignale Stimmlossignalquelle 16 und der Stimmhaftsignalquelle 15 in Abhängigkeit von der Zeit dargestellt. Die Stimmhaftsignalquelle 15 gibt periodisch im Abstand von 5 ms einen Impuls ab, was einer Frequenz von 200 Hz entspricht; diese Tonhöhe entspricht gesprochenen Tönen im Sprachbereich vieler Frauen. Da Männer typischerweise mit einer niedrigeren Tonhöhe sprechen, gibt eine Stimmhaftsignalquelle zur Männerstimmennachbildung Impulse mit geringerer Häufigkeit ab. Die Stimmhaftsignalquelle 15 gibt Impulse mit einer der Tonhöhe der menschlichen Stimme entsprechenden Periode ab; die periodischen Impulse können jedoch auch durch andere periodische Funktionen, beispielsweise eine abklingende Sinusschwingung oder die sogenannte "Chirp- Funktion" ersetzt werden, die mit einer auf die Tonhöhe bezogenen Periode beginnen. Die Stimmlossignalquelle 16 gibt ein Zufallssignal ab.

Nach Fig. 1b werden die Koeffizienten für das Brücken filter 10 nach jeweils 5 ms aktualisiert. Die Aktualisierungs frequenz dieser Koeffizienten des Brückenfilters 10 kann jedoch auch anders gewählt werden. Wenn die Koeffizienten häufiger aktualisiert werden, bildet das Brücken filter 10 die dynamischen Eigenschaften des Rachen- und Mundraums besser nach, doch hat dies eine entsprechende Erhöhung der in dem zuvor erwähnten Festspeicher abgespeicherten Datenmengen zur Folge. Eine weniger häufige Aktualisierung der Koeffizienten hat natürlich die gegenteilige Wirkung.

Es hat sich gezeigt, daß bei einer Aktualisierung der Koeffizienten etwa jeweils nach 5 ms eine qualitativ sehr hochwertige Synthese der menschlichen Sprache durch das Brückenfilter 10 mit einem vertretbaren Datenspeicherbedarf erhalten wird.

In Fig. 1b ist die Zeitachse in Intervalle zu je 100 Mikrosekunden unterteilt. Diese Intervalle entsprechen der Datenfrequenz aus der Stimmhaftsignal quelle 15 und der Stimmlossignalquelle 16 und auch der Datenfrequenz der Übertragung zum und vom Brückenfilter 10. Die Signale aus der Stimmlossignalquelle 16 und der Stimmhaftsignalquelle 15 können zwar in Form von Analogsignalen nach Fig. 1b erscheinen, doch können sie auch digitale Signale sein, die die dargestellten Größen haben und mit den längs der Zeitachse von Fig. 1b angegebenen Intervallen aktualisiert werden. Für Informationen hinsichtlich der Ableitung der Größen der Filterkoeffizienten sei auf das oben erwähnte Buch "Linear Prediction of Speech" verwiesen.

In diesem Ausführungsbeispiel beträgt also die Folgefrequenz der dem Umsetzer 13 zugeführten Daten 10 kHz, und die obere Grenzfrequenz der synthetischen Sprache aus dem Umsetzer 13 beträgt 5 kHz. Die Datenfolgefrequenz kann natürlich auf Wunsch je nach der speziellen Ausführungsform geändert werden. Eine Datenfolgefrequenz von 8 kHz würde beispielsweise eine Sprachsyntheseanordnung mit einer oberen Grenzfrequenz von 4 kHz ergeben.

In den Fig. 2a und 2b sind Blockschaltbilder des Brückenfilters 10 dargestellt. Das Brückenfilter 10 von Fig. 2a enthält zehn Stufen S₁ bis S₁₀, von denen jede einer Stufe entspricht, wie sie in Fig. 2b dargestellt ist. Der einfacheren Darstellung wegen sind in Fig. 2a nur drei Stufen mit ihren Einzelheiten dargestellt. Das Eingangssignal der Stufe S₁₀ ist das Anregungssignal 11, und das Ausgangssignal am Ausgang 12 der Stufe S₁ wird dem Umsetzer 13 (Fig. 1a) zugeführt. Es ist zu erkennen, daß der Ausgang 27 der Stufe S₁₀ nicht benutzt wird. Der Addierer 27 a und der Multiplizierer 27 b dieser Stufe können daher weggelassen werden, falls es erwünscht ist.

Fig. 2b zeigt eine Stufe S _n des Brückenfilters 10. An den Eingang dieser Stufe wird als Eingangssignal eines Addierers 26 das Signal Y _n+1 (i) angelegt; am Ausgang des Addierers erscheint das Signal Y _n (i). Das andere Eingangssignal des Addierers 26, das einem Subtrahiereingang des Addierers 26 zugeführt wird, wird vom Ausgang eines Multiplizierers 19 abgenommen, der den Koeffizienten K _n mit dem Ausgangssignal b _n (i-1) einer Verzögerungsschaltung 22 multipliziert. Das Ausgangssignal einer Verzögerungsschaltung 22 wird auch einem Addierer 21 zugeführt, das als Eingangssignal auch das Ausgangssignal eines Multiplizierers 20 empfängt. Der Multiplizierer 20 multipliziert den Koeffizienten K _n mit dem Ausgangssignal Y _n (i) des Addierers 26. Das Ausgangssignal des Addierers 21 ist das Signal b _n+1 (i). Die Indices der Signale Y und b geben die Stufe an, in der diese Daten benutzt werden, während die in Klammer erscheinende Zahl den Zyklus angeben, in dem diese Daten erzeugt worden sind. Die Verzögerungsschaltung 22 bewirkt beispielsweise mit Hilfe eines Schieberegisters eine Verzögerung um einen Zeitzyklus. Der Stufe S₁₀ wird einmal pro Zeitzyklus ein neuer Datenpunkt U(i) oder Y₁₁(i) beispielsweise in Form des Anregungssignals 11 zugeführt. Für jede Stufe des Brückenfilters 10 müssen daher zwei Multiplikationen und zwei Additionen während jedes Zeit zyklus durchgeführt werden; bei den in Fig. 1b angegebenen Datenfolgefrequenzen müssen diese vier Operationen in jeder Stufe des Brückenfilters 10 in hundert Mikrosekunden durchgeführt werden. Bei einer speziellen Ausführungsform hat das Brückenfilter 10 von Fig. 2a 10 Stufen; die Anzahl der Stufen kann jedoch je nach der mittels des Brückenfilters 10 zu synthetisierenden Tonqualität verändert werden. Es hat sich gezeigt, daß ein zehnstufiges Brückenfilter 10 Sprache synthetisch erzeugen kann, die von der tatsächlichen menschlichen Sprache praktisch nicht unterschieden werden kann.

Das zehnstufige Brückenfilter 10 muß während jedes gegebenen Zeitzyklus 20 Multiplikationen und 20 Additions/Sub traktions-Operationen durchführen. Wie zu erkennen ist, können während eines gegebenen Zeitzyklus diese Operationen nicht alle gleichzeitig berechnet werden, da Y₁₀ vor Y₉ berechnet werden muß, was wiederum vor Y₈ berechnet werden muß, usw. Während des gleichen Zeitzyklus müssen auch die Datenwerte b₁₀ bis b₁ berechnet und in den Verzögerungsschaltungen 22 jeder Stufe für die Verwendung während des nächsten Zeitzyklus gespeichert werden. Die Y- und b-Daten, die für Fig. 2b definiert worden sind, sind auch für die Stufen S₁, S₉ und S₁₀ in Fig. 2a angegeben. Gleichungen für die Beziehung zwischen den verschiedenen Y- und b-Daten sind in der Tabelle I angegeben. Die Y- und b-Daten und auch die Koeffizienten K _n sind mehrstellige Zahlen; die Koeffizienten K₁ bis K₁₀ können sich zwischen einer den Dezimalwerten +1 und -1 äquivalenten Größe ändern, und sie werden in einer noch zu beschreibenden Weise periodisch aktualisiert.

In Fig. 3 sind in repräsentativer Form verschiedene Zwischenergebnisse dargestellt, die aus den Multiplizierern eines Brückenfilters mit N Stufen erhalten werden; die horizontale Achse gibt dabei die Zeit an, während die vertikale Achse die verschiedenen Stufen eines n-stufigen Brückenfilters 10 angibt. In der N-ten Stufe sind die Zwischenergebnisse -K _n · b _n und K _n · Y _n, die von den Multiplizierern 19 bzw. 20 (Fig. 2b) erzeugt werden können, sowie die Zwischenergebnisse Y _n und b _n+1, die aus den Addierern 26 bzw. 19 (Fig. 2b) erhalten werden können, dargestellt. Zeitlich gesehen muß das Zwischenergebnis -k _n · b _n erzeugt werden, bevor Y _n erhalten werden kann; Y _n muß erzeugt werden, bevor K _n · Y _n erzeugt werden kann; schließlich muß K _n · Y _n erzeugt werden, bevor b _n+1 erzeugt werden kann. Entsprechend dem angegebenen Zeitmaßstab nehmen die Additionsoperationen eine Zeitperiode von 5 µs in Anspruch, während die Multiplikationsoperationen eine längere Zeitperiode benötigen. Bezüglich des Zusammenhangs zwischen der Erzeugung der Zwischen ergebnisse und den verschiedenen Stufen ist zu er kennen, daß das Ausgangssignal b _n aus einer Additions operation zur Verfügung stehen muß, bevor die Multiplikations operation -k _n · b _n ausgelöst wird, wie durch den Pfeil 25 veranschaulicht wird. Aus diesem Grund ist es notwendig zwischen die Additionsoperationen b _n+1 und die Multiplikationsoperation -k _n · b _n eine operationsfreie Zeitperiode 23 einzufügen, wenn während einer gegebenen Zeitperiode von 5 µs nur eine Additionsoperation und eine Multiplikations operation ausgelöst werden sollen. Nach der weiteren Additionsoperation vor der folgenden Multiplikations operation wird aus Gründen der Symmetrie eine operations freie Zeitperiode 24 eingefügt. Die in den Stufen eines n-stufigen Brückenfilters angegebenen Operationen können gleichzeitig in der in Fig. 3 angegebenen Reihenfolge durchgeführt werden, und entsprechende Zwischenergebnisse werden nach Bedarf verfügbar. Fig. 3 veranschaulicht den allgemeinen Aufbau und die allgemeine Anwendbarkeit der digitalen Ausführung eines zu beschreibenden mehrstufigen Brückenfilters. Dabei veranschaulicht Fig. 3 die Durchführung dieser Operationen im Verlauf der oben erwähnten Zeitzyklen. Die Zeitperiode von 5 µs für eine Additionsoperation ist für das spezielle Ausführungsbeispiel ausgewählt, da sie mit integrierten P-Kanal-MOS-Schaltungen kompatibel ist. Falls es erwünscht ist, können auch andere Zeitperioden angewendet werden.

In Fig. 4 ist eine ähnliche Darstellung wie in Fig. 3 angegeben. Fig. 4 zeigt jedoch die digitale Ausführung eines äquivalenten zehnsstufigen Brückenfilters 10; die horizontale Zeitachse ist jedoch so verlängert worden, daß mehr als ein Zeitzyklus dargestellt ist. Der Zeitzyklus ist in 20 Zeitperioden T 1 bis T 20 unterteilt, von denen jede vorzugsweise eine Dauer in der Größenordnung von 5 µs hat; wie oben bereits erwähnt wurde, können auch andere Zeitperioden gewäht werden. Die Zeitzyklen, beispielsweise die Zyklen i-1, i und i+1, sind in Fig. 1 angegeben, damit die Verfügbarkeit der Zwischenergebnisse im Brücken filter 10 mit den von den mathematischen Formel darstellungen des Filters 10 in der Tabelle I angegebenen Anforderungen verglichen werden kann.

Während der ersten Zeitperiode T 1 wird das Anregungs datensignal U als ein Eingangssignal angelegt; das Ausgangssignal Y₁ des Filters wird in der Zeitperiode T 11 verfügbar. Aus einem Vergleich von Fig. 4 mit der Tabelle I ist zu erkennen, daß die verschiedenen Eingangssignale, die für die Multiplikationsoperationen erforderlich sind, immer dann verfügbar sind, wenn sie benötigt werden, und daß die verschiedenen Eingangssignale der Additions operationen ebenfalls dann verfügbar sind, wenn sie benötigt werden. Fig. 4 zeigt außerdem, daß eine Additions operation, (die vorzugsweise eine Zeitperiode benötigt) in jeder Zeitperiode ausgelöst und beendet wird und daß in jeder Zeitperiode auch eine Multiplikations operation ausgelöst (und beendet) wird, obgleich die bestimmte Multiplikationsoperation, die dabei ausgelöst wird, für die Dauer von acht Zeitperioden nicht beendet wird. Die Vorrichtung zur Durchführung dieser Operationen wird im Zusammenhang mit den Fig. 5, 9 und 10a bis 10d noch genauer beschrieben.

Es ist bereits erwähnt worden, daß vorzugsweise in jeder Zeitperiode eine Multiplikationsoperation und eine Additionsoperation ausgelöst werden. Tatsächlich ist die Anzahl der Zeitperioden in einem Zeitzyklus vorzugsweise zweimal so groß wie die Anzahl der Stufen in dem äquivalenten Brückenfilter. Beispielsweise hat bei einem achtstufigen Brückenfilter das äquivalente digitale Filter vorzugsweise 16 Zeitperioden pro Zeitzyklus, während bei einem zwölfstufigen Filter das äquivalente digitale Filter 24 Zeitperioden pro Zeit zyklen aufweist. Aus den Fig. 3 und 4 geht hervor, daß die der Multiplikationsoperation zugewiesene Anzahl von Zeitperioden zum Teil von der Anzahl der Zeitperioden in einem Zeitzyklus abhängt. In einem zehnstufigen äquivalenten digitalen Filter können für Multiplikationsoperationen acht Zeitperioden benutzt werden, während in einem achtstufigen digitalen Filter für Multiplikationsoperationen sechs Zeitperioden benutzt werden können, falls das äquivalente Digitalfilter schema der Fig. 3 und 4 angewendet wird. Die Anzahl der Zeitperioden für Multiplikationsoperationen diktiert die Anzahl der Bits, die multipliziert werden können, d. h. sie begrenzt die Anzahl der Bits, die zur Darstellung der Koeffizienten K _n benutzt werden. In den meisten Anwendungsfällen ergibt die Anzahl der dem Koeffizienten K _n gemäß dem Verarbeitungsschema 3 und 4 zugewiesenen Bits eine sehr annehmbare synthetisch gebildete Sprache. Falls jedoch eine größere Genauigkeit bei der Darstellung der Koeffizienten K _n gewünscht wird, dürfen nicht in jeder Zeitperiode eines Zeitzyklus eine Multiplikationsoperation und eine Additions operation ausgelöst werden, und es sollte an irgendeiner Stelle im Verlauf des Zeitzyklus eine Verzögerung eingeschoben werden. Der Zeitzyklus würde dann natürlich eine längere Zeitdauer bis zur Beendigung benötigen, so daß sich eine Absenkung der Datenfolgegeschwindigkeit (und eine Absenkung der Grenzfrequenz) des Systems ergeben würde.

Wie aus Fig. 4 zu erkennen ist, werden die Zwischenergebnisse K₁₀ · Y₁₀ und b₁₁ erhalten, oder können erhalten werden; wie jedoch im Zusammenhang mit Fig. 2a angegeben wurde, sind für eine digitale Ausführung des Brücken filters diese speziellen Zwischenergebnisse nicht erforderlich. nach Fig. 5 können jedoch diese Zwischenergebnisse K₁₀ · Y₁₀ und b₁₁ (oder einige andere Zahlen) leichter erzeugt werden (und unbeachtet bleiben), als daß die Vorrichtung daran gehindert wird, diese Berechnungen durchzuführen. Es wird jedoch anschließend noch beschrieben, wie die vom Multiplizierer 18 (Fig. 1) durchgeführte Multiplikationsoperation anstelle der Berechnung der Zwischenergebnisse K₁₀ · Y₁₀ durch die Vor richtung erzielt werden kann.

Fig. 5 zeigt ein Blockschaltbild einer digitalen Ausführung eines äquivalenten Brückenfilters 10. Das Filter enthält einen Matrixmultiplizierer 30, eine Addier/Subtrahier-Schaltung 33, eine Verzögerungs schaltung 34 mit einer Verzögerungszeit von der Dauer einer Zeitperiode, ein Schieberegister 35 und einen Haltespeicher 36. Die Datensignale, die in jeder der 20 Zeitperioden T 1 bis T 20 (für ein äquivalentes zehnstufiges Brückenfilter) in diese verschiedenen Baueinheiten eingegeben und von diesen verschiedenen Baueinheiten abgegeben werden, sind in Fig. 6 angegeben. Es wird nun auf die Fig. 5 und 6 Bezug genommen. Der Matrixmultiplizierer 30 führt die von den Multiplizierern 19 und 20 (Fig. 2a und 2b) in jeder Stufe des Brückenfilters durchgeführte Multiplikationsoperationen durch. Der Matrix multiplizierer empfängt die im K-Stapel 31 gespeicherten Koeffizienten K₁ bis K₁₀ über Leitungen 32 und das Daten signal Y _n oder das Datensignal B _n über die Sammelleitung 40. Der K-Stapel 31 besteht vorzugsweise aus 10 Schieberegistern, die jeweils 10 Stufen aufweisen. Die im K-Stapel 31 gespeicherten Daten sind in der Tabelle II angegeben; sie werden über die Leitungen 32 zum Matrixmultiplizierer 30 übertragen. Der Matrixmultiplizierer 30 löst in jeder Zeitperiode (nach Fig. 4), d. h. etwa alle 5 µs, eine andere Multiplikationsoperation aus. Der Matrixmultiplizierer 30 hat nach Fig. 9 vorzugsweise acht Stufen. Wenn die Daten durch diese acht Stufen übertragen werden, wird eine Folge von Additions- und Schiebeoperationen ausgeführt, und die Daten werden mit dementsprechenden, im K-Stapel 31 gespeicherten Koeffizienten K _n multipliziert. Die Multiplikationsoperation nimmt eine Zeitdauer von 40 µs in Anspruch; da jedoch alle 5 µs eine neue Multiplikationsoperation ausgelöst wird, befinden sich an einem gegebenen Zeitpunkt acht Multiplikationsoperationen in verschiedenen Stadien der Vollendung. Die eine Dauer von 8 Zeitperioden in Anspruch nehmende Rechenperiode des Matrixmultiplizierers 30 ist in bezug auf die in Fig. 6 angegebenen Eingangs- und Ausgangssignale zu erkennen. Beispielsweise werden die Eingangssignale des Multiplizierers in der Zeit periode T 1 acht Zeitperioden später (in der Zeit periode T 9), aus dem Multiplizierer ausgegeben. Die Koeffizienten sind im K-Stapel 31 als eine 9-Bit- Zahl zuzüglich einem Bit für die Vorzeicheninformation gespeichert. Wie bereits erwähnt wurde, reichen diese 9-Bit-Zahlen von -1 bis +1 (bezüglich der dezimalen Äquivalenzwerte), was den Aufbau des Matrixmultiplizierers 30 erleichtert, wie noch zu erkennen ist.

Das Ausgangssignal des Matrixmultiplizierers 30 wird an die Addier/Subtrahier-Schaltung 33 angelegt. In der bevorzugten Ausführungsform erfolgt die Übertragung dieses Ausgangssignals über einen parallelen 13-Bit-Kanal mit 12 Datenbits und einem Bit für die Vorzeicheninformation. Es ist jedoch zu erkennen, daß die Anzahl der Bits im Datenkanal entsprechend dem jeweiligen Ausführungsbeispiel gewählt werden kann. Das andere Eingangssignal der Addier/Subtrahier- Schaltung ist während der Zeitperiode T 1 das Anregungssignal 11, während der Zeitperioden T 2 bis T 10 das Ausgangssignal der Addier/Subtrahier- Schaltung 33, während der Zeitperioden T 11 bis T 19 das Ausgangssignal des Schieberegisters 35 und während der Zeitperiode T 20 das Ausgangssignal des Halte speichers 36. Diese spezielle Eingabe in die Addier/ Subtrahier-Schaltung 33 ist der Einfachheit halber so dargestellt, als sei sie von verschiedenen einpoligen Ein/Aus-Schaltern 37 a bis 37 d gesteuert; zur Durchführung dieser Schaltfunktionen und auch anderer dargestellter Schaltfunktionen werden jedoch vor zugsweise Festkörperschalter benutzt. Das Ausgangs signal der Addier/Subtrahier-Schaltung 33 wird dem Schalter 37 B, dem Schalter 38 A und der Verzögerungsschaltung 34 zugeführt. Das Ausgangssignal der Addier/ Subtrahierschaltung 33 wird ebenfalls über einen parallelen 13-Bit-Kanal übertragen, wobei in der Verzögerungsschaltung 34 eine Verzögerung um eine Zeitperiode bewirkt wird, ehe es als Eingangssignal dem Schieberegister 35 und dem Schalter 38 B zugeführt wird. Das Schieberegister 35 speichert die Daten aus dem 13-Bit-Kanal in dreizehn Schieberegistern, von denen jedes acht Stufen aufweist. Das Schieberegister 35 ist so ausgebildet, daß es nur während der Zeitperioden T 12 bis T 2 Schiebevorgänge ausführt. Das Ausgangssignal des Schieberegisters 35 wird dem Schalter 37 C und dem Schalter 39 zugeführt. Der Schalter 39 schließt sich während der Zeitperiode T 20, damit das Ausgangssignal Y₁ des Filters in den Halte speicher 36 getaktet wird. Der Ausgang 12 des Haltespeichers 36 ist mit dem Digital-Analog-Umsetzer 13 (Fig. 1a) und mit den Schaltern 37 D und 38 C verbunden.

Der Schalter 37 B wird während der Zeitperioden T 2 bis T 10 geschlossen, der Schalter 37 C wird während der Zeitperioden T 11 bis T 19 geschlossen und der Schalter 37 D wird während der Zeitperiode T 20 geschlossen. Der Schalter 38 A wird während der Zeitperioden T 13 bis T 1 geschlossen, der Schalter 38 B wird während der Zeit perioden T 3 bis T 12 geschlossen und der Schalter 38 C wird während der Zeitperiode T 2 geschlossen. Die anderen Anschlüsse der Schalter 38 A, 38 B und 38 C sind über die Sammelleitung 40 mit dem Eingang des Matrixmultiplizierers 30 verbunden.

In der Liste von Fig. 6 sind die verschiedenen Zwischen ergebnisse angegeben, die in der Schaltung von Fig. 5 während der Zeitperioden T 1 bis T 20 auftreten. Aus Fig. 6 ist zu erkennen, daß eine der Eingangsgrößen des Multiplizierers die Information über den Koeffizienten K _n ist, während sich die anderen Eingangssignale entsprechend den jeweils geschlossenen Schaltern 38 A bis 38 C ändern. In der Zeit periode T 1 ist der Schalter 38 A geschlossen, so daß das Ausgangssignal der Addier/Subtrahier-Schaltung 33, in diesem Fall das Signal b₂ (i-1) als Eingangssignal an den Multiplizierer angelegt wird. Gleichzeitig ist das andere Eingangssignal des Addierers das Anregungs signal U(i). Während der Zeitperiode T 2 ist das andere Eingangssignal des Multiplizierers das Signal B₁(i-1), das nach Fig. 5 vom Ausgang des Haltespeichers 36 über den Schalter 38 C geladen wird. Das Ausgangssignal des Haltespeichers 36 ist nach Fig. 6 dann das Signal Y₁(i-1), doch unter Hinweis auf den letzten Eintrag in der Tabelle I sei daran erinnert, daß das Signal b₁(i-1) so eingestellt ist, daß es gleich einem verzögerten Signal Y₁(i), d. h. gleich Y₁(i-1) ist. Das andere Eingangssignal des Addierers ist während der Zeitperiode T 2 das derzeit am Addiererausgang gerade abgegebene Signal, d. h. das Signal Y₁₀(i). In der Zeitperiode T 3 sind die Eingangssignale des Multiplizierers das Signal K₁₀ und das Signal Y₁₀(i) vom Ausgang der Verzögerungsschaltung 34. Die Ergebnisse dieser Multiplikation stehen jedoch erst in der Zeitperiode T 11 zur Verfügung, in der sie als eines der Eingangssignale an die Addier/Subtrahierschaltung 33 angelegt werden. In der Zeitperiode T11 wird das andere Eingangssignal der Addier/Subtrahierschaltung 33 vom Ausgang des Schieberegisters 35 abgenommen. Der erste aus dem Schieberegister 35 geladene Ausdruck ist der Ausdruck b₁₀ (i-1), der vom Schieberegister 35 in der Zeitperiode T 2 zuerst ausgegeben worden ist und an diesem Ausgang aufrechterhalten blieb, da das Schieberegister 35, wie oben erwähnt wurde, zwischen den Zeitperioden T 3 und T 11 keine Schiebevorgänge durchführt.

In der Zeitperiode T 13 wird das Eingangssignal des Matrixmultiplizierers 30 wieder über den Schalter 38 A vom Ausgang der Addier/Subtrahier-Schaltung 33 geliefert. In der Zeitperiode T 20 wird der Ausdruck Y₁(i) vom Schiebe register 35 zum Haltespeicher 36 ausgegeben, und das derzeit vorhandene Ausgangssignal des Haltespeichers 36, nämlich das Signal Y₁(i-1) wird über den Schalter 37 D dem anderen Eingang der Addier/Subtrahierschaltung 33 zugeführt, damit sich der Ausdruck b₁(i-1) ergibt, wie oben erwähnt wurde. Der Haltespeicher 36 speichert das Filterausgangssignal Y₁ für die Dauer eines Zyklus.

Das in Fig. 5 in Form eines Blockschaltbilds dargestellte Filter kann auch in einem Anwendungsfall benutzt werden (siehe Fig. 11), der einem N-stufigen Filter mit einem M-stufigen Multi plizierer entspricht (beispielsweise M+2 Bits in den Koeffizienten K _n), wenn zwischen die Addier/Subtrahier- Schaltung 33 und die Verzögerungsschaltung 34 ein Schieberegister eingefügt wird, das eine Verzögerung aufweist, die N-M-2 Zeitperioden äquivalent ist. Der Anschluß an den Schalter 38 A erfolgt dann vom Ausgang des zusätzlichen Schieberegisters, und die dem Schieberegister 35 zugeordnete Verzögerung sollte auf N+M-1 eingestellt sein. Diese verallgemeinerte Form des digitalen Filters ist in Fig. 11 dargestellt. In der Ausführungsform von Fig. 5 ist N-M-2 gleich 0, so daß in dieser Ausführungsform keine Verzögerung erforderlich ist.

Bei der im Zusammenhang mit den Fig. 5 und 6 beschriebenen Ausführungsform hat N+M-1 den Wert 17, der die Anzahl der Zeit perioden wiedergibt, die zwischen dem Zeitpunkt der Dateneingabe in das Schieberegister 35 und dem Zeitpunkt der Datenausgabe aus dem Schieberegister 35 liegen. In Fig. 6 wird beispielsweise der Datenwert b₂ (i-1) in der Zeitperiode T 1 in das Schieberegister 35 eingegeben, und er verläßt das Schieberegister 35 in der Zeitperiode T 19, d. h. siebzehn Zeitperioden später. Das Schieberegister 35 hat in dieser Ausführungsform jedoch nur acht Stufen, und die zusätzliche Verzögerung erfolgt während der Zeitperioden T 3 bis T 11, in denen das Schieberegister 35 keine Verschiebevorgänge durchführt. Diese neun Zeitperioden entsprechen den Perioden, in denen die Datenwerte Y 2 bis Y 10 am Ausgang der eine Verzögerung um eine Periode herbeiführenden Verzögerungsschaltung 34 verfügbar sind, wobei die Datenwerte Y 2 bis Y 10 diejenigen Datenwerte sind, die nicht in das Schieberegister 35 eingegeben werden müssen, wie aus Fig. 6 hervorgeht. Somit ist die Anzahl der Stufen des Schieberegisters 35 zuzüglich zur Anzahl der Zeit perioden pro Zyklus, in denen im Schieberegister 35 (falls vorhanden) kein Schiebevorgang stattfindet, gleich der (N+M-1)- Zeitperiodenverzögerung durch das Schieberegister 35.

Das äquivalente zehnstufige Brückenfilter der Fig. 5 und 6 führt die für das Brückenfilter 10 von Fig. 1a erforderliche Filteroperation mit brauchbaren Datenfolge frequenzen durch. Beispielsweise werden in der bevor zugten Ausführungsform die Anregungsdaten 11 mit einer Folgefrequenz von 10 kHz (d. h. alle 100 µs) angelegt und die Grundadditionsoperationen in der Addier/Subtrahier- Schaltung 33 sowie die Operationen im Matrixmultiplizierer 30 und die Schiebeoperationen in der Verzögerungsschaltung 34 und im Schieberegister 35 erfolgen in Nennzeitperioden mit der Dauer von 5 µs. Diese Arbeitsgeschwindigkeiten liegen bekanntlich innerhalb der Möglichkeiten von in großem Maßstab integrierten P-Kanal-MOS-Bauelementen, so daß das Filter von Fig. 5 in einen relativ kostengünstigen P-Kanal-MOS-LSI-Chip zur Sprachsynthese oder zur Erzeugung komplizierter Wellenformen eingebaut werden kann.

Der Grundaufbau des zehnstufigen äquivalenten Brücken filters von Fig. 5 kann auch auf digitale Filter angewendet werden, die Brückenfiltern mit anderen Stufen zahlen äquivalent sind. Für die bevorzugte Ausführungsform des Filters sind 10 Stufen ausgewählt worden; sollte jedoch ein digitales Brückenfilter erwünscht werden, das eine andere Anzahl äquivalenter Stufen enthält, dann sollte die Anzahl der Zeitperioden, in die der Zyklus unterteilt ist, wenigstens gleich zweimal so groß wie die Anzahl der äquivalenten Stufen sein. In der bevorzugten Ausführungsform ist die Anzahl der Zeitperiode (20) zweimal so groß wie die Anzahl der äquivalenten Stufen (10). Falls ein zwölfstufiges äquivalentes Filter erwünscht ist, sollte die Anzahl der Zeitperioden pro Zyklus wenigstens 24 betragen; die oben beschriebene Grundausführung würde dabei lediglich erweitert werden. Bei einem zwölfstufigen äquivalenten digitalen Brückenfilter könnte der Matrixmultiplizierer 30 zur Vollendung einer Multiplikation zehn Zeitperioden in Anspruch nehmen, wenn entsprechend dem oben angegebenen Grundschema verfahren wird, d. h. wenn eine Addition und eine Multiplikation in jeder Zeitperiode ausgelöst werden. Dies ergibt sich aus Fig. 3 durch Einstellen des Werts N auf 12 und aus einer entsprechenden Vervollständigung des Diagramms von Fig. 3. Wenn natürlich für jede Zeitperiode die Dauer von 5 µs aufrechterhalten würde, dann würde die Datenfolgefrequenz, die bei der zwölfstufigen Ausführung möglich wäre, unter der Datenfolgefrequenz der zehnstufigen Ausführung des Filters liegen. Durch Vergrößern der Verzögerungszeit durch den Matrixmultiplizierer 30 könnte die Anzahl der Bits in den Koeffizienten K₁ bis K₁₂ von insgesamt 10 Bits auf insgesamt 12 Bits erhöht werden.

Falls ein achtstufiges Äquivalent des Digitalfilters erwünscht ist, würde in der gleichen Weise die Anzahl der Zeitperioden in einem Zyklus wenigstens 16 betragen, und bei einer Einstellung N auf 8 in Fig. 3 würde die Lauf zeit durch den Multiplizierer 30 sechs Zeitperioden betragen. Bei Verwendung des Matrixmultiplizierers, der anschließend noch genauer erläutert wird, würde in diesem Fall die Anzahl der Bits in den Koeffizienten aus dem K-Stapel 31 auf einen Wert von nicht mehr als 8 Bits beschränkt. Wie jedoch im Zusammenhang mit Fig. 4 erläutert wurde, können auch noch mehr Zeitperioden zur Durchführung einer Multiplikationsoperation in gewissen Ausführungsformen angewendet werden. Dies kann hier je nach der Auswahl der speziellen Ausführung erwünscht sein, wenn eine größere Genauigkeit in den Koeffizienten K _n angestrebt wird. Die zusätzliche Genauigkeit würde mehr Bits in den Koeffizienten K _n erfordern, was ihrerseits eine größere Verzögerungszeit durch den Matrixmultiplizierer 30 nötig machen würde. Der Grundaufbau des äquivalenten Filters von Fig. 5 würde in gewisser Weise modifiziert, da dann nicht in jeder Zeitperiode eine Multiplikationsoperation und eine Additions operation ausgelöst würden. In diesem Fall müßten einige im Filter erhaltene Zwischenergebnisse zwischengespeichert werden, was die Einfügung zusätzlicher Speicherelemente in das Filter von Fig. 5 erfordern würde. Solche Abwandlungen der digitalen Ausführung des Brückenfilters sind hier zwar im einzelnen nicht erläutert, doch sind sie für den Fachmann für digitale Schaltungen ohne weiteres erkennbar.

Die Zwischenergebnisse K₁₀ · Y₁₀(i) und b₁₁(i) werden vom Digitalfilter von Fig. 5 erzeugt, doch werden diese Zwischenergebnisse nicht ausgenutzt, da sie bei der Verwirklichung des Brückenfilters 10 von Fig. 1a nicht erforderlich sind. Wenn daran erinnert wird, daß die Daten (V) aus der Stimmhaftsignalquelle oder aus der Stimmlossignalquelle mit einem Verstärkungsfaktor (A) durch einen Multiplizierer 18 in der herkömmlichen Sprachsyntheseschaltung von Fig. 1a multipliziert werden, dann hat sich ergeben, daß diese Multiplikation von einem Matrixmultiplizierer 30 während der Zeitdauer durchgeführt werden kann, in der sonst von dem Matrixmultiplizierer das Zwischenergebnis K₁₀ · Y₁₀(i) erzeugt würde. Eine Ausführungsform des diese Multiplikation V(i) · A durchführenden Digitalfilters ist in Fig. 7 dargestellt. Fig. 8 zeigt die verschiedenen Zwischenergebnisse, die in der Schaltung von Fig. 7 erzeugt werden.

Es wird nun kurz auf die Fig. 7 und 8 Bezug genommen. Die Schaltung von Fig. 7 (einschließlich der von ihr erzeugten Zwischenergebnisse) gleicht der Schaltung von Fig. 5, wobei folgende Änderungen vorliegen: Die Bezugszeichen von Fig. 7 sind die gleichen wie in Fig. 5, jedoch ist zur Erleichterung der Identifizierung jeweils ein Strich hinzugefügt. Die mit dem Verstärkungsfaktor A zu multiplizierenden Daten V werden einem Eingang des Matrixmultiplizierers 30′ über einen Schalter 38 D′ in der Zeit periode T 3 anstelle der Anlegung des Ausgangssignals der Verzögerungsschaltung 34 zugeführt. Wenn die Multiplikation zur Bildung von U(i+1), d. h. A · V(i+1) beendet worden ist, werden in der Zeitperiode T 11 digitale Signale mit dem Wert "0" in den anderen Eingang der Addier/Subtrahier-Schaltung 33′ anstelle der Eingabe der Daten b₁₀(i-1) aus dem Schieberegister 35 eingegeben. Natürlich müssen in dem K-Stapel 31′ sowohl Daten über die Koeffizienten K _n und Daten über den Verstärkungs faktor A eingegeben werden. Wie die Fig. 7 und 8 erkennen lassen, bezieht diese Ausführungsform die vom Multiplizierer 18 (Fig. 1a) ausgeführte Funktion in die digitale Ausführung des Brückenfilters 10 ein. Die im K-Stapel 31′ gespeicherten Daten sind in der Tabelle III angegeben. Der Verstärkungsfaktor A wird vorzugsweise mit der gleichen Folgefrequenz aktualisiert, mit der auch die Koeffizienten K _n im K-Stapel 31′ aktualisiert werden.

In Fig. 9 ist in Form eines Blockschaltbildes der Matrixmultiplizierer 30 dargestellt. Die Leitungen 32-1 bis 32-9 empfangen die Bits der Koeffizienten daten aus dem K-Stapel 32 von der niedrigsten Wertigkeit bis zur höchsten Wertigkeit. Die Leitung 32-10 empfängt die Vorzeichendaten aus dem K-Stapel 31. Ein weiteres Eingangssignal des Matrixmultiplizierers 30 wird über die Sammelleitung 40 empfangen. Die Leitungen 40-1 bis 40-12 der Sammelleitung 40 übertragen die Bits von der niedrigsten Wertigkeit zur höchsten Wertigkeit, und die Leitung 40-13 überträgt das Vor zeichen der Daten an der Sammelleitung 40.

In Fig. 9 ist eine Matrix aus Elementen mit den Bezugs buchstaben A, B, C oder D dargestellt (die Elemente ohne Bezugsbuchstaben sind ebenfalls Elemente des A-Typs, entsprechend also beispielsweise ebenfalls Fig. 10a). Diese Elemente A bis D entsprechen den in den Fig. 10a bis 10d dargestellten Schaltungen. Die in den Fig. 10a bis 10d dargestellten Schaltungen sind jeweils mit einer gestrichelten Linie umgeben, durch die gewisse Leiter verlaufen. Die relative Lage der durch die gestrichelte Linie in den Fig. 10A bis 10D verlaufenden Leiter entspricht der Lage der an die Elemente A bis D von Fig. 9 angeschlossenen Leiter. Die Elemente sind in Fig. 9 in acht Zeilen und zwölf Spalten angeordnet.

Die acht Reihen entsprechen den zuvor erwähnten acht Stufen des Matrixmultiplizierers 30. Diese Stufen sind auf der rechten Seite von Fig. 9 angegeben; sie enthalten auch die acht Schieberegisterzellen 51, die an die Leitung 40-13 angeschlossen sind. Die 12 Spalten entsprechen den 12 Bits der numerischen Daten (an den Leitungen 40-1 bis 40-12), die in den Matrixmultiplizierer 30 eingegeben werden. Die Daten an den Leitungen 40-1 bis 40-13 durchlaufen den Matrixmultiplizierer 30 stufenweise in der Art eines Schieberegisters, wenn sie in dem Matrixmultiplizierer 30 multipliziert werden. Die Laufzeit durch eine gegebene Stufe liegt daher in der Größenordnung der oben erwähnten 5 µs.

Die Leitung 32-1 aus dem K-Stapel 31 ist mit einem Eingang von 12-UND-Gliedern 52-1 bis 52-12 angeschlossen, deren anderer Eingang jeweils an eine der Leitungen 40-1 bis 40-12 angeschlossen ist. Die Ausgänge der UND-Glieder 52-12 bis 52-1 sind mit den Teilsummeneingängen der Elemente A und B der Stufe 1 verbunden (siehe Fig. 10A und 10B).

Die Leitungen 32-1 bis 32-8 sind mit den K-Stapel- Eingängen der Elemente A (Fig. 10A) in den Stufen 1 bis 7 des Matrixmultiplizierers 30 angeschlossen. Die Leitung 32-9 ist mit dem Eingang der Elemente C in der Stufe 8 verbunden (siehe Fig. 10C). Die Daten an den Leitungen 40-1 bis 40-12 werden an die Daten eingabeeingänge der Elemente der Stufe 1 angelegt, und sie werden über diese Elemente von den jeweiligen Daten ausgabeanschlüsen zu den Elementen der Stufen 2 bis 8 übertragen. Das Teilsummeneingangssignal der Elemente der Stufe 1 wird vom Ausgang der UND-Glieder 52-1 bis 52-12 abgenommen; in den folgenden Stufen wird es von den Teilsummenausgängen des jeweils nächst höherwertigen Bits der vorangehenden Stufe abgenommen. Die Ausnahme bildet dabei das Teilsummen eingangssignal des Elements in der Position des höchst wertigen Bits, das vom Übertragausgang der Position des höchstwertigen Bits in der vorhergehenden Stufe abgenommen wird. Im übrigen sind die Übertragausgangsanschlüsse der Elemente an die Übertrageingangselemente jeder Stufe seriell angeschlossen.

Nach Fig. 10A bestimmen die Daten aus dem K-Stapel 31, ob das Teilsummensignal über ein Übertragungstor 60 direkt an den Teilsummenausgang oder über ein Über tragungstor 61 an den Ausgang des Antivalenz-Glieds 62 angelegt werden soll. Ein UND-Glied 63 und ein Antivalenz- Glied 64 reagieren auf die Daten am Dateneingang und am Teilsummeneingang. Das Antivalenzglied 62 arbeitet abhängig vom Ausgangssignal des Antivalenzglieds 64 und vom Signal am Übertrageingang. Ein UND- Glied 65 arbeitet abhängig vom Ausgangssignal des Anti valenzglieds 64 und abhängig vom Signal am Übertragein gang; sein Ausgangssignal wird zusammen mit dem Ausgangs signal des UND-Glieds 63 einem ODER-Glied 66 zugeführt, dessen Ausgangssignal das Übertragausgangssignal ist. Das Datenausgangssignal entspricht dem von einem Schiebe registerabschnitt 67 verzögerten Dateneingangssignal; dieser Schieberegisterabschnitt enthält beispielsweise zwei Negatoren. Wie in Fig. 10C zu erkennen ist, stimmt ein Element des Typs C mit einem Element des Typs A mit der Ausnahme überein, daß kein Datenausgabeanschluß und kein Schieberegisterabschnitt 67 vorgesehen sind. Das in Fig. 10B dargestellte Element des Typs B weist einen Datenausgabeanschluß auf, der mit einem Schiebe register 67′ verbunden ist, dessen Eingänge mit dem Dateneingang und mit einem Übertraganschluß eines UND- Glieds 68 verbunden ist, dessen Eingänge mit dem Dateneingang und mit dem Teilsummeneingang verbunden sind. Das in Fig. 10D dargestellte Element des Typs D liefert ein Übertragausgangssignal aus einem UND- Glied 68′, dessen Eingänge mit dem Dateneingang und dem Teilsummeneingang verbunden sind. In jeder Stufe wird eine neue Teilsumme berechnet, wobei auch die erforderliche Übertragung der Übertraginformation zwischen den Elementen einer Stufe durchgeführt wird, jedoch bleibt das Teilsummenausgangssignal unverändert, wenn das Datensignal an der K-Stapel-Leitung den Wert "0" hat, während es zur Abgabe des Teilsummenausgangssignals zum Datensignal am Dateneingang addiert wird, wenn das Datensignal an der Leitung aus dem K-Stapel 31 den Wert "1" hat. Die Teilsummen werden zu nacheinander niedrigerwertigen Stellen verschoben, wenn das Daten signal durch den Matrixmultiplizierer verschoben wird. Das Bit der niedrigstwertigen Ziffernstelle geht in dem Matrixmultiplizierer natürlich verloren; da jedoch die Daten der Koeffizienten K _n aus dem K-Stapel 31 einer Zahl im Dezimalbereich von -1 bis +1 entsprechen, hat das Ausgangssignal des Matrixmultiplizierers 30 den Wert "0", wenn an den Leitungen 32-1 bis 32-9 Signale mit den Werten "0" erscheinen, während andererseits bei den Datenwerten "1" an allen Leitungen 32-1 bis 32-9 die an der Sammelleitung 40 eingegebenen Daten aus dem Matrixmultiplizierer 30 unverändert wieder ausgegeben werden. Bei anderen möglichen Datenmustern an den Leitungen 32-1 bis 32-9 liegen die Daten an der Sammelleitung 40 zwischen dem Wert "0" und dem eingegebenen Wert an der Sammelleitung 40 in 29 möglichen Schritten entsprechend der Größe der Daten an den Leitungen 32-1 bis 32-9.

Da die Daten durch den Matrixmultiplizierer 30 stufen weise in der Art eines Schieberegisters verschoben werden, sind die Daten aus dem K-Stapel 31 versetzt, wie beispielsweise in den Tabellen II und III angegeben ist, damit gewährleistet wird, daß das richtige Bit des entsprechenden Koeffizienten am richtigen Zeitpunkt im Matrixmultiplizierer ankommt. In den Fig. 10A bis 10C sind die Zeitsteuerimpulse für den Betrieb dieser Schaltungen in der angegebenen Art eines Schieberegisters nicht dargestellt, da dem Fachmann bekannt ist, daß solche Zeitsteuerfunktionen durch zusätzliche getaktete Ver knüpfungsglieder, die zu den Schaltungen der Fig. 10A bis 10C führen, oder durch Verwendung von digitalen Schaltungsgliedern mit Vorladung oder mit bedingter Entladung durchgeführt werden können. Die Zeitsteuer überlegungen sind daher hier im einzelnen nicht angegeben.

Es wird nun erneut kurz auf Fig. 9 Bezug genommen. Der Vorzeichendatenwert an der Leitung 40-13 wird während der achtstufigen Verzögerung des Matrixmultiplizierers 30 über die Schieberegisterelemente 51 lediglich verzögert und dann mit dem Vorzeichendatenwert aus dem K-Stapel 31 an der Leitung 32-10 am Antivalenzglied 53 verglichen, so daß ein richtiges Vorzeichen der ausgegebenen Daten entsprechend den normalen Multiplikationsregeln er halten wird.

Unter Bezugnahme auf die Fig. 5 und 7 ist der Matrixmultiplizierer 30 (oder 30′) kurz erläutert worden. Die übrigen Elemente, beispielsweise die Addier/Subtrahier- Schaltung 33 (oder 33′), die Verzögerungsschaltung 34 (oder 34′), das Schieberegister 35 (oder 35′) und der Halte speicher 36 (oder 36′) sind im einzelnen nicht dargestellt, da solche herkömmlichen Bauelemente bekannt sind. Die Addier/ Subtrahier-Schaltung 33 (oder 33′) empfängt mit Vor zeichen versehene Datenwerte an ihren zwei Eingängen, und sie soll bestimmen, ob bei dem bestimmten, mit den Daten eingegebenen Vorzeichen eine Subtraktionsoperation oder eine Additionsoperation verlangt wird.

Tabelle I

Tabelle II

Vom K-Stapel 31 in den Zeitperioden ausgegebenen Daten

Claims

1. Digitales Filter, das abhängig von einem digitalen Anregungssignal und abhängig von mehreren, Filter koeffizienten repräsentierenden Digitalwerten arbeitet, mit einer ersten Speichervorrichtung (31, Fig. 5; 31′, Fig. 7; 31, Fig. 11) zum Speichern der digitalen Werte, einer Multiplizierschaltung (30, Fig. 5; 30′, Fig. 7; 30, Fig. 11) einer ersten Schaltungsvorrichtung (32, Fig. 5; 32′, Fig. 7; 32, Fig. 11) zum Verbinden der ersten Speichervorrichtung mit der Multiplizierschaltung, einer Rechenschaltung (33, Fig. 5; 33′, Fig. 7; 33, Fig. 11) mit einem an die Multiplizierschaltung angeschlossenen Eingang, einer zweiten Speichervorrichtung (34, 35, 36, Fig. 5; 34′, 35′, 36′, Fig. 7; 34, 35 36, Fig. 11) zum Speichern von Ausgangsdaten der Rechen schaltung und einer zweiten Schaltungsvorrichtung (40, 38 A, 38 B, 38 C, Fig. 5, Fig. 11; 40′, 38 A′, 38 B′, 38 C′, Fig. 7) zum Verbinden des Ausgangs der zweiten Speicher vorrichtung mit einem Eingang der Multiplizierschaltung, dadurch gekennzeichnet, daß das Anregungssignal (11, Fig. 5 bis Fig. 7, Fig. 11) über die zweite Schaltungsvorrichtung (40, 38 A, 38 B, 38 C, Fig. 5, Fig. 11; 40′, 38 A′, 38 B′, 38 C′, Fig. 7) mit der Multiplizierschaltung (30, Fig. 5, Fig. 11; 30′, Fig. 7) verbunden ist, daß die zweite Schaltungsvorrichtung auch den Ausgang der Rechen schaltung (33, Fig. 5, Fig. 11; 33′, Fig. 7) wahlweise mit einem Eingang der Multiplizierschaltung verbindet und in ausgewählter Weise auch den Ausgang der zweiten Speichervorrichtung mit einem Eingang der Multiplizierschaltung zur Verwirklichung eines Brückenfilters ver bindet.

2. Filter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Speichervorrichtung eine erste und eine zweite Verzögerungsschaltung enthält (34, 35, Fig. 5; 34′, 35′, Fig. 7; 34, 35, Fig. 11), daß die der zweiten Verzö gerungsschaltung (35, Fig. 5; 35′, Fig. 7, 35, Fig. 11) zugeordnete Verzögerungszeitdauer länger als die der ersten Verzögerungsschaltung (34, Fig. 5; 34′, Fig. 7, 34, Fig. 11) zugeordnete Verzögerungszeitdauer ist, und daß die zweite Schaltungsvorrichtung (38 B, 38 C, Fig. 5; 38 B′, 38 C′, Fig. 7; 38 B, 38 C, Fig. 11) in ausgewählter Weise die Ausgänge der beiden Verzögerungsschaltungen mit der Multiplizierschaltung verbindet.

3. Filter nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch eine dritte Schaltungsvorrichtung 37 D, 37 C, 37 B, Fig. 5; 37 D′, 37 C′, 37 B′,Fig. 7; 37 D, 37 C, 37 B, Fig. 11), die in ausgewählter Weise die Ausgänge der zweiten Speicher vorrichtung und der Rechenschaltung mit einem weiteren Eingang der Rechenschaltung verbindet.

4. Filter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Speichervorrichtung einen Haltespeicher (36, Fig. 5; 36′, Fig. 7; 36, Fig. 11) enthält, der von der Rechenschaltung ausgegebene Daten vorübergehend speichert, und daß die zweite Schaltungsvorrichtung (38 C, Fig. 5; 38 C′, Fig. 7; 38 C, Fig. 11) außerdem den Ausgang des Haltespeichers in ausgewählter Weise mit der Multiplizierschaltung verbindet.

5. Filter nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die dritte Schaltungsvorrichtung (37 D, 37 C, 37 B, Fig. 5; 37 D′, 37 C′, 37 B′, Fig. 7; 37 D, 37 C, 37 B, Fig. 11) die Ausgänge des Haltespeichers, der zweiten Verzögerungs schaltung und der Rechenschaltung in ausgewählter Weise mit dem weiteren Eingang der Rechenschaltung verbindet.

6. Filter nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Schaltungsvorrichtung eine erste Schalteranordnung (38 C, 38 B, 38 A, Fig. 5; 38 C′, 38 B′, 38 A′, Fig. 7; 38 C, 38 B, 38 A, Fig. 11) enthält, die die Ausgänge des Halte speichers, der ersten Verzögerungsschaltung und der Rechenschaltung in ausgewählter Weise mit einem Eingang der Multiplizierschaltung verbindet, und daß die dritte Schaltungsvorrichtung eine zweite Schalteranordnung (37 D, 37 C, 37 B, Fig. 5; 37 D′, 37 C′, 37 B′, Fig. 7; 37 D, 37 C, 37 B, Fig. 11) enthält, die die Ausgänge des Haltespeichers, der zweiten Verzögerungsschaltung und der Rechenschaltung in ausgewählter Weise mit dem weiteren Eingang der Rechenschaltung verbindet.

7. Filter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß in der ersten Speichervorrichtung zusammen mit den Digitalwerten ein dem Anregungssignal (U) zugeordneter Verstärkungsfaktor (A) ge speichert ist.

8. Filter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Anregungssignal (U) an die Rechen schaltung angelegt wird.

9. Filter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Anregungssignal zyklisch aktualisiert wird, daß jeder Digitalwert im Verlauf mehrerer Aktualisierungszyklen einmal aktualisiert wird, daß jeder Aktualisierungszyklus in mehrere Zeitperioden unterteilt ist, in denen jeweils eine neue Multiplikationsoperation ausgelöst wird, und daß bis zur Beendigung einer Multiplikationsoperation mehrere Zeitperioden in Anspruch genommen werden.

10. Filter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch seine Verwendung in einer Sprach syntheseanordnung zum Erzeugen einer durch Synthese gebildeten Sprache in Abhängigkeit von dem Anregungssignal und den Digitalwerten, wobei die Sprachsynthese anordnung Vorrichtungen (13, 14) enthält, die ausge wählte Ausgangssignale der Rechenschaltung empfangen und diese in eine hörbare, durch Synthese gebildete menschliche Sprache umsetzen.