DE2759998C2 - Kondensatorzündanlage für Brennkraftmaschinen - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Kondensator-Zündanlage für Brennkraftmaschinen nach dem Oberbegriff des Hauptanspruchs.

Eine derartige Kondensatorzündanlage ist aus der US-PS 38130 771 bekannt Diese bekannte Zündanlage macht von einer gleichzeitigen Energiespeicherung sowohl in einem Kondensator als auch in einer Spule Gebrauch und arbeitet zuverlässig und mit hohem Wirkungsgrad, wenn die Entladung und damit der Zündfunke über einen Verteiler mit mechanischem Unterbrecherkontakt hervorgerufen wird, da ein solcher Unterbrecherkontakt immer mehr oder weniger Rechteck-Schaltimpulse liefert

Der vorliegende Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Kondensatorzündaniage der eingangs charakterisierten Art zu schaffen, bei der die Zündung des Thyristors mit geringer Leistung auf der Sekundärseite des Transformators verbessert wird und die Herstellungskosten verringert werden.

Die erfindungsgemäße KondensatorzCndanlage bewirkt in vorteilhafter Weise durch schaltungstechnische Maßnahmen unabhängig davon, ob ein unterbrecherloser Zündverteiler vorliegt oder nicht, daß ein Minimum an Leistung beim Auflösen des Thyristors benötigt und die Möglichkeit der falschen Auslösung des Thyristors vermindert wird. Die erfindungsgemäße Kondensator-Zündanlage erzeugt automatisch eine relativ hohe Ausgangsspannung, eine lange Funkendauer und eine geringe Verweilzeit beim Start und geringen Maschinengeschwindigkeiten und eine relativ geringe Ausgangsspannung, kürzere Funkenzeit und höhere Verweiizeit bei höheren Maschinengeschwindigkeiten.

Anhand eines in den Figuren der btiüsgenden Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels sei die Erfindung im folgenden näher erläutert Es zeigt

Fig. 1 ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Kondensatorzündanlage; und

Fig.2 eine schematische Darstellung eines idealen Transformators, der bei der erfindungsgemäßen Zündanlage verwendet werden kann.
Sowohl im Stand der Technik gemäß der US-Patentschrift 38 00 771 als auch beim vorliegenden Ausführungsbeispiel wird der Primärkreis des Transformators T-X periodisch geöffnet und geschlossen, was zu einem Stromanstieg und zu einem Stromabfall in der Primärwicklung des Transformators führt. Hierdurch werden Spannungen mit umgekehrter Polarität in der Sekundärwicklung des Transformators erzeugt. Als Transformator kann beispielsweise ein solcher mit einer symmetrischen Teilung auf der Sekundärseite verwendet werden, wie er durch den Typ Stancor P-6375 vorgegeben ist. Für einen optimalen Betrieb kann der ideale Transistor gemäß F i g. 2 Anwendung finden.

Gemäß F i g. 1 ist ein Entladungskondensato^r C-3 vorgesehen, der über die Zündspule beim Zünden eines Thyristors SCR entladen wird. Die gleichzeitige Verwendung des kapazitiven und induktiven Speichereffektes bewirkt, daß das vorliegende System din maximalen Wert des benutzten Energieübertragungspunktes zweimal anstatt nur einmal während der Zeit durchläuft, in

der der Batterie Energie entnommen wird. Bezug nehmend auf die Zeichnung wird die während der Leitung des Transistors Q-3 im Transistor T-I induktiv gespeicherte Energie während der Nichtleitung des Transistors Q-3 zur Sekundärseite des Transformators T-I übertragen und kapazitiv in einem Speicherkondensator C-I gespeichert, um durch direkte kapazitive Energieübertragung während der nächsten Leitung des Transistors Q-3 zum Entladungskondensator C-Z übertragen zu werden und die Ladung des Entladungskondensators auf einen größeren Wert zu bringen, als wenn nur entweder induktive oder kapazitive Energieübertragung verwendet würde. Nur während der Leitung des Transistors Q-3 kann der Batterie Energie entnommen werden.

Wenn der Primärkreis geöffnet üt, wird eine Spannung auf der Sekundärseite mit einer solchen Polarität erzeugt, daß die Unterseite des in der Zeichnung dargestellten Transformators bezüglich der Oberseite positiv ist- Diese Sekundärspannung erhöht die Energie im Speicherkondensator C-I. Die durchschnittliche Spannung im Kondensator C-I, wie auch der induktive Wert der unteren Hälfte der Transformator-Sekundärseite werden so bestimmt, daß der Kondensator voll geladen ist, bevor der Primärkreis geschlossen ist Wenn der Primärkreis geschlossen ist, wird eine Spannung in der Sekundärseite induziert mit einer Polarität, so daß die Obersehe des in der Zeichnung dargestellten Transformators bezüglich der Unterseite positiv ist Diese Spannung wird an den Entladungskondensator C-3 zusammen mit der Spannung über dem Speicherkondensator C-I angelegt Bei der vorliegenden Schaltung wird die Kapazität des Speicherkondensators C-I gegenüber der bei der bekannten Zündanlage benutzten Kapazität erhöht, während die Betriebsspannung gesenkt wird. Dies hat die Wirkung, daß die Leistung erhöht wird, die Arbeitsspannungen abnehmen und die Kosten der Schaltung vermindert werden. Den maximalen Wert der Kapazität von C-I erreicht man, wenn die Anzahl der An-Aus-Zyklen von Transistor Q-3, die erforderlich sind, um das Durchschnittsladungspotential von Kondensator C-I zu erreichen, bewirkt, daß die anfängliche Anlaßzeit der Maschine außerordentlich lang ist Bei Verwendung mit den anderen Komponentenwerten, die am Ende der Beschreibung aufgelistet sind, wurde gefunden, daß ein Kondensator von 16 μΡ keine außerordentlich lange Zeit für die Ladung benötigt Neben den oben aufgeführten Vorteilen führt die Vergrößerung des Speicherkondensators auch zu einer geringeren Änderung in aufeinanderfolgenden Funkenspannungen, wie sie bei kleineren Kondensatoren auftreten können, wenn die optimale Verweilzeit nicht aufrechterhalten wurde.

Der Entladungskondensator C-3 wird nun aufgeladen und kurz nachdem der Primärkreis wieder geöffnet ist, wird der Steuerelektrode-Emitterübergang des Thyristors SCR in Durchlaßrichtung vorgespannt, der Thyristor SCR wird ausgelöst und die im Entladungskondensator C-3 gespeicherte Ladung entlädt sich über den Thyristor SCR und die Zündspule, wodurch eine Zündkerze des Fahrzeugs einen Zündfunken abgibt.

Bei der vorliegenden Schaltung wird — im Gegensatz zu der bekannten Schaltung — kein das Auslösen des Thyristors SCR bewirkender Widerstand verwendet, so daß ein Minimum an Leistung beim Auslösen des Thyristors SCR verbraucht wird, was zu einem wirksameren Betrieb führt. Bei der vorliegenden Schaltung verläuft der Auslöseweg, wie ersichtlich, über einen sehr kleinen und billigen (0,005 μΡ) Kondensator, so daß für die Entwicklung des Auslösesignals eine minimale Energiemenge verlorengeht Em hoher (100 k) Widersland R-A wird einfach dazu benutzt, um geringe Spannungsänderungen im Kondensator C-I nach dem Auslösen des Thyristors SCR zu ermöglichen. Der Kondensator C-2 wird über den Widerstand R-4, kurz nachdem der Thyristor SCR ausgelöst ist, geladen, bis er ein bestimmtes Potential erreicht, das größer ist als das des Kondensators C-I.

Das weitere Laden des Kondensators C-2 über den Widerstand R-4 bewirkt, daß die Diode CR-S in Sperrichtung vorgespannt wird. Die Diode CR-S wird durch die am Kondensator C-i dauernd vorhandene Spannung in Sperrichtung vorgespannt, wodurch die Möglichkeit einer falschen Auslösung des Thyristors SCR zu einem vom Auslösezeitpunkt verschiedenen Zeitpunkt d.h. wenn der Transistor Q-3 sperrt, wesentlich vermindert wird. Jedoch können die Schaltungsstellungen von Kondensator C-2 und Diode CR-S vertauscht werden, wenn eine vergrößerte AuslöseempFindlichkeit benötigt wird. Wie oben dargelegt, entlädt sich der Kondensator C-3, wenn der Thyristor SCR ausgelös* "-rird. Eine weitere Verbesserung der vorliegenden Seiiäi'Ung besteht darin, den Kondensator C-3 über die Anode (tatsächlich durch die Zündspule) und die Steuerelektrode des Thyristors SCR zu verbinden, anstatt über die Anode und die Kathode. Zusätzlich ist eine Seie des Kondensators C'3 direkt mit einer Seite des Kondensators C-I verbunden. Diese Modifikationen verbessern die Zündstabilität des Thyristors SCR und verhindern dessen falsches Auslösen durch Obergangszustände, die De^;m Laden des Kondensators C-3 auftreten können. Da die Steuerelektrode des Thyristors SCR nur einen kleinen Teil des Leitungsstromes durchläßt, wird die Diode CR-5 dazu benutzt, einen Rückkehrweg für den größeren Teil des Stromes, der über die Kathode fließt, zu schaffen.

Weiterhin verhindern der Kondensator C-4, die Widerstände R-S und R-6 und die Diode CR-10 ein mehrfaches Zünden (lange Funkendauer) des Thyristors SCR.

Dies ist insbesondere vorteilhaft bei Verwindung in Rennmaschinen oder wenn extra weite Elektrodenabstände bei den Zündkerzen verwendet werden. Während jie Schaltung die Funkendauer auf eine Zündung des Thyristors SCR vermindert, wird die gesparte Energie zum Entladungskondensator zurückgeführt und wird dazu benutzt, die besonders hohen Ausgangsspannungen zu schaffen, die für weite Elektrodenabsvände und unter Rennbedingungen erforderlich sind.
Wenn die Diode CR-I die Leitung unterbricht, steigt an der Anode des Thyristors SCR eine positive Spannung schnell an, die dazu dient, den Thyristor SCR für eine ausgedehnte Funkendauer wieder zu zünden, wenn die Schaltung Kondensator C-4, Widerstand R-5, Widerstand R-6 und Diode CR-IO nicht vorgesehen ist. Die Diode O?-10 gibt diesen positiven Anstieg zur Kathode des Thyristors SCR weiter, die Diode CR-5 wird in Durchlaßrichtung us-.i der Kathoden-Steuerelektroden-Übergang in Sperrichtung vorgespannt, wodurch eine wiederholte Zündung verhindert wird. Der Widerstand R-5 schafft einen Entladungsweg für den Kondensator C-4. Ein falsches Auslösen wird auch dadurch vermindert, daß zu jeder Zeit, in der an der Anode des Thyristors SCR eine positive Halbwelle anliegt, der Steuerelektroden-Kathoden-Übergang in Sperrichtung vorgespannt i^t. Dies tritt auch zu jeder Zeit auf, zu der sich eine Ladung auf dem Kondensator C-3 befindet, die Diode CR-9 in Durchlaßrichtung vorgespannt ist, und ein falsches Auslösen an der Anodenseite des Thyristors

SCR höchstwahrscheinlich auftreten kann.

Beim Betrieb von Passagierfahrzeugen ist im Gegensatz zum Rennbetrieb eine lange Funkendauer gewöhnlich wünschenswert und daher kann die Schaltung, bestehend aus Kondensator C-4, Widerstand R-S, Widerstand RS und Diode CR- IO wegfallen.

Wenn eine mittlere Funkendauer gewünscht wird, kann diese Schaltung vorgesehen werden und der Wert des Widerstandes R-S kann erhöht werden. Durch leichtes Erhöhen des Wertes von Widerstand R-S kann die Funkendauer am unteren Ende der Umdrehungszahl erhöht werden und durch weiteres Erhöhen die Dauer bei höheren Umdrehungszahlen.

Wie oben dargelegt, ist es das Ziel der Erfindung, eine Kondensatorüündanlage mit gleichzeitiger kapazitiver und induktiver Energieübertragung anzugeben, die mit Verteilern vom unterbrecherlosen Typ zusammenarbeitet, die in den vergangenen Jähen weitgehend in Gebrauch gekommen sind. Wie dem Fachmann bekannt ist, weist der iinterhrerherlose Verteiler einen sich drehenden Läufer oder Reluktor auf, der eine Anzahl von Armen aufweist, die sich von seinem Umfang weg erstrekken und die beim Drehen an einem stationären Dauermagnenten vorbeigeführt werden. Wenn jeder Arm sich dem Mangeten nähert, so wird ein Impuls gegebener Polarität in einer Aufnahmespule erzeugt und wenn der Arm vom Magneten wegbewegt wird, so wird ein Impuls von entgegengesetzter Polarität erzeugt. Bezug nehmend auf die Zeichnung erzeugt so ein Arm des Läufers, der gegen und weg vom Dauermagnet bewegt wird, die Impulswellenform, wie sie auf der linken Seite der Fig. 1 dargestellt ist. Wenn die Drehgeschwindigkeit des Läufers abnimmt, nimmt auch die Spitze-zu-Spitze-Spannung der Weilenform ab, während die Dauer zunimmt und die vorderen und hinteren Kurventeile werden weniger steil. Wenn die Drehgeschwindigkeit zunimmt, nimmt umgekehrt die Spitze-zu-Spitze-Spannung zu, während die Impulse enger werden und der vordere und hintere Kurventeil steiler wird. Typischerweise kann bei unterbrecherlosen Verteilern die Spitzezu-Spitze-Spannung in einem Bereich von 2 bis 4 Volt beim Start und von 20 bis 40 Volt bei höheren Maschinengeschwindigkeiten liegen.

Bezug nehmend auf die Transformatorprimärschaltung in der Zeichnung, ist es der Zweck des Transistorkreises, den Primärwindungskreis in Übereinstimmung mit den Verteilerausgangsimpulsen ?u schließen und zu öffnen. Wenn die Transistoren vom positiven Teil jedes Impulses geschaltet werden, fließt der Strom von der Batterie über die Primärwindung und über den Leistungstransistor <?-3. Am Ende des positiven Teils des Impulses werden dw- Transistoren abgeschaltet und der Strom kommt zum Erliegen, wobei die Höhe des Primärwindungsstromes abhängig ist von der Zeitdauer, während der die Transistoren angeschaltet waren. Die Dioden CR-1, CR-2 und CR-3 blockieren die negative Halbwelle des Impulses, um eine Beschädigung des Basis-Emitter-Obergangs des Transistors Q-I zu verhindern. Zusätzlich verhindern die Dioden, daß die Transistoren ausgelöst werden, bevor der Impuls eine erste vorbestimmte Minimalamplitude erreicht hat Bei der dargestellten Ausgestaltung der Erfindung ist diese Amplitude mit Z4 Volt gewählt und die Dioden sind so ausgewählt, daß jede eine Vorwärtskurzschlußspannung vor; 0,6 Volt aufweist Weiterhin sind die Transistoren so gewählt, daß sie eine Vorwärts-Basis-Emitterkurzschluß&pannung von 0,6 Volt haben, so daß die Transistoren nicht leiten, bis die Eingangswellenform 2,4 Volt erreicht hat. Falls gewünscht, kann die Diode CR 3 zu Lasten eines größeren Batterieabzuges beim unteren Drehzahlende weggelassen werden, jedoch erhöht diese Änderung die Auslöseempfindlichkeit und schafft eine geringfügig größere Ausgangsenergie.

Ein Blockieren des unteren Amplitudenteils des Signals von der. Transistoren führt zu einem schnelleren Sättigungseinschalten der Transistoren, wodurch sich ein geringerer Wärme- und Leistungsverlust in den ίο Transistoren selbst ergibt und wodurch der Transistor Q-3 bei geringen Maschinengeschwindigkeiten gerade zu dem Zeitpunkt abschaltet, in dem die Primärseite des Transformators T-J gesättigt ist. Die Leitfähigkeit des Transistors Q-3, nach dem die Primärseite desTransformators T-i gesättigt ist, würde zu einem nicht leistungsfähigen Betrieb führen, infolge der durch die Erwärmung der Primärwindungen des Transformators und die hohe Stromerwärmung der Transistoren, hauptsächlich des Transistors Q-3, verlorenen Energie.

Das schnelle Sättigungseinschalten des Transistors ergibt sich aus der erhöhten Spannungszunahme der Eingangswellenform oberhalb 2,4 Volt. Dies ist insbesondere wesentlich, wenn die Eingangswellenform in ihrer Amplitude größer wird, wobei der vordere Teil steiler wird. Infolge der drei Dioden ist die Leitungszeit für den Transistor (?-3 bei geringen Drehzahlen auf nur etwa 5 Millisekunden Dauer gehalten (gleich einer Funkendauf.r vor. annähemu nur i5%), es ist jedoch eine Leitung fiH- eine Millisekunde bei annähernd 50% bei dieser, hohen Achtzylinder-Maschinendrehzahlen möglich. Die Ein-Zeit des Transistors Q-3 wird dadurch automatisch reguliert, um die beste Ausgangsspannung zu erzeugen, d. h. did höchste beim Start und beim Leerlauf, wenn hohe Ausgangsleistung benötigt wird und abnehmende bei zunehmender Drehzahl, wenn die Anforderungen an die Funken geringer werden. Eine relativ niedrige Dauer ergibt sich bei geringen Drehzahlen, wenn gewünscht, und eine höhere Da:.";r ergibt sich bei höheren Drehzahlen, wie gewunden;. Die Ausgangsspannung bleibt immer auf einer mehr als ausreichenden Höhe, während gleichzeitig der Batterie geringere Stromwerte entnommen werden als normal.

Die Schaltung ist ferner so aufgebaut, daß eine Spannung bei einer zweiten vorbestimmten Amplitude, die wesentlich geringer als die erste vorbestimmte Amplitude ist, wirksam ist, um den Transistor Q-3 beim Start der Maschine einzuschalten. Bei der dargestellten Ausgestaltung ist diese zweite Amplitude mit 0,6 Volt gegenüber 2,4 Volt für die erste Amplitude gewählt Der Widerstand Ri und die Diode CRA sind mit der Batteriespannung über den Startschalter verbunden, so daß die Batteriespannung nur beim Start angelegt ist Di?" ist wirksam, um die Eingangsempfindiichkeit des Transistors Q-I auf den gewünschten Betrag zu erhöhen. Dies ist bei kaltem Wetter oder geringem Batterieladezustand wichtig, wenn die Amplitude des Ausgangssignals des magnetischen Verteilers infolge der geringen Startdrehzahlen, die bei diesen Bedingungen auftreten können, relativ gering ist Wenn jedoch der Verteiler so

eo gestaltet ist, daß eine ausreichende Amplitudenauslösespannung beim Start aufrechterhalten wird oder wenn er ausreichende Amplitudenauslösespannungen beim Start schafft ist es nicht erforderlich, die Batteriespannung anzulegen und der Widerstand Ä-l und die Diode CRA können weggelassen werden.

Der Widerstand R-3 hilft dabei, ein sicheres Abschalten der Transistoren Q-2 und Q-3 zu gewährleisten, und der Widerstand R-2 verhindert schädliche Stromhöhen,

die in den Basis-Emitter-Übergängen der Transistoren Q-2 und Q-3 erreicht werden können, wenn der Thyristor SCR während der leitenden Phase der Transistoren Q-X, Q-2 und Q-3 vorzeitig auslöst oder wenn der Transformator T-X aus irgendeinem Grund übersättigt ist.

Wie oben dargestellt, wird die Entladungsschaltung so aufgebaut, daß bei hohen Spannungen des Entladungskondensators C-3, der Thyristor SCR sich einige Male s»lbst auslöst. Nun ist ersichtlich, daß die höheren Spannungen bei geringeren Masohinengeschwindigkeiten auftreten, bei denen ein wiederholtes Auslösen und längere Funkendauer benötigt werden. Zusätzlich gibt das vorliegende Zündsystem Funken mit extrem hoher Amplitude ab, selbst wenn die Batterie praktisch leer ist, indem gespeicherte Energie aufgebaut wird, bis zu dem Punkt, in dem ein schwaches Auslösen, das sich bei geringen Batteriespannungen ergibt, ausreicht, nachdem die Spannung am Thyristor SCR sich bis zu einer großen Höhe aufgebaut hat. Einige Funken werden in dem Prozeß ausgelassen, jedoch können die restlichen Funken die Maschine schnell genug drehen, so daß der Generator oder Alternator zu arbeiten beginnt. Die Maschine kann zum Laufen gebracht werden, wenn es einen Weg gibt, über die erste Stellung durchzudrehen.

Ein zusätzlicher Vorteil der vorliegenden Schaltung ist es, daß, wenn die Maschine nicht dreht, überhaupt kein Strom fließt, außer dem Transistorleckstrom, der in der Nähe von nur 1 bis 50 Mikroampere liegt. Dieser geringe Einschaltstrom ermöglicht es, daß eine Hilfsstellung, wie sie normalerweise bei Zündspulen zu finden ist, vermieden werden kann. Zusätzlich erlaubt die kurze Einsc^altperiode des Transistors Q-3 auch bei geringen Maschinengeschwindigkeiten, daß der Ballastwiderstand, wie er bei funkenbetätigten Systemen benötigt wird, eliminiert werden kann, wodurch sich eine größere Wirksamkeit ergibt

Werte der erfindungsgemäßen Schaltung sind unten aufgelistet. Diese Werte sind typisch, können jedoch innerhalb des Rahmens der Erfindung geändert werden:

Ri	15000hm
R-2	56 Ohm
R-3	1000 Ohm
RA	10OK Ohm
R-5	1000 Ohm
R-6	lOOOOOhrn
C-X	16 μΡ
C-2	0,005 μΡ
C-3	ΙμΡ
C-A	0,005 μΡ
CRi bis CR-XO	Silizium-Dioden
TX	Stancor P-6375
Q-I	ECG-128
	oder 2N3053 (vorzugsweise)
	oder2N3300
Q-2	ECG-129
	oder2N4037
	odcr2N4036
	oder 2N5323 (vorzugsweise)
Q-3	TlP34A,BoderC
SCR	T16-116E
	oderT16-116M

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wenn die Zündung eingeschaltet bleibt.

2. Eine Einzylinder-Viertakt-Maschine kann bei 3600 Umdrehungen pro Minute betrieben werden, wobei über 400 Volt auf der Primärseite der Zündspule aufgebracht werden von ausreichender Energie, um eine Funkendauer von 0,5 ms zu ermöglichen, bei einer Stromentnahme von nur 0,1 A und einer 12-V-Quelle.

3. Ausgangsspannungen von 500 bis 600 Volt Amplitude und einer Dauer von über 1,0 ms, wobei weniger als 1 A aus einer 12-V-Quelle entnommen wird, sind bei geringen Drehgeschwindigkeiten bei einer Achtzylinder-Maschine leicht erreichbar. Ausgangsspannungen von annähernd 400 Volt Amplitude und einer Dauer von 0,33 ms bei einer Entnahme von weniger als 4 A sind bei 10 000 Umdrehungen pro Minute möglich.

4. Alle vorstehenden Leistungsparameter bringen bedeutende Energieersparnisse mit sich, in dem der einer 12-V-EnerKiequelle entnommene Strom stark vermindert wird.

Da alle Energie schließlich von der Verbrennung eines bestimmten Typs von Brennstoff herkommt, führt eine breite Verwendung derartiger Zündsysteme zu einer wesentlichen Ersparnis von Brennstoff, der gegenwärtig schwieriger zu erhalten ist.

5. Die Zündkerzenlebensdauer kann ohne Wiedereinstellen des Elektrodenabstandes oder Reinigen zumindest auf das Fünffache ausgedehnt werden, möglicherweise sogar über das Zehnfache, im Gegensatz zu weniger kräftigen Zündsystemen.

Zusätzlich kann der Transformator Tl verbessert werden, indem der Abzweigpunkt der Sekundärseite nach unten geführt wird, bis die Windungen in der unteren Hälfte ein Viertel bis ein Drittel der Gesamtsekundärwindungen betragen. Der Gieichstrom-Widerstand der unteren Hälfte der Sekundärseite sollte auf etwa 25 Ohm vermindert werden. Der obere Teil der Sekundärseite sollte bei etwa 100 Ohm liegen.

Die Primärseite sollte etwa 4 m.H haben mit 0,25 Gleichstrom-Widerstand.

Der Kern sollte nicht gesättigt sein, bevor 10 A Primärstrom erreicht ist

Das Verhältnis der Primärwindungen zu den Gesamtsekundärwindungen sollte bei etwa 1 :32 liegen.

Ein vorstehend beschriebener Transformator würde folgende Vorteile gegenüber einem Transformator vom Typ Stancor P6375 aufweisen.

Eine Zusammenfassung der mit diesem Typ von Zündsystem möglichen Leistung ergibt folgendes: es

1. Wirksamerer Betrieb und höhere Ausgangsleistung bei Funkenintervallen im Bereich von 14 ms.
2. Verminderte Spannungsspitzenamplitude Ober die Transistoren Q-I, Q-2 und Q-3, wenn sie abschalten.

3. Größeres Vorspannen in Sperrichtung der Ladediode CR-9 während der Zeit, in der der Kondensator C-3 Energie an die Zündspule abgibt, wodurch verhindert wird, daß Energie von Kondensator C-3 zu Kondensator C-X zurückkehrt

4. Höhere Auslösespannung für den Thyristor SCR, wodurch sich eine bessere Startfähigkeit bei kaltem Wetter oder geringen Kurbelgeschwindigkeiten ergibt

1. Praktisch keine Stromentnahme im elektrischen System, wenn die Maschine sich nicht dreht, selbst Hierzu i Blatt Zeichnungen

Claims (6)

27 998 Patentansprüche:

1. Kondensatorzündanlage für Brennkraftmaschinen, weiche aufweist

einen Transformator mit einer Primär- und einer Sekundärwicklung,

einen Primärschaltkreis, der die Primärwicklung, eine Batterie und eine Schalteinrichtung zur Stromunterbrechung umfaßt,

einen Entladekondensator, der mit seiner einen Seite mit dem einen Ende der Sekundärwicklung des Transformators verbunden ist,
einen gesteuerten Siliziumgleichrichter und eine mit diesem, dem Entladekondensator und der Sekundärwicklung schaltungsmäßig verbundene Zündspule,
Schaltungsmittel zum Zuführen der in der Sekundärwicklung induzierten Spannung zu dem Entladekondensator, um diesen zu laden, wenn der Primärschaltkreis geschlossen wird,
Schaltungsmittel zum Triggern des gesteuerten SiIiziumgleichKdbters, wenn der Primärschaltkreis geöffnet wird,

Schaltungsmittel zum Enladen des Entladekondensators über den gesteuerten Siliziumgleichrichter und die Zündspule, um einen Zündfunken zu erzeugen, wenn der gesteuerte Siliziumgleichrichter getriggert wird,

einen Speicherkondensator zwischen dem anderen Ende der Sekundärwicklung und der Steuerelektrode des gesteuerten Siliziumgleichrichters, um die Aufladung des Entladekondensators durch den Transformator zu unterstützen, und
Schaltungsmittel zum Lrden dev Speicherkondensators beim Öffnen des Prim^rschaltkreises,
dadurch gekennzeichne , daß die Schaltungsmittel zum Triggern einen Triggerkondensator (C-2) und eine erste Diode (CR-S) umfassen, wobei die erste Diode mit ihrer Anode an die Kathode des gesteuerten Siliziumgleichrichters (SCR-Y) und mit ihrer Kathode an die eine Seite des Triggerkondensators angeschlossen ist und die andere Seite des Triggerkondensators mit dem einen End« der Sekundärwicklung verbunden ist

2. Zündanlage nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Entladekondensator (C-3) wirkungsmäßig zwischen der Anode und der Steuerelektrode des gesteuerten Siliziumgleichrichters (SCRA) angeordnet ist.

3. Zündanlage nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß eine zweite Diode (CR-5) zwischen der Kathode des gesteuerten Siliziumgleichrichters (SCR-i) und der anderen Seite des Entladekondensators (C-3) angeordnet ist.

4. Zündanlage nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß ein zweiter Kondensator (CA) und eine dritte Diode (CR-10) in Reihe zwischen der Anode und Kathode des gesteuerten Siliziumgleichrichters (SCR-i) angeordnet sind, um Mehrfachzündungen des Gleichrichters zu verhindern.

5. Zündanlage nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der genannte Reihenschaltkreis einen ersten Widerstand (7?-6) zwischen der dritten Diode und dem zweiten Kondensator (C-4) und einen zweiten Widerstand zwischen dem gemeinsamen Schaltungspunkt von zweitem Kondensator (C-4) und ersten Widerstand (R-S) und der Steuerelektrode des gesteuerten Siliziurhgleichrichters (SCR-I) aufweist

6. Zündanlage nach einem der Ansprüche 1 bis 5, gekennzeichnet durch eine ungleich unterteilte Sekundärwicklung des Transformators (T-I).