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Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Leistungs-
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steuerung eines netzbetriebenen Wärmegeräts, insbesondere einer Kochplatte,
bei der ein Taktgeber mit Ladeschaltung über eine Untersetzerschaltung Ein- und
Ausschaltsignale für das Wärmegerät in einem bestimmten Tastverhältnis erzeugt.
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Eine derartige Schaltung ist beispielsweise in der DT-Patentanmeldung
P 26 42 036.0 vorgeschlagen. Es ist dort beschrieben, wie sich ein in weiten Grenzen
verstellbares Tastverhältnis erreichen läßt. Hierzu ist dem Taktgeber ein Kondensator
vorgeschaltet, der während der Ein- und Ausschaltsignale von in zwei Parallelzweigen
eingestellten Ladeströmen geladen wird.
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Das sich dabei ergebende Tastverhältnis ist unabhängig von Schwankungen
der Spannung des Netzes, an das die zu steuernde Kochplatte, Bratröhre oder sonstiges
Flärmegerät angeschlossen ist.
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Netzspannungsschwankungen führen dazu, daß die tatsächliche Heizleistung
von dem gewünschten, eingestellten Wert abweicht.
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Ist beispielsweise die Netzspannung höher als die Nennspannung, dann
wird während des Einschaltsignals zu stark geheizt, ohne daß das Ausschaltsignal
entsprechend verlängert wird. Die Betrachtung des Zusammenhangs A = t U2/R, wobei
A die elektrische Arbeit, t die Summe der Zeiten der Einschaltdauer, U die tatsächliche
Spannung und R der Heizwiderstand des Wärmegeräts ist, macht dies deutlich. Im Endeffekt
ergibt sich, daß ein bestimmtes, zur Leistungssteuerung eingestelltes Tastverhältnis
bei Netzspannungsschwankungen nicht die gewünschte Heizleistung nach sich zieht.
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Aufgabe der Erfindung ist es, die Auswirkungen von Netzspannungsschwankungen
auf die vom Wärmegerät aufgenommene elektrische Arbeit durch Beeinflussung des eingestellten
Tastverhältnisses zu kompensieren.
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Nach der Erfindung ist obige Aufgabe dadurch gelöst, daß zur Kompensation
von Netzspannungsschwankungen der Taktgeber mit Ladeschaltungan eine erste Speiseschaltung
angeschlossen ist, daß die erste Speiseschaltung ein Bauteil mit flachem Strom/
Spannungskennlinienabschnitt und ein Schaltglied aufweist, das während der einen
Signale die erste Speiseschaltung sperrt und über das während der anderen Signale
die erste Speiseschaltung den Taktgeber mit Ladeschaltung mit einem von den Netzspannungsschwankungen
abhängigen Ladestrom speist, und daß der Taktgeber mit Ladeschaltung an eine zweite
Speise schaltung angeschlossen ist, die ein zweites Schaltglied aufweist, über das
während der einen Signale die zweite Speiseschaltung den Taktgeber mit Ladeschaltung
mit einem von Netzspannungsschwankungen unabhängigen Ladestrom speist und das während
der anderen Signale die zweite Speiseschaltung sperrt.
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Dadurch ist erreicht, daß das Tastverhältnis nicht nur von dem eingestellten
Wert, sondern auch von der tatsächlich an dem Wärmegerät anliegenden Netzspannung
abhängt.
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Es ist möglich, als die genannten einen Signale die Einschaltsignale
und als die genannten anderen Signale die Ausschaltsignale zu verwenden. In diesem
Falle wird der Taktgeber mit Ladeschaltung während der Ausschaltsignale mit einem
netzabhängigen Ladestrom gespeist. Es ist dann sicherzustellen, daß bei einer Spannungserhöhung
die Ausschaltsignale länger werden, damit die aufgenommene Heizleistung durch die
Spannungserhöhung nicht vergrößert wird. Schaltungstechnisch einfacher ist es, als
die genannten einen Signale die Ausschaltsignale und als die genannten anderen Signale
die Einschaltsignale zu verwenden. Bei einer Erhöhung der Netzspannung werden in
diesem Falle die Einschaltsignale verkürzt, da die Taktfrequenz des Taktgebers entsprechend
des höheren Ladestroms ansteigt. Bei Unterspannung gilt das Umgekehrte. Die Dauer
der Ausschaltsignale ändert sich dabei nicht.
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Tritt während der Ankochzeit, also dann, wenn die Dauer der Ausschaltsignale
an sich Null ist, Überspannung auf, dann treten durch die entsprechende Verkürzung
der Einschaltsignale Ausschaltsignale auf, so daß eine Überhitzung des Wärmegeräts
vermieden ist.
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In bevorzugter Ausgestaltung der Erfindung weist die erste Speiseschaltung
einen mit dem Bauteil mit flachem Strom/Spannungskennlinienabschnitt in Reihe liegenden
Spannungsteiler und einen über eine Diode am Abgriff des Spannungsteilers liegenden
ersten Kondensator auf. Vorzugsweise ist das Bauteil mit flachem Strom/Spannungskennlinienabschnitt
eine Glimmlampe. Diese führt aufgrund ihrer relativ waagrechten Strom/ Spannungskennlinie
innerhalb ihres Zündbereichs dazu, daß sich Netzspannungschwankungen überproportional
an dem Spannungsteiler auswirken. Anstelle der Glimmlampe könnten auch Zenerdioden
oder Widerstände mit spannungsabhängigem Widerstandswert eingesetzt werden.
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In Weiterbildung der Erfindung liegt das Schaltglied der ersten Speiseschaltung
parallel zum ersten Kondensator und entlädt diesen während der Einschaltsignale.
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Weitere vortenhafte Ausgestaltungen ergeben sich aus der folgenden
Zeichnungsbeschreibung. In der Zeichnung zeigen: Fig. 1 ein erstes Ausführungsbeispiel
einer Schaltungsanordnung zur Leistungssteuerung eines Wärmegeräts, Fig. 2 ein weiteres
Ausführungsbeispiel und Fig. 3 einen Taktgeber mit Ladeschaltung für die Schaltungsanordnung
nach den Figuren 1 und 2.
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In Fig. 1 ist ein Taktgeber 1 mit einer Ladeschaltung 2 mit seinem
Taktausgang 3 mit einem Flip-Flop 4 verbunden. Am
Q-Ausgang des
Flip-Flops 4 liegt eine Steuerschaltung 5 für eine Kochplatte, die einen Heizwiderstand
6 aufweist.
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Der Heizwiderstand 6 der Kochplatte ist über einen Transistor 7, eine
Relaiswicklung 8 und einen als Ruhekontakt ausgebildeten Relaiskontakt 9 eingeschaltet,
wenn am Q-Ausgang des Flip-Flops 4 der Pegel L ansteht. Der Heizwiderstand 6 ist
abgeschaltet, wenn am Q-Ausgang des Flip-Flops 4 der Pegel H ansteht.
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Der Q-Ausgang des Flip-Flops 4 ist über eine Diode 10 und einen Teilwiderstand
11 mit einem Steuereingang 12 des Taktgebers 1 mit Ladeschaltung 2 verbunden. Das
Flip-Flop 4 liegt mit einem Eingang 13 an einer Gleichspannungsquelle 14, an der
ausgangsseitig eine stabilisierte Gleichspannung, beispielsweise 12 V, ansteht.
Die Gleichspannungsquelle ist eingangsseitig wie der Heizwiderstand 6 an die Netzwechselspannung
UN angeschlossen. Die Gleichspannungsquelle 14 speist auch die übrigen Schaltungsteile,
die mit einer Gleichspannung zu versorgen sind.
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Mit dem Q-Ausgang des Flip-Flops 4 ist weiterhin über einen Widerstand
15 die Basis eines Transistors 16 verbunden. Dieser liegt in einer ersten Speiseschaltung
17. Die Speiseschaltung 17 liegt eingangsseitig über eine Diode 18 an der Netzwechselspannung
UN. Sie weist iflC ne Glimmlampe 19 und einen mit dieser in Reihe liegenden Spannungsteiler
aus Widerständen 20, 21 auf.
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Parallel zum Widerstand 21 liegt in Reihe eine Diode 22 und ein Kondensator
23. Der Spannungspol des Kondensators 23 ist über einen Widerstand 24, eine Diode
25 und einen Teilwiderstand 26 mit dem Steuereingang 12 des Taktgebers 1 mit Ladeschaltung
2 verbunden. Zwischen dem Widerstand 24 und der Diode 25 liegt der Kollektor des
Transistors 16.
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Bei einer Netzwechselspannung von 220 V wird beispielsweise eine Glimmlampe
eingesetzt, deren Zündpunkt etwa in der Größenordnung von 170 V liegt. Oberhalb
des Zündpunktes weist die Glimmlampe 19 eine sehr flache Strom/Spannungskennlinie
auf.
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Eine zweite Speiseschaltung 27 für den Taktgeber 1 mit Ladeschaltung
2 ist beim Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 durch die Gleichspannungsquelle 14, das
Flip-Flop 4, die Diode 10 und den Teilwiderstand 11 gebildet.
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Die Funktionsweise des Ausführungsbeispiels nach Fig. 1 ist etwa folgende:
Der Taktgeber 1 gibt Impulse ab, deren Abstand von der Ladeschaltung 2 gesteuert
ist. Bei jedem Impuls schaltet das Flip-Flop 4 um. Steht der Q-Ausgang des Flip-Flops
4 auf H, dann ist die Kochplatte 6 über die Steuerschaltung 5 ausgeschaltet.
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Über die Diode 10 und den Widerstand 11 fließt ein Ladestrom in die
Ladeschaltung, dessen Höhe durch den Teilwiderstand 11 bestimmt ist. Der Transistor
16 leitet, so daß die Speiseschaltung 17 kurzgeschlossen ist und also sperrt. Über
den Teilwiderstand 26 fließt kein Ladestrom. Während des Ausschaltsignals ist der
Ladestrom unabhängig von etwaigen Schwankungen der Netzwechselspannung, da er über
das Flip-Flop 4 aus der stabilisierten Gleichspannungsquelle 14 stammt.
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Während der Einschaltsignale, nämlich dann, wenn am Q-Ausgang des
Flip-Flops 4 der Pegel L steht, ist der Transistor 16 gesperrt. Der Ladestrom für
die Ladeschaltung 2 wird Jetzt ausschließlich über die Speiseschaltung 17 geliefert.
Er ist damit abhängig von Schwankungen der Netzwechselspannung UN.
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Liegt die Netzwechselspannung über der Nennspannung, dann wird der
Kondensator 23 wegen der flachen Kennlinie der Glimmlampe 19 auf eine im Vergleich
zur Netzspannungserhöhung überproportional erhöhte Spannung geladen. Dies wirkt
sich so aus, daß infolge des höheren in die Ladeschaltung 2 fließenden Ladestroms
bzw. infolge der höheren Ladegeschwindigkeit, der Impulsabstand am Ausgang 3 des
Taktgebers kürzer wird. Dadurch sind die Einschaltsignale entsprechend verkürzt.
Dies bedeutet, daß bei erhöhter Netzwechselspannung der Heizwiderstand 6 kürzer
eingeschaltet bleibt. In der Ankochzeit, in der an sich keine Ausschältsignale auftreten,
hat eine Netzspannungserhöhung aus den beschriebenen Gründen ebenfalls in erwünschter
Weise
verkürzte Einschaltsignale zur Folge.
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Liegt die Netzspannung unterhalb der Nennspannung, dann wird der Kondensator
23 während der Einschaltsignale entsprechend weniger geladen, so daß sich diese
verlängern.
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Eine Einstellung des Tastverhältnisses der Aus- und Einschaltsignale
erfolgt mittels Verstellung der Teilwiderstände 11 und 26. Die obenbeschriebenen
netzwechselspannungsabhängigen Änderungen der Einschaltsignale gehen von den am
Teilwiderstand 26 eingestellten Werten aus.
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Ist die Netzspannung gleich der Nennspannung, dann bestimmen alleine
die Teilwiderstände 11 und 26 das Tastverhältnis.
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Bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 2 ist in der Speiseschaltung
17 anstelle des verstellbaren Telwiderstands 26 ein Widerstand 28 mit festem Widerstandswert
vorgesehen. Ansonsten gleicht die Speiseschaltung 17 nach Fig. 2 der nach Fig. 1
auch hinsichtlich der Wirkungsweise.
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Die zweite Speiseschaltung 27 nach Fig. 2 weist eine Spannungsstabilisierungsschaltung
mit einem Widerstand 29, einer Zenerdiode 30, einer Diode 31 und einem Siebkondensator
32 auf.
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Der Spannungspol des Siebkondensotors 32 liegt über die Emitter-Kollektorstrecke
eines Transistors 33 und einem Widerstand 34 am Steuereingang 12. Auch bei diesem
Ausführungsbeispiel kann, wie beim Ausführungsbeispiel nach Fig. 1,anstelle der
Bauteile 29 bis 32 eine vorhandene stabilisierte Gleichspannungsquelle eingesetzt
werden.
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Die Steuerschaltungen 17 und 27 sind so bemessen, daß dann, wenn die
Netzspannung gleich der Nennspannung ist, während der Einschaltsignale und während
der Ausschaltsignale am Steuereingang 12 immer die gleiche Spannung ansteht. Dies
hat zur Folge, daß sowohl während der Ausschaltsignale als auch während der Einschaltsignale
immer der gleiche Ladestrom in die Ladeschaltung
2 fließt und
somit auch die gleiche Ladegeschwindigkeit an der Ladeschaltung auftritt. Die Taktfrequenz
des Taktgebers 1 bleibt damit unabhängig davon, welche der beiden Speiseschaltungen
17, 27 eingeschaltet ist, konstant.
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Die Basis des Transistors 33 liegt am Q-Eingang des Flip-Flops 4.
Der Transistor 33 leitet während der Ausschaltsignale und sperrt während der Einschaltsignale.
Am Q-Ausgang des Flip-Flops 4 liegt, wie in Fig. 1 die Steuerschaltung 5. Zwischen
den Taktausgang 3 des Taktgebers 1 und das Flip-Flop 4 ist eine Untersetzerschaltung
35 geschaltet. Diese läßt sich zur Auswahl verschiedener Tastverhältnisse verstellen.
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Die Funktionsweise der Schaltung nach Fig. 2 gleicht der nach Fig.
1. Auch hier wird bei Überspannung die Taktfrequenz des Taktgebers 1 während der
Einschaltsignale erhöht und bei Unterspannung vermindert. Die Ausschaltsignale bleiben
unabhängig von Spannungsschwankungen gleich.
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In Fig. 3 ist ein beispielsweise verwendbarer Taktgeber 1 mit Ladeschaltung
2 dargestellt. Am Emitter eines UniJunktion-Transistors 36 (Doppelbasis-Diode) liegt
der Spannungspol eines Ladekondensators 37. Gleichzeitig bildet der Emitter den
Steuereingang 12 und den Taktausgang 3. Über Widerstände 38 und 39 liegen die beiden
Basisanschlüsse zwischen den Polen der stabilisierten Gleichspannung. Sobald der
Kondensator 37 am Emitter auf eine bestimmte Spannung aufgeladen ist, entlädt er
sich über den Emitter und den Widerstand 39.
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Anstelle des beschriebenen Taktgebers können auch andere Taktgeberschaltungen
eingesetzt werden. Beispielsweise kann ein integrierter Schaltkreis MC 14 541 (Motorola)
eingesetzt werden.
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Im Rahmen der Erfindung liegen zahlreiche Schaltungsvarianten.
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Beispielsweise lassen sich anstelle der Transistoren 16 und
33
auch andere Transistorschaltungen mit gleicher Funktion einsetzen. Der Einsatz der
erfindungsgemäßen Speiseschaltungen ist nicht auf die dargestellten Ausführungsbeispiele
beschränkt.
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Sie können auch bei anders aufgebauten Taktgebern, Ladeschaltungen
und Steuerschaltungen eingesetzt werden.
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