DE2744718C2 - - Google Patents
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- F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
- F23—COMBUSTION APPARATUS; COMBUSTION PROCESSES
- F23N—REGULATING OR CONTROLLING COMBUSTION
- F23N3/00—Regulating air supply or draught
- F23N3/08—Regulating air supply or draught by power-assisted systems
- F23N3/082—Regulating air supply or draught by power-assisted systems using electronic means
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02K—DYNAMO-ELECTRIC MACHINES
- H02K29/00—Motors or generators having non-mechanical commutating devices, e.g. discharge tubes or semiconductor devices
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
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- H02P6/14—Electronic commutators
- H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
- H02P6/18—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements
- H02P6/182—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements using back-emf in windings
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- F23N—REGULATING OR CONTROLLING COMBUSTION
- F23N2233/00—Ventilators
- F23N2233/02—Ventilators in stacks
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- F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
- F25—REFRIGERATION OR COOLING; COMBINED HEATING AND REFRIGERATION SYSTEMS; HEAT PUMP SYSTEMS; MANUFACTURE OR STORAGE OF ICE; LIQUEFACTION SOLIDIFICATION OF GASES
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- F25B2600/02—Compressor control
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Erzeugung
von Kommutierungssignalen für einen bürstenlosen Gleichstrommotor
und eine Kommutierungsschaltung gemäß den Oberbegriffen
der Patentansprüche 1 bzw. 5. Ein derartiges Verfahren
und eine derartige Kommutierungsschaltung die ohne einen eigentlichen Rotorstellungssensor auskommen sind aus
der DE-AS 12 38 998 bekannt.
Bei Gleichstrommotoren besteht die Kommutierung
im wesentlichen in einem Umschaltvorgang zur Steuerung
der Ströme durch Abschnitte der Ankerwicklung.
Dieser Vorgang wird üblicherweise mit Hilfe von Bürsten
und von in Segmente unterteilten Kollektoren
durchgeführt. Bei solchen Konstruktionen tritt an den
Bürsten ein Verschleiß auf, so daß sie häufig ausgewechselt
werden müssen. Auch die Funkenbildung und eine entsprechende
Erzeugung von hochfrequenten Störsignalen sind meistens
unvermeidlich.
Diese Nachteile verbieten oft die Anwendung von Gleichstrommotoren
bei kritischen Anforderungen, obwohl die
Verwendung solcher Motoren aus anderen Gesichtspunkten
heraus vorteilhaft wäre. Frühzeitige Bemühungen zur Schaffung
von Gleichstrommotoren ohne Bürsten waren meist auf
die folgenden Lösungsversuche beschränkt: Die Umwandlung
von Gleichstrom in Wechselstrom und damit notwendigerweise
ein Induktionsmotorbetrieb; die Verwendung der Geschwindigkeit
des Läufers (Rotors) zur Umschaltsteuerung,
welche jedoch nicht in allen Stellungen des Läufers unter
verschiedenen Belastungsverhältnissen oder beim Anfahren
des Motors wirksam war; oder die Verwendung von Schaltungen
mit einer großen Anzahl von Schalter-Bauelementen,
wodurch die Schaltungen kompliziert und kostspielig waren.
Es ist Aufgabe der Erfindung, ein Verfahren und eine Schaltung
zum Kommutieren eines bürstenlosen Gleichstrommotors der gattungsgemäßen Art
zu schaffen, bei denen der Kommutierungszeitpunkt sehr genau und belastungsunabhängig festgelegt
wird.
Die Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die Maßnahmen der
Patentansprüche 1 bzw. 5 gelöst.
Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den
jeweiligen Unteransprüchen gekennzeichnet.
Die mit der Erfindung erzielbaren Vorteile bestehen insbesondere
darin, daß die Kommutierungsschaltung eine zuverlässige
Simulation der relativen Stellung von Läufer und
Anker auch bei veränderlichen Drehzahlen und Wellenbelastungen
enthält. Die Schaltung spricht auf die Flußverhältnisse
in den Ankerwicklungen an und erzeugt Informationssignale,
welche die Stellung der Welle und des
Ankers relativ zueinander anzeigen. Diese Informationssignale
werden verwendet zur Steuerung der Ankererregung
in einer vorbestimmten Reihenfolge, wodurch
die Ankerwicklungen effizient erregt werden. Somit wird
eine elektronisch gesteuerte Kommutierung eines bürstenlosen
Gleichstrommotors auf der Grundlage der Flußverhältnisse
erhalten, so daß diese Kommutierung nicht beeinträchtigt
wird durch Änderungen in der Drehzahl oder
in der Wellenbelastung und auch keine mechanisch angekoppelten
Detektoren oder Meßfühler für die Erfassung
der Stellung der Läuferwelle benötigt werden.
Weiterhin können bürstenlose Gleichstrommotoren gemäß der
Erfindung leicht für Anwendungszwecke angepaßt werden,
in denen nur ein geringer Platz zur Verfügung steht. Beispielsweise
können diese Motoren leicht angepaßt werden
für den Antrieb des Verdichters oder Kompressors einer
Klimaanlage in einem Fahrzeug oder Automobil, wobei die
Leistung einer Lichtmaschine oder einem Akkumulator entnommen
werden kann. In solchen Anordnungen können ein
elektronisch kommutierter Motor und Verdichter beide in
einem dicht verschlossenen Gehäuse untergebracht werden.
Bei solchen verschlossenen Anordnungen sind Verunreinigungen
durch Kohleabrieb nicht erwünscht, und die Verwendung
von bürstenlosen Motoren in einer solchen Anordnung
ergibt einen ausgeprägten Vorteil gegenüber Motoren
mit mechanischer Kommutierung. Da jedoch diese Einheiten
luftdicht verschlossen sind, muß der Motor sehr zuverlässig
sein und alle Teile des Motors müssen so beschaffen
sein, daß das Kältemittel weder den Motor beschädigt noch
von den Bauteilen des Motors oder den für die Herstellung
dieser Bauteile verwendeten Materialien beeinträchtigt
wird.
Üblicherweise sind die Motorenhersteller mit einer ersten
Art von Spezialausrüstung, Verfahren, Werkzeugen, Formen
usw. ausgestattet zur Herstellung von Wechselstrominduktionsmotoren
und mit einer zweiten Art von Anlagen für die
Herstellung von Gleichstrommotoren. Zu einem hohen Grade
sind die Werkzeuge und Anlagen für die Herstellung von
Wechselstrommotoren nicht brauchbar für die Herstellung
der bekannten Gleichstrommotoren. Die stationären Anker
von Gleichstrommotoren gemäß der Erfindung können unter
Verwendung konventioneller Wickelmaschinen für Wechselstrommotoren
gewickelt werden. Somit ergibt sich eine
wesentliche Kostenersparnis in der Herstellung und im
Betrieb.
Durch zweckmäßige Wahl der Wicklungsparameter, der Abmessung
des Magneten und der Elektronik zur Steuerung des Kommutierungszyklus
kann ein zuverlässiger bürstenloser Gleichstrommotor
mit gutem Wirkungsgrad erhalten werden, welcher
ein gewünschtes Verhältnis zwischen Drehzahl und Drehmoment
besitzt und mit annehmbaren Kosten hergestellt
werden kann.
Es können auch Schutzschaltungen benutzt werden, um eine
niedrige Drehzahl, eine niedrige Spannung oder einen
Zustand mit hoher Spannung festzustellen und dann den
Betrieb des Motors zu unterbrechen. Eine Schutzschaltung
für niedrige Drehzahl spricht auf die Ausgangssignale
einer Schaltung zur Feststellung der Lage an der Erzeugung
eines Signals für die Motordrehzahl und vergleicht dieses
Drehzahlsignal mit einem Referenzwert entsprechend einer
zulässigen Mindestdrehzahl und erzeugt ein Ausgangssignal
zur Unterbrechung des Motorbetriebs über eine vorbestimmte
Zeitdauer, wenn die Motordrehzahl kleiner ist als die
zulässige Mindestdrehzahl. Um zu gewährleisten, daß dem
Motor eine Spannung innerhalb eines zulässigen Bereichs
zugeführt wird, sind Schutzschaltungen für Unter- und
Oberspannung vorgesehen zum Vergleich der dem Motor von
einer Spannungsquelle zugeführten Spannung mit vorgegebenen
zulässigen Mindest- und Maximalspannungen.
Diese Schaltungen erzeugen Signale zur Unterbrechung des
Motorbetriebs, wenn die Versorgungsspannung zum Motor
kleiner ist als die zulässige Mindestspannung oder größer
ist als die zulässige maximale Spannung.
Die Erfindung wird nun anhand der Beschreibung und Zeichnung
von Ausführungsbeispielen näher erläutert.
Fig. 1 zeigt eine auseinandergezogene perspektivische Darstellung
der Hauptbestandteile eines bürstenlosen Gleichstrommotors.
Fig. 2 zeigt eine schematische Vorderansicht des Blechpakets des
Motors nach Fig. 1.
Fig. 3 zeigt eine erfindungsgemäße Schaltung, welche auf
verschiedene Kurven anspricht, als Ausführungsbeispiel der Erfindung.
Fig. 4 zeigt mehrere Spannungskurven für die Schaltung
nach Fig. 3 und zeigt eine richtige (bevorzugte) und
falsche (nicht bevorzugte) zeitliche Lagen der Kommutierung.
Fig. 5 zeigt Stromkurven in der Spule nach Fig. 3
für eine frühzeitige, bevorzugte und verspätete Kommutierung.
Fig. 6 zeigt eine idealisierte Darstellung einer einzigen
Ankerspule und ihrer Beziehung zum Flußfeld in dem Läufer.
Fig. 7a und 7b bilden zusammen
eine abgewandelte Schaltung zur indirekten Erfassung und
Steuerung der Schaltung des Rotors.
Fig. 8 zeigt verschiedene Wellenformen für die Schaltung
nach Fig. 7a, 7b.
Fig. 1 zeigt die Bestandteile eines zweiphasigen bürstenlosen Gleichstrommotors
mit zwei Polen und einem Permanentmagnetrotor 10
auf einer Welle 11. Der Rotor 10 weist einen kompakten Kern 12 aus Magneteisen und zwei
kreisbogenförmige Magneten 13 und 14 auf, welche am
Umfang des Kerns diametral gegenüberstehend angeordnet sind. Die
Magneten 13 und 14 sind hier keramische Magneten (Sintermagneten).
Sie können jedoch aus Kobalt-Samarium, Almico oder irgendeinem
anderen Magnetmaterial bestehen.
Die Bogenlänge jedes Magneten
liegt dabei vorzugsweise zwischen 135 elektrischen Graden und
160 elektrischen Graden; sie könnte jedoch auch bis 180 elektrischen
Graden und bis herunter zu etwa 90 elektrischen Graden betragen.
Bei Motoren mit mehreren Phasen und/oder anderer Zahl und Anordnungen
der Pole werden allgemein die gleichen vorstehend angeführten
optimalen Bogenlängen der Magneten verwendet, obwohl sich
dabei die Anzahl der Dauermagnete und die räumliche Bogenlänge
der einzelnen Magneten gemäß der Anzahl der elektrischen Pole
(oder Polpaare) ändern wird, welche durch die Wicklungen erzeugt
werden. Beispielsweise wird ein dreiphasiger Vierpolmotor mit 4
Dauermagneten ausgestattet, die jeweils eine Bogenlänge vorzugsweise
zwischen 135 und 160 elektrischen Graden
besitzen, wie dies vorstehend ausgeführt ist, das heißt
zwischen 67,5 und 80 Grad im Winkelmaß. In ähnlicher Weise besitzt
ein vierphasiger Sechspolmotor 6 Dauermagneten mit einer Bogenlänge
vorzugsweise zwischen 135 und 160
elektrischen Graden, das heißt zwischen 45 und 53 ¹/₃ mechanischen
Graden. Die Bogenlänge des Magneten ändert sich auch
gemäß der Konzentration der Wicklungen in dem stationären Anker.
Wenn die Bogenlängen in der Größenordnung von 90 elektrischen
Graden liegen, dann werden die Wicklungen relativ stärker konzentriert.
Beispielsweise werden in einem stationären Anker mit 24
Nuten für einen zweiphasigen Betrieb mit 2 Polen die äußeren
Spulen jeder Spulengruppe vorzugsweise etwa 10 Nuten überbrücken.
Weiterhin wird jede Spulengruppe (2 Spulenhälften) vorzugsweise
3 Spulen in jeder Spulenhälfte enthalten, welche 9 bzw. 7
bzw. 5 Zähne überbrücken. Diese Art des Aufbaus ergibt eine optimale
Leistungsfähigkeit eines solchen Motors.
Andererseits werden für einige Anwendungsfälle sehr stark konzentrierte
Wicklungen vorgesehen, die jeweils nur ein Nutenpaar einnehmen,
und in diesem Fall nähert sich die Zonenbreite der Wicklung 0
elektrischen Graden und ist mechanisch nur gleich der Breite einer
Nut, wobei die Wicklung trotzdem eine Spannweite von 180
elektrischen Graden besitzt.
Der stationäre Anker (Stator) 15 enthält ein Joch 16 mit
relativ niedrigem magnetischen Widerstand und ist aus einer Anzahl
Ankerblechen 17 gebildet, welche
durch eine Anzahl von durch den Anker hindurchgeführte
Schrauben 18 zusammengehalten werden, von denen zwei gezeigt
sind, und die durch
koaxial angeordnete Schraubenlöcher 19 in den Ankerblechen 17
hindurchführen.
Jedes Ankerblech 17 enthält eine Anzahl von Zähnen 20 entlang seiner
Innenbohrung, so daß die zusammengefügten Ankerbleche 17 eine
Anzahl von axial verlaufenden Nuten 21 bilden, in denen die Ankerwicklungen
22 untergebracht sind.
Die Ankerwicklungen 22 können mit Hilfe von konventionellen Wickelmaschinen
für Induktionsmotoren gewickelt werden. Daher können die
Windungen der Wicklung unmittelbar auf Vorrichtungen zum Einsetzen
der Wicklungen gewickelt werden, um dann in die Nuten 21
eingesetzt zu werden. Alternativ hierzu können die Wicklungen
auf einer Aufnahmevorrichtung gewickelt werden,
dann auf eine Einsetzvorrichtung überführt werden und anschließend
axial in die Nuten 21 eingeführt werden.
Vorzugsweise besitzt in einem zweiphasigen Zweipolmotor jede Ankerwicklung
22 eine Breite von etwa 90 elektrischen Graden über den Ankernuten
21, so daß bei Stromzufuhr zu den Ankerwicklungen 22 untereinander senkrechte
Magnetfelder erzeugt werden unter der Annahme, daß keine
Nut 21 für mehrere Ankerwicklungen 22 gemeinsam ist und daß alle Nuten 21 des
stationären Ankers 15 belegt werden. Die Wickelköpfe
erstrecken sich über die
Stirnflächen des Kerns hinaus, und die Wicklungsenden oder
Zuleitungen der Wicklung werden herausgeführt und einzeln an die
Steuerschaltung und die zugeordnete Umschalteinrichtung angeschlossen.
Fig. 2 zeigt eine beispielhafte Anordnung der Wicklung für
einen Motor mit 1/20 PS, 3000 U/minute als Gleichstrommotor mit
elektronischer Kommutierung als Ausführungsbeispiel der Erfindung.
Die gewählte Form der Ankerbleche enthält 24 Nuten 21 und weiterhin
besitzt jede Wicklung 54 bifilare Windungen. Bei den gegenüberstehend
angeordneten Paaren von bifilar gewickelten Wicklungen
sind 4 Wicklungen a, b, c und d vorgesehen. Die Wicklungen a und
c sind bifilar gewickelt und befinden sich in den sechs obersten
und sechs untersten Nuten 801-812 gemäß der Ansicht in Fig. 2.
Sie sind innerhalb der gestrichelten Linien enthalten. Die Wicklungen
b und d sind ebenfalls bifilar gewickelt und befinden sich
in den sechs linken und den sechs rechten Nuten gemäß der Ansicht
in Fig. 2. Der Anker 17 ist gewickelt mit einer Windungsverteilung
der Wicklung von 10 Windungen, 10 Windungen, 7 Windungen gerechnet
von der äußersten zur innersten Spule für jede der in
Fig. 2 gezeigten Spulengruppen. Jede Wicklung enthält gemäß der
Darstellung zwei Spulensätze. Die jeweilige Windungszahl
in einer Nut für jede Wicklung und die resultierende Gesamtverteilung
könnte dabei gemäß den erwünschten zu erreichenden Kenngrößen
des Motors abgewandelt werden. Beispielsweise könnte eine
maximale Anzahl von Windungen in die äußersten Spulen jeder
Spulengruppe gelegt werden und andererseits zur Konzentration der
Wicklung eine minimale Anzahl von Windungen in der innersten
Spule vorgesehen werden. Wenn die Wicklung auf diese Weise konzentriert
ist, dann ergibt sich ein höheres mittleres Drehmoment
(unter der Annahme, daß der Ankerkern, der Aufbau des Läufers,
der Wicklungswiderstand und die Gesamtzahl der Windungen gleich
bleiben). Dann ist jedoch der Umschaltpunkt kritischer und es
ist möglich, daß der Winkel der Kommutierungsvoreilung verändert werden muß.
Weiterhin treten dann allgemein stärkere Abfälle im Drehmoment
auf (während des Laufs und des Stillstands). Sie besitzen jedoch
eine kürzere Dauer.
Wie in Fig. 2 gezeigt ist, sind die Windungen jeder Wicklung
in einem gegebenen Paar von Nuten (z. B. 21) angeordnet und in
jeder Nut befindet sich dann die gewünschte Anzahl von Windungen.
Die Wicklung setzt sich selbstverständlich in dem nächsten Paar
von Nuten fort und die gewünschte Anzahl von Nuten und Zähnen 20
werden überbrückt. In dem dargestellten Ausführungsbeispiel wird dabei
eine Anzahl von 11 Zähnen überbrückt und ergibt eine Breite
der Wicklung von beispielsweise 90 elektrischen Graden für jede
Wicklung. Dies ermöglicht die Erzeugung einer Folge von untereinander senkrechten
Magnetfeldern. Durch
Verwendung von bifilaren Drähten werden 2 Wicklungen gleichzeitig
gewickelt und ein Ende jedes Drahtes kann dann zweckmäßigerweise
geerdet werden um eine elektrische Schaltung für die Wicklung
in Form einer Einwegbrücke (oder Sternschaltung) zu erhalten.
Der stationäre Anker 15 besitzt eine axiale Bohrung 23, welche den
Rotor 10 aufnimmt. Die kreisbogenförmigen Magnete 13 und 14
werden auf den äußeren Oberflächen des Kerns 12 mit geringem
magnetischen Widerstand angebracht.
Die Magnetisierung verläuft dabei in
der radialen Richtung und die radiale Dicke ist dabei so gewählt,
daß sie die gewünschte magnetomotorische Kraft (für ein
gegebenes Magnetmaterial) erzeugt und daß gewährleistet wird,
daß keine irreversible Entmagnetisierung durch die Felder erfolgt,
welche durch den Strom in den Ankerwicklungen während eines
blockierten Rotors 10 erzeugt werden.
Fig. 1 zeigt, daß benachbart zum einen Ende des Rotors 10 eine Meßfühleranordnung
40 zur Feststellung der Stellung der Welle angeordnet
ist, welche eine Blende 41 und einen Bügel 42 zur Halterung
eines Paars von optischen Lichtunterbrechungsmoduls enthält,
das heißt optische Meßfühler 43 und 44.
Die Blende 41 kann dabei aus irgendeinem optisch undurchsichtigen
Material oder aus einem beschichteten
Material bestehen, beispielsweise aus Aluminium
(Messung, Stahl usw.). Sie enthält ein ebenes scheibenförmiges
Element 45 mit einem Blenden- oder Verschlußflansch 46, welcher
sich entlang des Umfangs des Scheibenelementes über eine Bogenlänge
von etwa 180 elektrischen Graden erstreckt. Das Scheibenelement
enthält eine mittlere Öffnung 47, welche einen geringfügig
größeren Durchmesser als die Welle 11 besitzt, so daß
es bequem über sie geschoben werden und anliegend an
der Endfläche des kompakten Kerns 12 befestigt werden kann.
Hierzu sind zwei Öffnungen 48 zur Aufnahme von
Schrauben vorgesehen welche dann in
Gewindeöffnungen 50 im Kern 12 eingeschraubt werden. Selbstverständlich
können auch andere Anordnungen zur Befestigung des
Elements 45 am Rotor 10 benutzt werden,
wenn nur der Flansch 46 vom Läufer nach außen ragt und mit den
Meßfühlern 43 und 44 zusammenwirken kann, um
Bezugssignale für die Rotorstellung zu erzeugen entsprechend
der Stellung des Rotors relativ zum Stator 15.
Fig. 1 zeigt ferner daß der Bügel 42 ein erstes bogenförmiges
Segment 51 mit einem Längsschlitz 52 entlang seiner Länge
enthält. Der Schlitz 52 gestattet die einstellbare Befestigung
des Bügels 42 an dem Blechpaket 17 des Stators mit Hilfe von Schrauben. Ein
zweites kreisbogenförmiges Segment 53 wird radial innerhalb des
ersten Segments gehalten mit Hilfe eines U-förmigen Verbindungsbügels
oder Armteils 54. Gemäß Fig. 1
ist dabei der Bügel 54 so geformt, daß er über die Wickelköpfe
paßt und die Meßfühler 43, 44 mit einer räumlichen Orientierung
von 90 Grad für den Zweiphasenmotor innerhalb der Wickelköpfe
der Ankerwicklungen trägt, wobei diese Meßfühler 43, 44 mit dem
nach außen ragenden Verschlußflansch 46 zusammenwirken können.
Es ist zu beachten, daß die Meßfühler 43, 44 innerhalb
des äußersten axialen Abstandes der Wickelköpfe
und auch noch innerhalb ihrer radialen Abmessung gehalten werden,
so daß auf diese Weise die axiale Länge des Motors auf ein Minimum
gebracht ist, wobei die Abmessung des Bügels 54 nur sehr wenig
zur axialen Gesamtlänge beiträgt.
Diese Meßfühler
43, 44 können vermieden werden, wenn
ein Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 3 verwendet wird.
Dort werden anstelle der Meßfühlersignale Ausgangssignale
von NAND-Gattern 1043 und 1045 erzeugt. Die orthogonal
zueinander angeordneten Motorwicklungen für zwei Phasen liefern
Eingangssignale an Anschlüsse 1047 und 1049. Ein Schieberegister
1051 ist als 4-Bit-Ringzähler geschaltet und ergibt eine
Identifizierung derjenigen unter den 4 Wicklungen a, b, c oder d,
welche gegenwärtig erregt ist. Die in einer zu diesem Zeitpunkt
gerade nicht erregten Wicklung induzierte Spannung
wird dabei abgetastet durch Freigabe
eines der beiden Schalter 1053 und 1055. Häufig ist dabei die
abgetastete Wicklung diejenige Wicklung, welche in der Taktfolge
als nächste Wicklung erregt wird. Die abgetastete induzierte
Spannung wird durch einen Integrator 1057 integriert und
in dem Komparator 1061 mit einem Referenzwert 1059 verglichen.
Wenn das Spannungsintegral größer ist als der Referenzwert,
dann geht der Ausgang des Komparators 1061 auf einen hohen Wert, und
eine Differenzierschaltung 1063 inkrementiert das Schieberegister
1051 auf seine nächste Anzeige. Jede Änderung
in der hohen Bit-Stellung des Schieberegisters 1051 wird erfaßt
durch NAND-Gatter 1065 und 1067, wodurch über Invertierer
1069 und 1071 und ein weiteres NAND-Gatter 1073 der
Monoflop 1075 getriggert wird zur Rückstellung des Integrators
1057 auf seinen Ausgangszustand für den nächsten Integrationszyklus.
Durch den Monoflop 1075 wird auch noch ein
Anfangszustandsintervall eingestellt. Das Intervall ist nicht nur
groß genug zum Rücksetzen des Integrators 1057;
es beseitigt noch zusätzlich den Einfluß von durch das Umschalten
erzeugten vorübergehenden Spannungsspitzen auf die Berechnung
und gewährleistet, daß die induzierte Spannung bei einem
Zusammenbrechen des Magnetfeldes in einer abgeschalteten Wicklung
nicht in die Berechnung eingeht. Es werden nur zwei Anschlüsse
1047 und 1049 für die Erfassung der Spannung verwendet und es
wird nur die Spannung über zwei
Wicklungen erfaßt. Um zu gewährleisten, daß jedesmal die gleiche
Polarität der Wicklungsspannung erfaßt wird, ist ein Invertierer
1077 zusammen mit abwechselnd freigegebenen Schaltern 1079 und
1081 vorgesehen. Diese letzteren Schalter werden abwechselnd freigegeben
durch das Ausgangssignal oder den Ausgangszustand des
NAND-Gatters 1043 und des Invertierers 1083.
Es ist zu beachten,
daß durch eine Änderung der Läuferdrehzahl die Integrationszeit
verändert wird. Dies besitzt jedoch keine Auswirkung auf das Gesamtergebnis,
und daher ist das Ausgangssignal (die Ausgangsspannung)
des Integrators ein Maß für die Läuferstellung oder
die gesamte Flußänderung und nicht für die Läuferdrehzahl oder
die Änderungsgeschwindigkeit des Magnetflusses.
Die zur Schaltung nach Fig. 3 gehörigen Wellenkurven sind in
Fig. 4 abgebildet, wobei der kurze Impuls 1085 für den Anfangszustand
das Anfangszustandssignal darstellt, welches über
den Invertierer 1087 dem Integrator 1057 zugeführt wird. Das Ausgangssignal
des Integrators 1057 ist abgebildet für eine richtige oder
bevorzugte "Bürstenstellung" in der zweiten Wellenkurve. Eine zu
spät bzw. zu früh erfolgte Umschaltung führen andererseits zu den
abgebildeten dritten bzw. vierten Wellenkurven des Integrators 1057.
Aus der Betrachtung der Wellenkurve "Umschaltung zu spät" ist
ersichtlich, daß am Integratorausgang der Referenzwert
zeitlich früher erreicht wird als bei dem optimalen Zustand. Dadurch
wird selbstverständlich das Schieberegister 1051 früher
inkrementiert und hierdurch wird der Zustand "Umschaltung zu
spät" kompensiert. Das Vorspannungseingangssignal 1089 zum Integrator
1057 wird dabei zugeführt zum Durchschalten in Sequenz,
wenn an dem Anschluß 1047 oder 1049 keine Gegen-EMK vorhanden ist,
das heißt, wenn der Motor stillsteht. Dieses Vorspannungssignal
1089 bewirkt dabei das gleiche Verhalten der Schaltung, wie es
bei einem Lauf des Motors mit niedriger Drehzahl in der gewünschten
Richtung vorliegen würde, und das Anfahren des Motors wird
durch dieses Vorspannungssignal stark begünstigt. Es ist
zu beachten, daß anstelle einer Erzeugung der Signale A und B, wie
sie in den bürstenlosen Motoren des Typs mit Meßfühler verwendet
wurden, die Ausgangssignale vom Schieberegister 1051 unmittelbar
zur Freigabe der Schaltung zum Erregen der Wicklung benutzt
werden könnten.
Die Wellenkurven nach Fig. 4 stellen das Integral der Spannung
über einer Wicklung dar, die zu diesem Zeitpunkt nicht erregt
ist, jedoch beispielsweise in der Sequenz als nächste erregt
werden wird. Dagegen stellen die Wellenkurven in Fig. 5
den Stromfluß durch eine erregte Wicklung dar, wobei
die obere Wellenkurve eine Situation mit starker Last oder frühzeitiger
Kommutierung darstellt und die unterste Wellenkurve eine
Situation mit geringer Last oder später Kommutierung zeigt. Dabei
zeigt die mittlere Wellenkurve die Wellenkurve für die optimale
"Bürstenstellung" oder Kommutierungszeit. Die Wellenkurve für
die richtige Kommutierungszeit entspricht dabei der relativen
Lageeinstellung zwischen einer Spule 1091 und einer
Magnetflußverteilung 1093 des Rotors 10, welche gemäß der Abbildung
in Fig. 6 während ihrer Dauer relativ gleichförmig ist.
Wenn sich die Spule der Fig. 6 rechts von der in Fig. 6 gezeigten
Stellung befindet, dann liegt die Situation mit einer
starken Last oder einer frühzeitigen Umschaltung der
Spule 1091 vor und es würde an der Vorderkante (im Anfangsteil)
des Stromdurchlaßintervalls eine Spitzenstromstärke auftreten,
wie dies in der oberen Wellenkurve der Fig. 5 gezeigt ist, und
dies würde dem Ausgangssignal des Integrators 1057 entsprechen, wie es
in der untersten Wellenkurve der Fig. 4 abgebildet ist.
Das Schaltbild nach den Fig. 7a und 7b und die in Fig. 8
abgebildeten zugehörigen Wellenkurven zeigen einen weiteren Lösungsweg
für einen Gleichstrommotor mit elektronischer Kommutierung,
bei dem keine Meßfühler für die Stellung des Läufers verwendet
werden und stattdessen die Gegen-EMK einer nicht erregten
Wicklung erfaßt wird. Dies kann die als
nächstes in der Schaltfolge freizugebende
Wicklung sein.
Bei diesem Lösungsweg wird die EMK jeder Wicklung von einem
Nulldurchgangspunkt ausgehend solange integriert, bis eine bestimmte
Anzahl von Voltsekunden aufgelaufen ist. Die Integrationsschaltung
ignoriert dabei negative Werte der EMK und gestattet
eine genaue Steuerung des Voreilungswinkels der Kommutierung
unabhängig von der Drehzahl des Läufers. Es ist dabei eine
Anlaufunterstützung vorgesehen, um eine Anfangsdrehung des Motors
zu gewährleisten. Weitere Steuermöglichkeiten gemäß der nachstehenden
Erörterung sind vorgesehen, einschließlich Schutzschaltungen
zur Unterbindung der Motordrehung während eines Zustandes
mit Unterspannung, Überspannung, Unterdrehzahl und/oder Verhältnissen
mit umgekehrter Spannungspolarität.
Diese Schaltungsanordnung nach den Fig. 7a und 7b kann dabei
in Verbindung mit einem zweiphasigen Zweipolmotor
mit bifilaren Wicklungen für jede Phase verwendet werden.
Weiterhin ist es wichtig, daß diese Art der Anordnung
auch mit einem Dreiphasenmotor, Vierphasenmotor und sogar bei einem
Motor mit mehr als vier Phasen verwendet werden kann. Der
Strom von einem Akkumunlator, einer anderen Gleichspannungsquelle
oder einem Gleichspannungsnetzteil wird von dem Anschluß
für die Spannung +V den einzelnen Wicklungen des Motors
über Transistoren 362 und 364 zugeführt, welche in einer
abgewandelten Darlington-Schaltung geschaltet sind, wobei für
jede Motorzuleitung ein solches Transistorpaar vorgesehen ist.
Einige der bei der Verknüpfungsschaltung vorhandenen Masse- bzw. Erdungsprobleme
können vermieden werden, beispielsweise in einem Kühlsystem
mit Speisung aus einem Fahrzeugakkumulator, wenn der Anschluß
+V mit dem positiven Anschluß des Akkumulators und in Sequenz
mit jeder positiven Zuleitung zu Motorwicklungen verbunden
wird, wobei alle negativen Zuleitungen zu Wicklungen des Motors
miteinander und mit der negativen Seite der Spannungsquelle verbunden
sind. Rückkopplungsdioden, wie die Freilaufdiode
366 bilden einen Stromleitungsweg in einer Wicklung für die in einer
anderen Wicklung gespeicherte Energie in dem Zeitpunkt, in welchem
der Strom in dieser anderen Wicklung abgeschaltet wird. Der
Kondensator 368 wirkt als eine Senke zur Aufnahme dieser
Energie, beispielsweise wenn die Spannungsquelle unabsichtlich
unterbrochen wird oder wenn als Spannungsquelle kein Akkumulator
verwendet wird. Jede Wicklung und jedes Transistorpaar (362, 364) werden
während eines Viertels der Zeitdauer eines Umlaufs des Rotors
freigegeben und es kann eine Schutzeinrichtung, beispielsweise in
Form einer Diode 370, enthalten sein, um einen Schutz gegen unbeabsichtigte
Vertauschung der Polarität der Anschlüsse zu erhalten.
In der abgebildeten Anordnung wird eine Beschädigung der Kommutierungsschaltung
und des Motors verhindert, da ein Stromfluß
durch die Diode 370 infolge einer vertauschten Polarität
ein Ansprechen der Sicherung 372 bewirkt. Die positive
Spannung V von der Gleichstromquelle wird neben dem sequentiellen Anlegen
an die Motorwicklung auch noch dem Anschluß 374 als
Energiequelle für den Ausgangsleitungstransistor, beispielsweise
den Transistor 376, zugeführt und weiterhin dem Anschluß 378, wo
die Spannung durch einen Filterkreis mit Zener-Diode 616 verarbeitet
wird, um am Anschluß 380 eine stabilisierte Spannung Vr von beispielsweise
8,2 Volt zu erhalten, welche als Spannungsquelle für
die Logikbauelemente und die Operationsverstärker dient.
Die Logikschaltung arbeitet so, daß sie in Sequenz
die Leistungstransistoren, beispielsweise die Transistoren 362
und 364, ansteuert und das Steuersignal auslöst, wenn sich die
auf dem Läufer befestigten Dauermagnete des Motors in einer optimalen
Einstellung relativ zu der zu erregenden Wicklung
befinden. Diese optimale Stellung oder der gewünschte Voreilungswinkel
wird aus der
Gegen-EMK-Spannung als nächstes in der Steuersequenz folgenden Wicklung
ermittelt.
Eine innerhalb einer gestrichelten Umrandung in Fig. 7a eingeschlossene
Detektorschaltung 814 ist mit jeder der Wicklungen
verbunden und erfaßt im Betrieb die EMK einer bestimmten Wicklung,
wobei in diesem bestimmten Ausführungsbeispiel die als nächste
zu erregende Wicklung hierfür gewählt ist. Die Detektorschaltung
814 gibt dann die erfaßte EMK-Spannung für diese bestimmte
Wicklung an eine Schaltung 816 zur Ermittlung der Rotorstellung
weiter, in welcher diese EMK-Spannung verarbeitet und zur Erzeugung
eines Ausgangssignals zur Simulierung der
relativen Stellung
des Rotors 10 und des Stators 15 des Motors. In
diesem bestimmten Ausführungsbeispiel besitzt dieses Ausgangssignal
zur Nachbildung der relativen Stellung die Form von Impulsen. Dabei
ist die Folgefrequenz der Impulse oder der zeitliche Ablauf
des Auftretens der Impulse eine Anzeige für die relative Stellung
von Rotor 10 und Stator 15. Zur Auswahl der als nächste zu erregenden
Wicklung gemäß dem Ausgangssignal für die relative
Stellung verarbeitet eine Schaltung 818 das empfangene Stellungssignal
in einer Index- oder Sequenzanordnung zur Erzeugung eines
Ausgangssignals für die Triggerung der Erregung dieser bestimmten
Wicklung. Das Ausgangssignal für die relative Stellung
und das Ausgangssignal der letztgenannten Schaltung bewirken auch
eine Auswahl und das Erregen einer weiteren Wicklung durch
die Detektorschaltung.
Im einzelnen enthält die Schaltung 816 zur Ermittlung der relativen
Lage nach Fig. 7a einen Operationsverstärker 382, welcher eine Integration
dieser Spannung entsprechend der Gegen-EMK vornimmt.
Wenn diese integrierte Spannung einen Referenzwert oder eine vorbestimmte
Zahl von Voltsekunden erreicht, dann wird ein Ausgangssignal
entsprechend der simulierten relativen Stellung erzeugt
und eine Zustandsänderung in den nachfolgenden logischen
Teilen der Schaltung und eine Weiterschaltung auf den nächst
folgenden Vorgang zum Erregen einer Wicklung bewirkt. In diesem Ablauf
wird das Ansteuersignal zu dem eingeschalteten Transistor
von den Steuertransistoren, beispielsweise dem Transistor 376,
weggenommen und umgeschaltet auf das nächste zuzuschaltende
Darlington-Paar oder den nächsten Ausgangstransistor. Zur Erfassung
der EMK-Spannung der Wicklungen und damit zur Steuerung
ihrer Erregungssequenz sind die Motorzuleitungen 384, 386, 388 und
390 ganz rechts in Fig. 7b mit den gleich bezifferten Anschlüssen
auf der linken Seite der Fig. 7a verbunden zur Abtastung
der EMK-Spannung der Wicklungen in Sequenz mit Hilfe der
Schalter 392, 394, 396 und 398 der Detektorschaltung. Diese
Schalter werden in Sequenz durch NOR-Gatter freigegeben, beispielsweise
das Gatter 400, die als Eingangssignal das Signal für
die simulierte relative Stellung und das Ausgangssignal von der
vorgenannten Schaltungsanordnung erhalten, wobei diese
NOR-Gatter mit den Schaltern über die Anschlüsse 402, 404, 406
und 408 verbunden sind. Wenn jedoch die dem Motor zugeführte
Spannung außerhalb eines vorbestimmten Spannungsbereichs liegt
oder die Motordrehzahl unter einer vorbestimmten Mindestdrehzahl
liegt, dann wird die Erregung der Wicklung und dadurch
der weitere Motorlauf verhindert. Eine Unterspannungsschaltung
820 und eine Überspannungsschaltung 822 sind vorgesehen und
besitzen als Kernstück jeweils einen Operationsverstärker 410 bzw.
412. Diese Schaltungen 820 und 822 gewährleisten, daß die dem Motor
zugeführte Spannung nicht unter einen vorbestimmten Mindestwert
absinkt und nicht einen vorbestimmten Höchstwert übersteigt.
Eine Unterdrehzahlschaltung 824 besitzt als wesentliche Teile den
Operationsverstärker 414 und logische Invertiergatter 416, 418 und 420
und gewährleistet, daß der Motor stets oberhalb einer vorbestimmten
Mindestdrehzahl betrieben wird. Diese Schaltungen 820, 822, 824 bewirken im
Falle eines Defektes, das heißt einer Verletzung der vorgenannten
vorbestimmten Grenzwerte, ein Umschalten des Transistors 422 in
den gesperrten Zustand, und dadurch werden
den Ausgangsleistungstransistoren, beispielsweise der Transistor
376 gesperrt.
Um das Ausgangssignal zur Anzeige der relativen Lage von Rotor 10
und Stator 15 zu erzeugen, wenn der Operationsverstärker 382 die EMK-
Spannung auf einen vorbestimmten Referenzwert integriert hat, ist
die Schaltung zur Bestimmung der Stellung mit invertierenden Gattern
442 und 444 versehen, welche mit einer Rückführung miteinander
verbunden sind zur Bildung einer Schmitt-Trigger-Schaltung,
und welche mit NAND-Gattern 446 und 448 verbunden sind, die
ihrerseits zur Bildung eines Monovibrators geschaltet sind. Das
Ausgangssignal des Monovibrators läuft durch ein invertierendes
NAND-Gatter 450 und in zwei Flip-Flops 452 und 454 zur Erzeugung
von Signalen Q1 und Q2 zusammen mit den komplementären Signalen.
Diese Signale werden durch einen ersten Decoder,
welcher vier NAND-Gatter wie das Gatter 456 umfaßt,
und einen zweiten Decoder miteinander verknüpft, der vier NOR-Gatter wie das Gatter
400 enthält.
Die verknüpften Invertiergatter 416 und 418, welche die
Schmitt-Trigger-Schaltung bilden, können in ähnlicher Weise Schaltungen
des Typs CD401 sein, während die Invertierer, wie beispielsweise
der Invertierer 458, aus Bauelementen des Typs CD4049 bestehen können.
Die Kurven nach Fig. 8 zeigen den stationären Zustand
der Schaltung nach den Fig. 7a und 7b, wobei
die Bezugszahlen links neben den Kurven
die Punkte in der Schaltzeichnung (Fig. 7a, 7b) bezeichnen, wo diese Kurven
auftreten. Oben in Fig. 8 sind
idealisierte Kurven für die Gegen-EMK der Ankerwicklung abgebildet.
Die Aufgabe der Schaltung besteht in einer Kommutierung
mit einem vorbestimmten Winkel der Kommutierungsvoreilung, das heißt in
der Umschaltung von einer Wicklung zur nächsten, wenn sich der
Läufermagnet innerhalb 10 bis 15 elektrischen Graden vor der Stellung
mit vollständiger Kopplung mit der zu erregenden Wicklung
befindet. Dieser Einschaltzeitpunkt ist in Fig. 8 als Zeitpunkt
A dargestellt. Dieser Punkt wird bestimmt durch
die Integration der Gegen-EMK in dem Verstärker 382 (siehe Fig. 7a) beginnend mit
dem Punkt B, welcher den Nulldurchgangspunkt für die Gegen-EMK
darstellt. Die Spannung wird während einer Zeitperiode integriert
und ist ein Maß für die Flußänderung und ist nicht eine Funktion
der Motordrehzahl. Wenn diese Integration abgeschlossen ist und
der Triggerpunkt A erreicht ist, dann wird der Schmitt-Trigger-
Ausgang 428 durchgeschaltet. Diesem Integrationsintervall
zwischen den Punkten B und A geht eine Rückstellperiode
von 2 Millisekunden in dieser Ausführungsform voraus, und während
dieser Zeit wird der Kondensator 460 wieder auf eine Referenzspannung
aufgeladen, welche beispielsweise 6,8 Volt betragen kann und
durch die Zener-Diode 462 bestimmt ist. Der Integration geht auch
noch ein weiteres Zeitintervall mit einer Dauer voraus, welche
durch die Motordrehzahl und durch das Zeitintervall bestimmt ist,
in dem die Gegen-EMK negativ ist. Die Zener-Diode 462 bewirkt dabei
eine Veränderung des Integrationsbeginns bei negativer EMK-Spannung,
so daß das Integrationsintervall beim Nulldurchgangspunkt der
EMK-Spannung am Punkt B gemäß der Abbildung in Fig. 8
beginnt. Der Triggerpunkt für die Schmitt-Trigger-Schaltung ist
durch das Potentiometer 464 einstellbar.
Die Integration ausgehend vom Zeitpunkt B
unterstützt das Starten des Motors und gewährleistet
eine genaue Steuerung des Voreilungswinkels der Kommutierung
unabhängig von der Drehzahl des Läufers. Das
Starten wird dadurch unterstützt, daß eine Rückwärtslaufrichtung
des Motors eine EMK-Spannung mit einer relativ großen positiven
Polarität erzeugt. Daher wird dann die Integration schnell beendet,
und dies bewirkt ein schnelles Umschalten auf eine nächste
Wicklung in der gewünschten Schaltfolge.
Diese Integration und das schnelle Umschalten
wird so lange fortgesetzt, bis sich der Motor in der
richtigen Laufrichtung dreht und zum richtigen Zeitpunkt kommutiert
wird. Weiterhin werden negative EMK-Spannungen nicht beachtet,
und daher beginnt die Integration nicht gleichzeitig mit dem
Weiterschalten der Detektorschaltung 814. Wenn daher zur Unterdrückung
von Störsignalen (Rauschen) und von vorübergehenden, durch das Umschalten
erzeugten Spannungen und/oder von Spannungen durch das
Rückstellen der Integrationsschaltung eine feste Verzögerung benötigt
wird, dann tritt diese Verzögerung während der negativen
EMK auf und bewirkt daher keine Schwankung des Voreilungswinkels
mit der Drehzahl des Motors.
Das Ausgangssignal des Schmitt-Triggers betätigt den Monoflop,
und dieser liefert eine Zustandsänderung an seinem Ausgang während
eines Zeitintervalls von beispielsweise 2 Millisekunden,
welches durch den Wert des Kondensators 466 festgelegt
ist. Durch diese Ausgangszustandsänderung wird eine Vorrichtung
betätigt, welche zur Rücksetzung des EMK-Spannungsintegrators
vorgesehen ist. In der abgebildeten Anordnung umfaßt die
Rücksetzvorrichtung das NAND-Gatter 468 und
die Schalter 470 und 472. Dabei spricht das NAND-Gatter 468 auf
das Ausgangssignal des Monoflops an unter Einschaltung der
Schalter 470 und 472 zum Rückstellen des Operationsverstärkers 382.
Das Ausgangssignal des Monoflops wird in dem
NAND-Gatter 450 auch invertiert zur Erzeugung des Ausgangssignals für
die simulierte relative Stellung. Dieses wird durch die
Flip-Flops 452, 454 weiterverarbeitet zur Erzeugung von Signalen,
welche geeignet sind zum sequentiellen Einschalten der Darlington-
Leistungstransistoren 362, 364. Das NAND-Gatter 468 unterstützt
auch das Anlaufen des Motors, da beim ersten Erregen des
Motors der Kondensator 460 entladen ist und
der Monoflop ein hohes Ausgangssignal auf der Leitung 430 besitzt
und normalerweise bis zum Aufladen des Kondensators 460 und
der Beendigung eines Integrationszyklus auf diesem hohen Ausgangssignal
bleibt. Der Ausgang des Schmitt-Triggers ist dagegen zunächst
auf einem niedrigen Wert, und dieses Ausgangssignal bleibt
lange genug auf dem niedrigen Wert, so daß ein hohes Ausgangssignal
vom NAND-Gatter 468 die Schalter 470 und 472 einschalten kann
zur Aufladung des Kondensators 460.
Nachdem der Kondensator 460 aufgeladen ist,
ist die Schaltung für die Ermittlung der Stellung bereit zur Aufnahme
von EMK-Spannungssignalen von der Detektorschaltung. Zur sequentiellen Auswahl
der Wicklungen, an denen die Spannung abgetastet werden soll,
sind NOR-Gatter wie das Gatter 400 vorgesehen zur Betätigung
der elektronischen Schalter (beispielsweise der Schalter
392) zum sequentiellen Durchlassen der
Gegen-EMK-Spannung von den einzelnen Wicklungen zu dem Operationsverstärker
382. Wie bereits zuvor erwähnt ist, wird diese Durchschaltung
in der Taktfolge während eines Zeitintervalls von 2 Millisekunden
verzögert, wie dies in den Kurven gemäß Fig. 8 für die Schaltungspunkte 402, 404,
406 und 408 gezeigt ist, um eine erneute Aufladung des Kondensators
460 zuzulassen.
Beim Anfahren des Motors kann die von der Detektorschaltung erfaßte
Gegen-EMK-Spannung Null sein und es kann daher vorkommen,
daß keine zeitliche Integration der Spannung in dem Operationsverstärker
der Schaltung zur Ermittlung der Stellung erfolgt, wenn nicht
eine Vorrichtung zur Unterstützung des Anfahrens vorhanden ist.
Diese Vorrichtung erzeugt dann ein charakteristisches Signal, das
einem EMK-Zustand des Motors bei niedriger Motordrehzahl entspricht,
wobei diese EMK eine bedeutend geringere Amplitude besitzt
als die vom Motor bei seiner vollen Betriebsdrehzahl erzeugte
EMK. In der Anordnung gemäß Fig. 7a umfaßt diese
Anfahrunterstützung eine über dem Widerstand 474 erzeugte Vorspannung,
welche ein Gegen-EMK-Signal für niedrige Drehzahl simultiert
und ein kontinuierliches Durchschalten des Monoflop
mit rückgekoppelten Operationsverstärker gewährleistet
(Schmitt-Trigger). In der gezeigten Anordnung wurde
der Widerstand 474 ausgewählt zur Erzeugung einer Vorspannung,
welche einen Zyklus mit einer Ablaufgeschwindigkeit entsprechend
400 Umdrehungen pro Minute für den Motor erzeugt, wobei dann die
übrige Schaltung entsprechend anspricht und eine sequentielle Durchschaltung
der Ankerwicklungen in der gewünschten Drehrichtung
vornimmt. Der Wert des Widerstandes 474 und die Vorspannung zur
Unterstützung des Anfahrens kann dabei unterschiedlich sein in Abhängigkeit
von dem Drehmoment und der Trägheit, welche vom Motor
beim Anfahren zur Drehung des Rotors 10 überwunden werden müssen.
Beispielsweise wird bei großer Trägheit eine niedrige Vorspannung
bevorzugt. Daher wird der Motor langsam Anfahren und die dadurch
erzeugte EMK-Spannung wird nicht von der niedrigen Vorspannung
überdeckt. Wenn die Trägheit gering ist, dann kann eine etwas
größere Vorspannung verwendet werden, wodurch die Stromstärke
in den Leistungsstransistoren 362, 364 verringert wird, weil eine
schnellere Umschaltung zur nächsten zu erregenden Ankerwicklung
erfolgt. Die Vorspannung wird nicht benötigt, wenn andere Einrichtungen
zur Gewährleistung eines Anlaufens des Rotors 10
vorgesehen sind.
Somit wurde vorstehend eine Methode zur Messung
der Flußänderung beschrieben, wobei die auf diese Weise erhaltenen
Signale zur Steuerung der Kommutierung mit einer vorgeschriebenen
Größe der Voreilung benutzt werden.
Zwar wurden den vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispielen
Darlington-Schaltungen für die Leistungtransistoren 362, 364 zur Durchführung
der Leistungsumschaltung an den Ankerwicklungen verwendet, aber es
können auch andere Arten der Umschaltung
verwendet werden. Beispielsweise können steuerbare
Siliziumgleichrichter (SCR) oder Thyristoren verwendet werden.
Dabei wird dann eine Anordnung zum Rücksetzen des die Erregung
einer bestimmten Ankerwicklung steuernden Thyristors vorgesehen,
wenn die Schaltung ein Ausgangssignal zur Erregung einer
nächsten Wicklung in der Schaltsequenz erzeugt. Weiterhin können
in bestimmten begrenzten Anwendungsfällen Relais zur Schaltung
der Erregung der Ankerwicklungen verwendet werden.
Wie bereits zuvor beschrieben wurde, wird die Erregung der Ankerwicklung
und dadurch ein weiterer Motorbetrieb verhindert, wenn
die dem Motor zugeführte Spannung außerhalb eines bestimmten
Spannungsbereichs liegt oder die Motordrehzahl unter einem vorbestimmten
Mindestwert der Drehzahl liegt. Es wurde auch festgestellt,
daß solche Transistoren wie der Transistor 376 auf die
vom Gatter 458 oder ähnlichen Gattern in Sequenz erzeugten Signale
nur dann ansprechen, wenn der Transistor 422 Strom durchläßt.
Dieser Transistor 422 wird jedoch solange Strom durchlassen, wie
die Kathoden der Dioden 476, 478, 480 und 482 alle auf der Referenzspannung
VR liegen, und der Stromfluß durch den Widerstand
484 ist praktisch gleich der Summe des Basis-Emitterstroms im
Transistor 422 und des Stromflusses im Widerstand 486. Eine Erdung
oder Absenkung des Potentials am Anschluß 488 wird daher den
Transistor 422 sperren, und andererseits wird eine Anhebung dieser
Spannung auf die Referenzspannung VR oder darüber unter normalen
Verhältnissen einen Stromdurchlaß im Transistor 422 gestatten.
Wenn die Ausgangsspannung der Operationsverstärker 410 und 412 der
Unter- bzw. Überspannungsschaltung niedrig
ist, dann wird der Transistor 422 normalerweise Strom durchlassen.
Beide Operationsverstärker 410 und 412 vergleichen die am Anschluß
490 zugeführte Batteriespannung V mit der durch eine Zener-
Diode stabilisierten Referenzspannung am Anschluß 492. Die Referenzspannung
wird jedoch dem negativen Anschluß des Verstärkers 410 der
Unterspannungsschaltung zugeführt und daher wird das Ausgangssignal
dieses Verstärkers 410 solange niedrig sein, wie der Bruchteil
der an seinem negativen Anschluß angelegten Batteriespannung
größer ist als der Anteil der an seinen positiven Anschluß angelegten
Referenzspannung, wobei dieser Anteil durch die Einstellung
des Potentiometers 494 bestimmt wird. Daher besitzt der Operationsverstärker
410 solange ein hohes Ausgangssignal, wie beispielsweise
die Batteriespannung oberhalb 10,5 Volt liegt, und arbeitet
daher als Detektor für Unterspannung.
Der Operationsverstärker 412 ist in ähnlicher Weise eingestellt durch
die entsprechende Wahl von Spannungsteilerwiderständen und besitzt
solange ein hohes Ausgangssignal, wie die Batteriespannung
beispielsweise unterhalb 16 Volt liegt, und daher arbeitet dieser
Operationsverstärker 412 als Detektor für Überspannung.
Der Kondensator 496 ist für eine Ausfilterung von
vorübergehenden Spannungsstößen und Störwellenformen von einem
Batterieladegerät vorgesehen um eine falsche Anzeige von Unterspannungen
oder Überspannungen zu verhindern.
Es können noch zahlreiche weitere Steuerfunktionen ausgeführt
werden unter Verwendung der Steuerschaltung für einen elektronisch
kommutierten Motor nach den Fig. 7a und 7b. Dabei werden mit
der Basis des Transistors 422 weitere Dioden verbunden zur Ableitung
des Freigabestroms dieses Transistors, wenn die Diode zum
Stromdurchlaß, vorgespannt ist. Dadurch werden dann die Transistoren
(z. B. 376) und damit die Darlington-Transistoren 362, 364.
Beispielsweise bewirkt eine Unterdrehzahlschaltung nach
den Fig. 7a und 7b, welche mit der Diode 482 verbunden ist,
eine Abtrennung der Wicklungen, wenn aus irgendeinem Grunde der
Motor mit einer zu niedrigen Drehzahl läuft. Das Ausgangssignal
des Gatters 450 ist eine mit der Motordrehzahl veränderliche
Rechteckwelle, welche bei normaler Drehzahl des Motors
etwa während der Hälfte der Zeitdauer eingeschaltet ist. In dieser
besonderen Ausführungsform betrug die Drehzahl für den Normallauf
etwa 3600 Umdrehungen pro Minute, und das Ausgangssignal des
Gatters 450 war eine Rechteckwelle mit einer Frequenz von etwa
240 Hz. Dieses Signal wird durch den Widerstand 498 und den Kondensator
500 gefiltert und anschließend durch den Verstärker 414
verstärkt und erneut durch den Widerstand 502 und den Kondensator
504 gefiltert. Die erhaltende Gleichspannung ist praktisch proportional
zur Drehzahl und wird als Spannung auf dem Kondensator
506 gespeichert. Solange diese Spannung auf oder über dem Wert
entsprechend einer vorbestimmten Mindestdrehzahl liegt, beispielsweise
in der abgebildeten Anordnung 2500 Umdrehungen pro Minute,
bleibt der Ausgang des Schmitt-Triggers bestehend aus den Verstärkern
416 und 418 hoch. Die Eichung dieser Spannung oder die
Einstellung des Mindestdrehzahlwertes kann erreicht werden durch
Einstellung des Potentiometers 508. Wenn die Motordrehzahl zu
niedrig wird, ändert der Schmitt-Trigger seinen Ausgang auf einen
niedrigen Zustand und gestattet damit den Stromfluß durch die
Diode 482 und liefert gleichzeitig ein hohes Ausgangssignal vom
Verstärker 420 zur Aufladung des Kondensators 506. Die Zeitkonstante
für den Kondensator 506 und den Widerstand 510 zusammen
mit der Hysterese der Schmitt-Trigger-Schaltung 416, 418 bestimmt
eine Rückstellzeit für die Schaltung, und diese kann mehrere Minuten
betragen, beispielsweise 4 bis 5 Minuten.
Beim ersten Anfahren des Motors müssen diese 4 bis 5 Minuten
verstreichen, bevor das Starten erfolgt. Der Kondensator 504
behält typischerweise seine Ladung ausreichend lange für den normalen
EIN-AUS Betriebszyklus, wie er beispielsweise bei einem Motor
für ein Kühlgerät vorliegt. Wenn jedoch ein erneutes Anfahren
vorgenommen wird und beispielsweise die Drehzahl von 2500 Umdrehungen
pro Minute nicht innerhalb von etwa 3 bis 5 Sekunden erreicht
wird, entsprechend der Zeitkonstante des Kondensators 506
und des Widerstandes 512, dann wird dieser Anfahrvorgang abgebrochen
und es wird vor einem neuen Anfahrversuch die Verzögerungszeit
von 5 Minuten zur Aufladung des Kondensators 506 begonnen.
Die relativ lange Aufladezeit für den Kondensator 506 und
die relativ kurze Entladezeit ist selbstverständlich zurückzuführen
auf das Vorhandensein der Diode 514 und den wesentlich geringeren
Widerstand des Widerstandes 512 im Vergleich mit dem Widerstand
510.
Bei den Umgebungsbedingungen einer Kühlung oder eines
Kühlschranks für ein Fahrzeug würde typischerweise ein Kondensator-
Kühlventilator über die Diode 516 geschaltet sein, und diese
Diode würde die in der Induktivität des Ventilatormotors gespeicherte
Energie leiten. Unter anderen Umgebungsverhältnissen ohne
einen solchen Ventilatormotor würde anstelle der Diode 516 ein
Widerstand eingefügt werden. Die Dioden 518 sind vorgesehen, um einen
zusätzlichen geringen Spannungsabfall an der Basis des Transistors
422 zu erhalten, da in der Praxis die niedrigen Ausgangswerte
solcher Verstärker 410 und 412 nicht genau Null sein können.
Vorstehend wurde die Erfindung an Hand verschiedener Ausführungsbeispiele
beschrieben. Zum
gegenwärtigen Zeitpunkt wird dabei die Einweg-Brückenanordnung
unter Verwendung von bifilaren Wicklungen in Motoren mit zwei
Wicklungen und monofilaren Wicklungen in Motoren mit mehr als
zwei Wicklungen als die günstigere Form erachtet im Vergleich mit
einer Zweiweg-Brückenanordnung und einer monofilaren Wicklung.
Der Grund hierfür besteht darin, daß für die Einweg-Brückenschaltung
weniger Transistoren benötigt werden und daher die Kosten
geringer sind, obwohl sich dabei eine weniger wirksame Ausnutzung
des Wicklungsmaterials ergibt (beispielsweise des Kupfers oder
Aluminiums). Wenn andererseits sich die relativen Kosten der
Transistoren einerseits und des Wicklungsmaterials andererseits
zu Gunsten der Festkörperbauelemente ändern, dann wird die monofilare
Wicklung mit Zweiweg-Brückenschaltung bevorzugt.
Bei beiden Lösungswegen ist es eindeutig zu bevorzugen, eine
Energiespeichereinrichtung vorzusehen (beispielsweise eine der
vorstehend beschriebenen Energiespeicherungen), die nicht nur
zum Schutz der Ausgangstransistoren sondern auch zur Verbesserung
des Wirkungsgrades bezüglich der Energieausnutzung geeignet ist.
Bei beiden Lösungswegen können selbstverständlich Verfahren angewendet
werden, welche andere Aspekte der Erfindung beinhalten.
Zusammenfassend betreffen diese Verfahren selbstverständlich die
Herstellung von bürstenlosen Gleichstrommotoren (unabhängig davon,
ob sie elektronisch kommutierte Motoren oder nicht sind) und umfassen:
die Wahl von Kerntypen, wie sie für Induktionsmotoren
verwendet werden, die Herstellung von verteilten
Wicklungen in den Nuten solcher Kerne mit Hilfe von vorhandenen
Anlagen für die Herstellung von Induktionsmotoren
zur Bildung von gewickelten Ständern und der Zusammenbau solcher
Anordnungen mit Ständerwicklung und Dauermagnetrotoren.
Die einzelnen Windungen der Wicklung können in einer Spulenaufnehmervorrichtung
gewickelt und hergestellt werden (entweder
gleichzeitig oder nacheinander) und dann axial in die axial verlaufenden
Kernnuten eingeführt werden (entweder unmittelbar von
der Spulenaufnehmervorrichtung oder von einem Werkzeug zur axialen
Einführung, auf welches die Windungen der Wicklung von der
Spulenaufnehmervorrichtung übertragen werden).
Weiterhin wurde vorstehend eine vereinfachte Schaltung zur Kommutierung
der Erregersignale gezeigt und beschrieben,
welche einem bürstenlosen Gleichstrommotor zugeführt
werden. Insbesondere benötigt die Schaltung gemäß der Erfindung
keine mechanische Meßfühleranordnung, die mit dem Läufer
des bürstenlosen Gleichstrommotors in Verbindung steht. Stattdessen
wird die Ausgangsgröße des Motors erfaßt und zur Erzeugung eines
veränderlichen Signals mit einer Frequenz entsprechend der Drehgeschwindigkeit
benutzt, welches die Stellung des Läufers anzeigt.
Daher benötigt in bestimmten Anwendungsfällen, beispielsweise bei
der Verwendung eines bürstenlosen Gleichstrommotors für den Antrieb
des Kompressors eines Kühlschrankes, das Kompressorgehäuse
keine zusätzlichen durchgeführten Leitungen, wodurch
der abgedichtete Verschluß des Gehäuses verbessert wird.
In der Tabelle 1 werden einige Daten aufgeführt zur besseren Darstellung
der verbesserten Eigenschaften von Motoren als Ausführungsbeispiel
der Erfindung.
Die Daten der Tabelle 1 wurden ermittelt durch Prüfung eines Motors
als Ausführungsform der Erfindung, welche aus einer Gleichspannungsquelle
für 12 Volt betrieben wurde.
In Tabelle 1 sind jeweils 2 Spalten für den Wirkungsgrad und für
das Drehmoment enthalten. Das Gesamtdrehmoment ist dabei das vom
Motor erzeugte Drehmoment ohne Luftspaltverluste und Reibungsverluste.
Die erste Spalte für den "Wirkungsgrad" enthält ebenfalls
den Wirkungsgrad des Motors ohne Berücksichtigung von Luftspaltverlusten
und Reibungsverlusten, obwohl Kupferverluste und
Verluste in der Kommutatorschaltung berücksichtigt wurden. Das
Netto-Drehmoment war das an der Motorwelle verfügbare Netto-
Drehmoment und der Netto-Wirkungsgrad entsprach dem Gesamtwirkungsgrad
des Motorsystems einschließlich des Kommutators. Die
bedeutende Verringerung des Netto-Wirkungsgrades (infolge von
Luftspaltverlusten und Lagerverlusten) war zu erwarten, da der
geprüfte Motor nur eine Leistung von etwa 1/20 PS besaß.
Die Tabelle 1 zeigt die bedeutende Verbesserung des Wirkungsgrades
und des Drehmoments, welche durch die Vorverlegung der Kommutierung
erreichbar ist. So ergibt eine Voreilung von 15 elektrischen
Graden einen bedeutend größeren maximalen Wirkungsgrad bei
2600 U/min, während eine Voreilung von 22 Grad ein bedeutend
größeres maximales Drehmoment bei 2600 U/min ergibt.
Claims (9)
1. Verfahren zur Erzeugung von Kommutierungssignalen
für einen bürstenlosen Gleichstrommotor mit einem stationären
Anker, mehreren Statorwicklungen, die in dem Anker
zur Erzeugung von Magnetfeldern bei einer selektiven Wicklungserregung
angeordnet sind, und mit einem Permanentmagnetrotor,
wobei die an der gewählten, nicht erregten
Statorwicklung induzierte Spannung während eines Zeitintervalls
abgetastet wird,
dadurch gekennzeichnet, daß
- - diese Spannung integriert wird zur Erzeugung eines Spannungsintegrals, wobei die Integration von einem vorgewählten Anfangswert ausgeht,
- - das Spannungsintegral mit einem Referenzwert verglichen wird, der ein Maß für eine relative Winkelstellung des Permanentmagnetrotors ist,
- - das Spannungsintegral auf den Anfangswert zurückgeführt wird,
- - eine andere Statorwicklung erregt wird, wenn das Spannungsintegral den Referenzwert überschreitet,
- - und eine Integration der induzierten Spannung einer anderen, nicht erregten Statorwicklung sequentiell durchgeführt wird.
2. Verfahren nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, daß die Integration über einem
Zeitintervall durchgeführt wird, das kürzer als die Zeit
ist, während der eine Statorwicklung erregt ist.
3. Verfahren nach Anspruch 2,
dadurch gekennzeichnet, daß die Integration eine kurze
Zeit, nachdem eine Statorwicklung erregt wird, eingeleitet
wird.
4. Verfahren nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, daß eine digitale Anzeige der
erregten Statorwicklung erhalten wird und diese digitale
Anzeige geändert wird, wenn das Spannungsintegral den
Referenzwert überschreitet.
5. Kommutierungsschaltung für einen bürstenlosen Gleichstrommotor
mit einem stationären Anker (15), mehreren
Statorwicklungen (22) auf dem Anker zur Erzeugung von
Magnetfeldern, und mit einem Permanentmagnetrotor (10)
mit einer Einrichtung (1047, 1049) zum Abtasten der induzierten
Spannung in einer momentan nicht erregten Statorwicklung (22),
gekennzeichnet durch
- - eine Zähleinrichtung (1051), die eine erregte Statorwicklung identifiziert und die mit der Abtasteinrichtung (1047, 1049) verknüpft ist,
- - eine Integriereinrichtung (1057) mit einem Integrationsmodus und einem festlegbaren Anfangszustand (Anfangswert) für die Integration zum Integrieren der abgetasteten induzierten Spannung während des Abtastintervalls,
- - einen Komparator (1061) zum Vergleichen des Spannungsintegrals mit einem Referenzwert (1059) und zum Erzeugen eines Ausgangssignals, wenn das Spannungsintegral den Referenzwert überschreitet, wodurch angezeigt ist, daß der Permanentmagnetrotor (10) eine entsprechende relative Winkelstellung erreicht hat,
- - und eine auf das Ausgangssignal ansprechende Einrichtung (1075) zum Rücksetzen der Integriereinrichtung (1057) auf ihren Anfangszustand.
6. Kommutierungsschaltung nach Anspruch 5,
dadurch gekennzeichnet, daß die Zähleinrichtung (1051) ein Ringzähler
ist.
7. Kommutierungsschaltung nach Anspruch 5 oder 6,
dadurch gekennzeichnet, daß die auf das Ausgangssignal
ansprechende Einrichtung ein Monoflop (1075) zum Rücksetzen
der Integriereinrichtung (1057) und eine Differenzierschaltung
(1063) aufweist, die auf das Monoflop (1075)
anspricht zum Inkrementieren der Zähleinrichtung (1051).
8. Kommutierungsschaltung nach Anspruch 5 oder 6,
dadurch gekennzeichnet, daß die Abtasteinrichtung (1047, 1049) mehrere
elektrisch betätigbare Schalter (1053, 1055) aufweist,
die jeweils auf die Zähleinrichtung (1051) ansprechen
zum Abtasten der nicht erregten Statorwicklung (22).
9. Kommutierungsschaltung nach Anspruch 8,
dadurch gekennzeichnet, daß die Zähleinrichtung (1051)
die Abtasteinrichtung (1047, 1049) freigibt zum Abtasten
der nächsten zu erregenden Statorwicklung (22).
Applications Claiming Priority (3)
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