DE2758309C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltung zur Anlaufstrombegrenzung bei einem Universalmotor nach der Gattung des Hauptanspruchs.

Eine derartige Schaltung zur Anlaufstrombegrenzung ist in der nicht vorveröffentlichten DE-OS 27 38 249 der Anmelderin beschrieben. Bei der früheren Schaltung ist die Halbleitergleichrichteranordnung in jeder Speisespannungshalbwelle mindestens bis zum Auftreten des Spannungsmaximums sperrbar, um überhöhte Anlaufströme und damit ein Ansprechen von Sicherungen zu verhindern. Außerdem wird bei der frü­ heren Schaltung der Strombegrenzungszweig nach Hochlaufen des Motors, d. h. am Ende der Anlaufphase, durch Betätigen des Motorschalters kurzgeschlossen, so daß dem Motor nunmehr die maximale Leistung zu­ geführt werden kann und dieser folglich mit der maximalen Drehzahl läuft.

Bei der Schaltungsanordnung zur Anlaufstrombegrenzung gemäß der DE-OS 26 57 921 wird ein RC-Glied einem Thyristor parallelgeschaltet, der über eine Triggerdiode eingeschaltet werden kann. Dabei bewirkt das RC-Glied einen Hochlauf des Stromflußwinkels des Thyristors. Eine Steuerung durch einen Transistor findet nicht statt. Hier ist un­ günstig, daß die Triggerdiode nur bei einer fest eingestellten Span­ nung, nämlich bei Erreichen ihrer Durchbruchspannung den Thyristor einschaltet. Daraus ergeben sich bei Spannungsänderungen oder Span­ nungsspitzen unterschiedliche Stromflußwinkel mit unterschiedlich hohen Anlaufströmen.

In der DE-OS 23 21 493 ist eine Schaltungsanordnung zur Begrenzung des Anlaufstromes vorgeschlagen, die parallel zu einem steuernden Konden­ sator einen weiteren Kondensator enthält, der im Querzweig einer Gleichrichterbrücke angeordnet ist und den Anlaufstrom auch bei schneller Schaltfolge begrenzt. Das Verhalten dieser Schaltungsanord­ nung ist ähnlich der zuvor beschriebenen Schaltungsanordnung. Änderun­ gen der Betriebsspannung bzw. auftretende Spannungsspitzen bewirken ebenfalls ein ungewolltes Zünden des Triacs. Bei ungünstiger Wahl der den Anlaufstrom begrenzenden Bauteile bzw. ungünstigen Bauteiletole­ ranzen erfolgt kein sanfter und ruckfreier Anlauf des Motors.

Ausgehend vom Stand der Technik bzw. von dem früherem Vorschlag liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, eine verbesserte Schaltung zur An­ laufstrombegrenzung anzugeben, welcher eine wirksame Verkürzung der Anlaufphase ermöglicht, wobei Spannungsänderungen nicht die Anlauf­ strombegrenzung beeinflussen.

Die Aufgabe wird durch die erfindungsgemäße Schaltung gelöst.

Die erfindungsgemäße Schaltung mit den kennzeichnenden Merkmalen des Hauptanspruchs hat demgegenüber den Vorteil, daß ein Zeitglied auf die Basis eines Steuertransistors einwirkt, der seinerseits über das Steuergate eines nachfolgenden Thyristors den Arbeitsstrom mit zuneh­ mendem Stromflußwinkel hochschaltet. Dadurch üben Netzspannungsschwan­ kungen oder Überspannungsspitzen praktisch keinen Einfluß auf die An­ laufstrombegrenzung aus. Weiterhin ergibt sich dadurch vorteilhaft, daß bei einem zunächst kleinen Stromflußwinkel des Thyristors ein sanftes Anfahren des Motors erfolgt. Auch ist vorteilhaft, daß insge­ samt die Anlaufphase verkürzt wird und ein Hochlaufruck beim Umschal­ ten in die Betriebsstellung vermieden wird.

Durch die in den Unteransprüchen aufgeführten Maßnahmen sind vorteil­ hafte Weiterbildungen und Verbesserungen der im Hauptanspruch angege­ benen Schaltung möglich.

Vorteilhaft ist es, wenn bei einer Schaltung gemäß der Er­ findung eine Anzeigevorrichtung zur Anzeige des Endes der Anlaufphase bzw. zum Anzeigen der Erreichung des vorgegebenen Stromflußwinkels oder der vorgegebenen Drehzahl vorgesehen ist. Eine solche Anzeigevorrichtung, welche vorzugsweise mit Hilfe einer Glimmlampe verwirklicht werden kann, bietet den Vorteil, daß der Benutzer optisch sofort informiert wird, wann die optimalen Bedingungen für ein Umschalten des Motorschalters in die Betriebsstellung vorliegen, so daß die Wartezeit weder zu kurz noch zu lang ist.

Weitere Einzelheiten und Vorteile der Erfindung werden nach­ stehend anhand von Zeichnungen noch näher erläutert und/oder sind Gegenstand der Unteransprüche. Es zeigt

Fig. 1 ein Schaltbild einer Schaltung zur Anlaufstrom­ begrenzung mit einem Strombegrenzungszweig, und

Fig. 2 ein Schaltbild einer bevorzugten Ausführungsform eine Strombegrenzungszweiges gemäß der Erfindung für eine Schaltung gemäß Fig. 1.

Fig. 1 zeigt einen Motor M, der über einen zweiarmigen Drei- Stellungs-Schalter Dr mit dem Netz verbindbar ist, wobei der Drei-Stellungs-Schalter Dr den Motorstromkreis in seiner ersten Stellung 1 vollständig vom Netz trennt. In seiner zweiten Stellung 2, der Anlaufstellung, verbindet der Drei-Stellungs- Schalter Dr den Motorstromkreis über einen Strombegrenzungs­ zweig S zwischen den Schaltungspunkten A und B mit dem Netz bzw. der Speisespannung, wodurch Strom durch den Motor M, insbesondere der Anlaufstrom, begrenzt wird. In seiner dritten Stellung 3, der Betriebsstellung, verbindet der Drei-Stellungs- Schalter Dr den Motor M unmittelbar mit dem Netz, so daß die Speisespannung nunmehr voll an dem Motor M anliegt.

Zwischen den Schaltungspunkten A und B der Schaltung gemäß Fig. 1 ist ein Strombegrenzungszweig S vorgesehen, dessen Schaltbild Fig. 2 zeigt. Dieser Strombegrenzungszweig enthält einen Thyristor Th, der in Serie zum Motor M liegt und dem ein Steuerkreis zugeordnet ist, der einen parallel zum Thyristor Th liegenden Steuerzweig mit der Serienschaltung eines Widerstandes R ₂, eines Kondensators C und einer Diode D aufweist. Ebenfalls parallel zum Thyristor Th liegt die Serienschaltung eines weiteren Widerstandes R ₁ mit der Kollektor-Emitter-Strecke eines als Schalter dienenden Transistors T, dessen Basis mit dem Verbindungspunkt des Kondensators C und der Diode D im Steuerzweig verbunden ist und dessen Kollektor mit der Gate­ elektrode des Thyristors Th verbunden ist.

Die Schaltung gemäß Fig. 2 arbeitet wie folgt:

Wenn der Drei-Stellungs-Schalter Dr in seine zweite Stellung 2 geschaltet wird, dann ergibt sich auf der dem Schaltungspunkt F bzw. dem Netz abgewandten Seite des Kondensators C ₁ ein vor­ eilender Steuerstrom, der der Basis des Transistors T zugeführt wird. Der Phasenwinkel, um den der Steuerstrom gegenüber der Speisespannung voreilt, läßt sich durch Wahl des Wider­ standswertes des Widerstandes R ₂, zwischen etwa 0 und 90° verändern. Der Transistor T wird unter der Voraussetzung, daß bei einem Be­ tätigen des Drei-Stellungs-Schalters Dr gerade eine positive Speisespannungshalbwelle ansteht, praktisch sofort leitend gesteuert und bleibt dann bis etwa zum Nulldurchgang des voreilenden Stroms leitend. Erst wenn die negative Halb­ welle des voreilenden Steuerstroms beginnt, wird der Tran­ sistor T gesperrt. Nunmehr kann der Gateelektrode des Thyristors Th über den weiteren Widerstand R ₁ der erforderliche Zündstrom zugeführt werden, so daß der Thyristor Th zündet und bis zum Ende der betreffenden positiven Halbwelle der Speisespannung leitend bleibt. Während der nachfolgenden ne­ gativen Halbwelle der Speisespannung ist der Thyristor Th da­ gegen gesperrt, wobei die Diode D im Steuerstromzweig das für die Phasenverschiebung notwendige Umladen des Kondensators C ₁ ermöglicht.

Die Schaltung gemäß Fig. 2 entspricht in ihrem Aufbau und in ihrer Wirkungsweise der eingangs erwähnten früheren Schaltung. Diese Schaltung ist nun gemäß der Erfindung durch ein Zeit­ glied in Form eines RC-Gliedes mit einem Widerstand R ₃ und einem Kondensator C ₂ ergänzt, deren gemeinsamer Verbindungspunkt F über den Widerstand R ₄ mit der Basis des Transistors T verbunden ist. Die neu hinzugekommenden Bauelemente R ₃, R ₄ und C ₂ sind dabei zur Verbesserung der Übersichtlichkeit durch eine strichpunktierte Linie 10 von den Bauelementen der früheren Schaltung getrennt.

Aufgrund der beschriebenen Arbeitsweise des zuerst beschriebenen Teils der Schaltung gemäß Fig. 2 ergeben sich an der Anode des Thyristors Th volle negative und angeschnittene positive Halbwellen. Der Widerstandswert des Widerstandes R ₃ und die Kapazität des Kondensators C ₂ werden nun so gewählt, daß die Zeitkonstante τ = R ₃ × C ₂ groß gegenüber der Periodendauer der Speisespannung, insbesondere der Netzspannung, ist. Damit erreicht man, daß die Spannung über dem Thyristor Th durch das RC-Glied integriert wird. Die vollen negativen Halbwellen dominieren dabei gegenüber den angeschnittenen positiven Halbwellen, so daß der Kondensator C ₂ negativ aufgeladen wird. Während der positiven Halbwellen fließt nun über den Widerstand R ₂ und den Kondensator C ₁ ein phasenverschobener Strom in die Basis des Transistors T und steuert diesen leitend, wodurch die Zündung des Thyristors Th verhindert wird. Das Maximum dieses Steuerwechselstroms liegt aufgrund der Phasenver­ schiebung vor dem Maximum der betreffenden positiven Halb­ welle der Speisespannung. Der Thyristor Th zündet also erst, wenn bei abfallender Speisespannung der Nulldurchgang des Steuerwechselstroms annähernd erreicht ist. Dieser Nulldurch­ gang wird nun durch die erfindungsgemäße Ergänzung der früheren Schaltung vorverlegt, da ein Teil des Steuerwechsel­ stroms während jeder positiven Halbwelle der Speisespannung über den Widerstand R ₄ zu dem Kondensator C ₂ ab­ fließt, dessen negatives Potential zunächst nur langsam ansteigt. Hierdurch wird erreicht, daß der Thyristor Th früher zündet.

Mit dem Vorverlegen des Zündzeitpunktes wird der Einfluß der posi­ tiven Halbwellen der Speisespannung auf den Ladezustand des Kon­ densators C ₂ kleiner, so daß sich der Anstieg des negativen Potentials an dem Kondensator C ₂ beschleunigt, was eine weitere Beschleunigung der Vorverlegung des Zündzeitpunktes für den Thyristor Th zur Folge hat. Der Stromflußwinkel nimmt schließlich dann besonders schnell zu, wenn erst einmal ein Wert von 90° erreicht ist, da der Phasenanschnitt zu diesem Zeitpunkt das Maximum der positiven Halbwellen erreicht, deren Einfluß auf den Ladezustand des Kondensators C ₂ nunmehr sehr stark abnimmt. Das Hochlaufen des Universalmotors wird dadurch in der er­ wünschten Weise beschleunigt, was bedeutet, daß die erforder­ liche Wartezeit bis zum Umschalten des Motorschalters in die Betriebsstellung 3 beträchtlich verkürzt wird. Dennoch ist die Gefahr des Ansprechens einer Haushaltssicherung bei Einsatz der erfindungsgemäßen Schaltung weit geringer als bei der früheren Schaltung mit unveränderlichem Phasenanschnitt, deren erhebliche Vorteile jedoch sämtlich voll erhalten bleiben.

Wenn nach Beendigung der Anlaufphase der Schalter Dr in die Betriebsstellung, d. h. in die Stellung 3, fortgeschaltet wird, dann ergibt sich für den Strombegrenzungszweig S ein Kurz­ schluß, so daß der Kondensator C ₂ über den Widerstand R ₃ ent­ laden wird und folglich der Ausgangszustand der Schaltung für den nächsten Anlaufvorgang wieder hergestellt ist.

In Weiterbildung der Erfindung ergibt sich die Möglichkeit, eine Anzeigevorrichtung vorzusehen, die dem Benutzer direkt anzeigt, wann die Anlaufphse beendet ist.

Bei der Schaltung gemäß Fig. 2 wird die Anzeigevorrichtung durch die Serienschaltung eines Widerstandes R ₅ mit der Parallelschaltung einer Glimmlampe Gl und eines Kondensators C ₃ gebildet, wobei diese Serienschaltung insgesamt parallel zu der Serienschaltung aus dem Widerstand R ₃ und dem Kondensator C ₂ liegt. Der Kondensator C ₃ wird ähnlich wie der Kondensator C ₂ aufgrund der Gleichspannungs­ komponente des Wechselspannungssignals an den Anschlußklemmen der Anzeigevorrichtung allmählich aufgeladen, bis die Zündspannung der Glimmlampe Gl erreicht ist. Das Aufleuchten der Glimmlampe Gl erfolgt bei entsprechender Wahl ihrer Zündspannung, sowie des Kapazitätswertes des Kondensators C ₃ und des Widerstandes R ₅ dann, wenn der Stromflußwinkel annähernd seinen vorgegebenen Endwert erreicht hat und die Umschaltung des Schalters Dr in die Betriebs­ stellung 3 erfolgen kann.

Eine Anzeigevorrichtung dieser Art läßt sich auch mit einer Leucht­ diode verwirklichen, welche in Serie mit einer Zenerdiode als Schwellwertglied parallel zu dem Kondensator C ₂ geschaltet ist.

Claims (6)

1. Schaltung zur Anlaufstrombegrenzung bei einem Uni­ versalmotor mit einer in einer Stellung eines Motor­ schalters im Motorstromkreis liegenden Halbleitergleich­ richteranordnung, mit einem Steuerkreis für eine Phasen­ anschnittsteuerung der Halbleitergleichrichteranordnung und mit einem Zeitglied, mittels dem der Stromflußwinkel für die Halbleitergleichrichteranordnung zu Beginn einer Anlaufphase, ausgehend von einem vorgegebenen unteren Grenzwert, zunehmend vergrößerbar ist, dadurch gekenn­ zeichnet, daß das Zeitglied (R ₃, C ₂) auf einen Schalter (T) einwirkt, der seinerseits den Steuereingang der Halb­ leitergleichrichteranordnung (Th) freigibt.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Schalter (T) in Abhängigkeit von den Signalen des Zeitgliedes (R ₃, C ₂) den Steuereingang der Halbleiter­ gleichrichteranordnung (Th) kurzschließt.

3. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekenn­ zeichnet, daß als Schalter ein Transistor vorgesehen ist, mit dessen Steuerelektrode das vorzugsweise als RC-Glied ausgebildete Zeitglied (R ₃, C ₂) verbunden ist.

4. Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekenn­ zeichnet, daß eine Anzeigevorrichtung (Gl, R ₅, C ₃) zur Anzeige des Endes der Anlaufphase vorgesehen ist.

5. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Anzeige­ vorrichtung eine Glimmlampe (Gl) aufweist.

6. Schaltung nach einem der Ansprüche 4 oder 5, dadurch gekennzeich­ net, daß die Anzeigevorrichtung (Gl) parallel zu einem Kondensator (C ₃) in Serie zu einem Widerstand (R ₅) geschaltet ist und daß diese Serienschaltung (Gl, C ₃, R ₅) insgesamt parallel zu dem RC-Glied (R ₃, C ₂) geschaltet ist.