DE2646537A1

DE2646537A1 - Radargeraet mit einer einrichtung zur unterdrueckung von regenechos

Info

Publication number: DE2646537A1
Application number: DE19762646537
Authority: DE
Inventors: Daniel Edmond Beguin; Henri Jean Bosc; Jean-Marie Henri Colin
Original assignee: International Standard Electric Corp
Current assignee: International Standard Electric Corp
Priority date: 1975-10-24
Filing date: 1976-10-15
Publication date: 1977-06-23
Also published as: GB1506989A; IT1068764B; FR2328972B1; FR2328972A1

Description

Patentanwalt
Dipl.-Phys.L
Kurze Straße
7 Stuttgart 30

Dipl.-Phys.Leo Thul ο r / c c T7

Kurze Straße 8 Z ö 4 0 ü J /

D.E.Beguin 14-21-17

INTERNATIONAL STANDARD ELECTRIC CORPORATION, NEVI YORK

RADARGERÄT MIT EINER EINRICHTUNG ZUR UNTERDRÜCKUNG

VON REGENECHOS

Die Erfindung betrifft ein Radargerät wie im Oberbegriff des Anspruchs 1 angegeben.

Wenn in einem bestimmten Auflösungsbereich des Radargeräts sowohl das zu ortende Ziel als auch Regen vorhanden sind, dann entstehen durch die Überlagerung von Ziel- und Regenechos starke Störungen. Die Störungen nehmen mit abnehmender Radarwellenlänge zu.

Zur Reduzierung dieser Störungen ist. es allgemein bekannt, das Radarsignal zirkulär polarisiert abzustrahlen. Die zirkuläre Polarisation wird dadurch erzeugt, daß man vor der Apertur des Hornstrahlers,der linear polarisierte Wellen (z.B. vertikal polarisiert) abstrahlt, einen Polarisator (z.B. eine Platte mit einer Dicke von einer viertel Wellenlänge λ/4) anbringt. Diese λ/4-Platte ist um j gegen die Vertikale orientiert. Die gegen die λ/4-Ρlatte senkrecht

Sm/Scho
1.10.1976

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->■

orientierte Komponente des abgestrahlten elektromagnetischen Signals wird durch die λ/4- Platte nicht beeinflußt, wohingegen die parallel orientierte Komponente in der Phase um ^ verzögert wird. Folglich ist das abgestrahlte Signal zirkulär polarisiert. Unter den Annahmen, daß Regen in Bezug auf die Polarisation ein vollkommen isotropes Medium ist, und daß die Radarantenne ideal ist, ist das vom Regen reflektierte Signal ebenfalls zirkulär polarisiert. Nach dem Durchgang durch den Polarisator wird die zur λ/4-Platte parallele Komponente des elektrischen Felds wieder in der Phase um ^ verzögert und es ergibt sich nach der überlagerung mit der zur λ/4-Platte senkrechten Komponente ein horizontal polarisiertes elektrisches Feld, das von der Speiseleitung für den Hornstrahler nicht aufgenommen wird. Dadurch werden die Regenechos beseitigt, wohingegen die Echos von Zielen, die in Bezug auf die Polarisation im allgemeinen anisotrop sind, nicht mehr zirkulär polarisiert sind und ein Nutzsignal, das nicht ausgelöscht wird, ergeben.

In Wirklichkeit jedoch ist die Antenne nicht ideal und die Polarisation des abgestrahlten Signals ist nicht genau zirkulär. Sie ist elliptisch und durch ihre Exzentrizität, die definiert ist durch das Verhältnis von Hauptachse zu Nebenachse der Ellipse (die durch die elektrischen Feldvektoren beschrieben wird), bestimmt. Folglich werden die Regenechos nicht vollkommen beseitigt. Für T=O,9 dB (ein üblicher Wert) beispielsweise ist der Unterdrückungsfaktor 20 dB.

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Es wurde ferner angenommen, daß der Regen hinsichtlich der Polarisation ein perfektes isotropes Medium ist; in Wirklichkeit hat er jedoch eine depolarisierende Wirkung. Messungen und Berechnungen haben ergeben, daß der Regen ein anisotropes Medium ist, dessen Hauptachsen die vertikale und die senkrechte Achsen sind. Die horizontale Komponente wird stärker gedämpft und verzögert als die vertikale Komponente. Folglich wird eine zirkulär polarisiert abgestrahlte Welle nach dem Durchlaufen einer Regenzone in eine elliptisch polarisierte Welle umgewandelt. Die Exzentrizität nimmt mit der Dicke der Regenzone und der Intensität des Niederschlags zu. Für einen Regen beispielsweise mit einer Niederschlagsmenge von 12,4 mm/h, der auf einer Länge von 10 km vorhanden ist, wird die Dämpfung der Regenechos nach dem oben beschriebenen Verfahren im X-Band auf 10,4 dB und im C-Band auf 15,9 dB begrenzt.

Es ist Aufgabe der Erfindung, ein Radargerät anzugeben, bei dem die Unterdrückung von Regenechos verbessert ist.

Die Lösung dieser Aufgabe erfolgt mit den im Anspruch 1 angegebenen Mitteln. Vorteilhafte Weiterbildungen sind den Unteransprüchen zu entnehmen.

Mit dem neuen Radargerät können nicht nur Echos von Niederschlägen, die in der Nähe des Ziels vorhanden sind, sondern auch von Niederschlägen auf dem Ausbreitungsweg des Radarsignals wirkungsvoll unterdrückt werden. Außerdem wird bei Abwesenheit von Regen im Zielgebiet, verglichen mit bekannten Radargeräten, die konstant mit zirkularer Polarisation arbeiten, der Nutzsignalpegel erhöht.

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-3.

Die Erfindung wird anhand von Zeichnungen beispielsweise näher erläutert. Es zeigt:

Fig.1 ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels für einen Teil des erfindungsgemäßen Radargeräts;

Fig.2 Impulsdiagramme;

Fig.3 ein Blockschaltbild eines weiteren AusfUhrungsbeispiels.

In Fig.1 ist der Teil des erfindungsgemäßen Radargeräts dargestellt, in dem die Regenechounterdrückung durchgeführt wird. Ein Radarsender E erzeugt ein Mikrowellensignal, das durch ein geeignet dimensioniertes magisches T in zwei orthogonale Komponenten V und H gleicher Amplitude aufgeteilt wird. Die Richtung dieser beiden Komponenten kann vertikal bzw. horizontal sein. Ein Wellenleiter 2, in den ein Zirkulator 3 eingefügt ist, überträgt die Komponente V der Welle zu einer Einrichtung 4. Diese Einrichtung 4 empfängt auch die Komponente H der Welle durch einen Wellenleiter 5, in den ein Zirkulator 6 eingefügt ist. Die Länge der Wellenleiter 2 und 5 sind so gewählt, daß die Komponenten V und H in der Einrichtung 4 in Phasenquadratur zueinander stehen. Diese Einrichtung gibt dann eine Welle ab, die in Abhängigkeit davon, ob die Komponente H der Komponente V um s hinterherhinkt oder vorauseilt, rechts- oder linkszirkulär polarisiert ist. Die zirkulär polarisierte Welle wird von der Einrichtung einem Horn 7 für zwei Polarisationsrichtungen zugeführt und von diesem abgestrahlt. Die vom Horn 7 empfangene reflektierte Welle wird durch die Einrichtung 4 in

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ihre Komponenten V und FI aufgeteilt. Ein Wellenleiter 8, der mit dem Zirkulator 3 verbunden ist, liefert nur die Komponente V der empfangenen Welle und ein Wellenleiter 9, der mit dem Zirkulator 6 verbunden ist, liefert nur die Komponente H. Deshalb sind zwei Mikrowellenempfangskanäle vorgesehen. Zur Verdeutlichung der Zeichnung sind die Buchstaben V bzw. H den Teilen der Schaltung zugeordnet, von denen die Komponenten V bzw. H der Welle verarbeitet werden. Läßt man den Depolarisationseffekt des Regens außer acht, d.h. man macht die Annahme, daß der Regen hinsichtlich der Polarisation ein isotropes Medium ist, dann ist das empfangene Regenecho zirkulär polarisiert und die Komponenten V und H in den jeweiligen Empfangskanälen stehen zueinander in Phasenquadratur und haben dieselbe Amplitude.

Die Mikrowellensignale in den beiden Empfangskanälen werden in Mischern 11 bzw. 12 zur Umsetzung in den ZF-Bereich mit den Ausgangssignalen eines Mischoszillators 10 gemischt und anschließend in ZF-Verstärkern 13 bzw. 14 verstärkt. Um die Phasen- und Amplitudenverhältnisse V und H nicht zu verändern, müssen die Mischer 11 und 12 sowie die Verstärker 13 und 14 identische elektrische Eigenschaften besitzen. In einen der beiden ZF-Empfangskanäle ist ein + ^- Phasenschieber eingefügt, sodaß die Komponenten V und H der Regenechos (es wird ein isotropes Polarisationsmedium angenommen) gegensinnige Phasenwerte haben. Es wird beispielsweise angenommen, daß die Komponente H der zirkulär polarisiert abgestrahlten Welle der Komponente V um ^ _nacheilt; in diesem Fall ist der Phasenschieber 15 in dem Kanal V angeordnet.

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Diese Phasenverschiebung um + s kann man auch in einem der Mikrowellenempfangskanäle durch Variation der Länge des einen Wellenleiters gegenüber der Länge des anderen Wellenleiters erzielen. In dem ZF-Empfangskanal V sind beispielsweise dem Ausgang des Phasenschiebers 15 ein steuerbarer Phasenschieber 16 und ein steuerbares Dämpfungsglied 17 nachgeschaltet. Eine Addierstufe 18, die am Ende des ZF-Empfangskanals angeordnet ist empfängt einerseits die Komponente V (nachdem die Phasenschieber 15 und 16 sowie das Dämpfungsglied 17 durchlaufen wurden) und andererseits die Komponente H und addiert diese Komponenten vektoriell. Sie gibt ein Signal ab, das nach Amplituden- oder Phasengleichrichtung (im Falle eines Doppler-Radargeräts) zu den bekannten Entfernungstoren des Radargeräts geleitet wird. Da die Anschaltzeit dieser Tore sehr kurz ist, kann das Ziel sehr genau lokalisiert werden. In der weiteren Beschreibung werden diese Torschaltungen als "Zleltore" bezeichnet.

Eine Phasenregelschleife (von 2.Ordnung beispielsweise) enthält einen Phasenvergleicher 19 und einen Verstärker-Integrator 20 zur Steuerung des variablen Phasenschiebers 16. Ein Eingang des Phasenvergleichers 19 ist mit dem steuerbaren Dämpfungsglied des ZF-Empfangskanals V über breite Entfernungstorschaltungen 21 verbunden, während der andere Eingang des Phasenvergleichers 19 mit dem ZF-Empfangskanal H über breite Entfernungstorschaltungen, die identisch mit den vorherigen Entfernungstorschaltungen sind und synchron zu diesen betrieben werden, verbunden ist. Es ist Aufgabe der Phasenregelschleife, die Phasenverschiebungsschwankungen gegenüber s zwischen den Korn-

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ponenten V und H aufgrund des Depolarisationseffektes durch den Regen in dem Auflösungsbereich, in dem sich das zu verfolgende Ziel befindet, zu korrigieren. Deshalb sind so viele breite Entfernungstore 21 und 22 vorgesehen als Zieltore vorgesehen sind, wobei jedes der breiten Tore einem Zieltor zugeordnet ist. Durch diese breiten Tore erhält man einen hohen Pegel für das vom Regen verursachte Rauschen in der Regelschleife. Diese breiten Tore werden in der folgenden Beschreibung als Regentore bezeichnet.

In den Fig.2a bzw. 2b sind in einem Impulsdiagramm die Anschaltzeiten für ein Zieltor bzw. für das zugehörige Regentor dargestellt. Das Regentor ist eine Zeit t2 vor und eine Zeit t2 nach der Zeit ti, während der das Zieltor offen ist, offen. Um zu verhindern, daß am Ausgang des Phasenvergleichers 19 das Zielechosignal dem Phasenfehlersignal (bedingt durch den Depolarisationseffekt des Regens) überlagert wird, ist das Regentor während der Zeit ti des Zieltores geschlossen. Während einer Radarimpulswiederholungsperiode wird nur das Regentor, das dem verfolgten Ziel entspricht, durch Impulse h geöffnet.

Eine AmplitudenregeIschleife (beispielsweise von 2.Ordnung), die von der Phasenregelschleife vollkommen unabhängig ist, enthält einen Amplitudenvergleicher 23 und einen Verstärker-Integrator 24, der das steuerbare Dämpfungglied steuert. Die beiden Eingänge des Amplitudenvergleichers sind mit den ZF-Empfängskanälen V und H wie der Phasenvergleicher über Regentorschaltungen 21 und 22 verbunden. Durch die Amplitudenregelschleife werden Amplitudenunterschiede zwischen den empfangenen Komponenten V und H im Auflösungsbereich, in dem sich das zu verfolgende Ziel befindet, die durch den Depolarisationseffekt des Regens verursacht werden, korrigiert.

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Im folgenden wird die Funktion des oben beschriebenen Geräts im Zusammenhang mit einer Auflösungszelle, in dem sich das zu verfolgende Ziel befindet, d.h. einem gegebenen Zieltor und seinem zugehörigen Reqentor, erklärt. Wenn in der Nähe des Ziels Regen vorhanden ist, d.h. in dem zugehörigen Regentor, dann sind am Eingang des Phasenvergleichers 19 die Komponenten V und H des empfangenen Regenechos in der Phase um it + Δ0 verschoben, wobei der Ausdruck Δ0 der Phasenverschiebung infolge des Depolarisationseffektes des Regens entspricht. Der Ausdruck Δ0 ist eine Funktion der Intensität des Niederschlags und der Dicke der Regenzone, die auf dem Ausbreitungsweg des Radarsignals vorhanden ist. Der Phasenvergleicher 19 ist dazu ausgelegt, ein Fehlersignal abzugeben, das eine Funktion von Δ0 ist. Die Phasenregelschleife steuert den steuerbaren Phasenschieber so, daß die Komponenten V und H des Regenechos gegensinnige Phasen haben. Während der Zeit, während der die betroffenen Regentore offen sind, sind die Komponenten V und H des Regenechos an den Eingängen des Amplitudenvergleichers 23 mit unterschiedlichen Amplituden vorhanden. Der Amplitudenunterschied, der mit Δα bezeichnet wird, wird ebenfalls durch den Depolarisationseffekt des Regens verursacht. Der Amplitudenvergleicher 23 liefert ein Signal, das eine Funktion von Δα ist. Die Amplitudenregelschleife steuert das steuerbare Dämpfungsglied 17 so, daß die Komponenten V und H des Regenechos dieselbe Amplitude haben. Der vektorielle Addierer 18 empfängt deshalb zwei Signale gleicher Amplitude jedoch gegensinniger Phase, die das Regenecho darstellen. Somit ist für das betreffende Zieltor der Pegel des durch den Regen verursachten Rauschens gleich null. Andererseits werden zwei Signale mit zufälliger

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Amplitude und Phase empfangen, die das Zielecho, dessen Polarisation sich von der des Regens unterscheidet, darstellen. Folglich gibt der vektorielle Addierer 18 an das Zieltor 18 ein Nutzsignal mit einem von null unterschiedlichen Wert ab, das nur das Zielecho darstellt. Somit wird durch die Variation von Amplitude und Phase in einem der beiden Empfangskanäle, wodurch der Depolarisationseffekt, der durch die Signalausbreitung durch den Regen verursacht wird, eliminiert wird, das Regenecho in dem betrachteten Zieltor automatisch unterdrückt.

Wenn in der Umgebung des Ziels, d.h. in dem zugeordneten Regentor, kein Regen vorhanden ist, wird während der Zeit, während der das Regentor offen ist, kein Regenecho zu der Radarantenne reflektiert. Dies ist selbst dann der Fall, wenn auf der Strecke Radar-Ziel Regen vorhanden ist. An den Ausgängen der Phasen- und Amplitudenvergleicher 19 und 23 ist kein Fehlersignal vorhanden und am Ausgang des vektoriellen Addierers ist ein von null unterschiedliches Nützsignal, das nur das Zielecho darstellt, vorhanden.

In dem Blockschaltbild der Fig.1 sind ein steuerbares Dämpfungsglied und ein steuerbarer Phasenschieber nur in einem Empfangskanal vorhanden. Aus Symmetriegründen kann es von Vorteil sein, in beiden Empfangskanälen steuerbare Dämpfungsglieder bzw. Phasenschieber vorzusehen. In diesem Fall würde die Steuerung in den beiden Kanälen natürlich gegensinnig erfolgen.

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Es kann in der oben beschriebenen Einrichtung noch ein Spannungsvergleicher 25 mit einem variablen Schwellwert S an den Ausgang der Regentor-Schaltung 22 geschaltet werden, dem zusätzlich die nicht korrigierten Signale aus dem Kanal H zugeführt werden. Der Schwellwert S entspricht einem Regen, dessen äquivalente Radaroberfläche im Vergleich zu der des gewünschten Zielechos klein ist und wird als Funktion der Entfernung variiert; je weiter das Ziel entfernt ist und je schwächer das Zielecho ist, desto niedriger ist der Schwellwert. Wenn die Komponente H des Regenechos in dem betroffenen Regentor kleiner als der Schwellwert S ist, ist am Ausgang des Vergleichers ein logisches Signal vorhanden, das die Phasen- und Amplitudenregelschleifen schaltet - beispielsweise durch Unterbrechung der Integrator-Verstärker und 24 - und das in einem der beiden Empfangskanäle, z.B. im ZF-Verstärker des Kanals V, eine Phasenverschiebung von π verursacht. Folglich sind die Komponenten V und H einer reflektierten zirkulär polarisierten Welle in Phase und die Einrichtung arbeitet so als ob das Radargerät mit linearer Polarisation arbeiten würde. Dadurch wird das Nutzsignal vom Ziel verbessert, das normalerweise bei zirkularer Polarisation stärker gedämpft ist.

Bisher wurde angenommen, daß die von der Antenne abgestrahlte Welle zirkulär polarisiert ist. In Wirklichkeit ist jedoch infolge der nichtidealen Antenne eine elliptische Polarisation vorhanden. Bei der erfindungsgemäßen Einrichtung kann dies empfangsseitig dadurch kompensiert werden, daß in einem der beiden Empfangskanäle eine kontinuierliche feste zusätzliche Phasenverschiebung und feste zusätzliche Dämpfung erfolgt. Diese zusätzliche Phasenverschiebung kann beispielsweise durch den Phasen-

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schieber 15 oder den steuerbaren Phasenschieber 16 erzeugt werden. Die zusätzliche Dämpfung kann beispielsweise durch das staierbare Dämpfungsglied 17 erzeugt werden.

In Fig.3 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel des Radargeräts dargestellt. Es handelt sich hierbei beispielsweise um ein kohärentes Impuls-Doppler-Radargerät, bei dem die Unterdrückung von Regenechos selbst dann möglich ist, wenn Echos von Festzielen vorhanden sind. Sowohl der Mikrowellenteil als auch die Schaltungen für die beiden ZF-Kanäle V und H und der ^-Phasenschieber im Kanal V entsprechen den oben beschriebenen Schaltungen und werden deshalb nicht dargestellt. Auch bei der vorliegenden Schaltung sind in einem der beiden ZF-Kanäle, z.B. im Kanal V, das steuerbare Dämpfungsglied 17 und der steuerbare Phasenschieber 16 vorhanden. Ein Phasendiskriminator 26, der einerseits mit dem Ausgang des steuerbaren Dämpfungsgliedes 17 und andererseits mit dem Ausgang eines stabilen Oszillators 27, der oft auch als Kohärenzoszillator bezeichnet wird, Verbunden ist, gibt das Dopplerfrequenzsignal ab. Der Kohärenzoszillator 27 gibt zwei in der Phase um = verschobene Signale ab, sodaß der Phasendiskriminator 26 die sin- und cos-Komponenten des Doppler-Signals liefert. Diese beiden Komponenten müssen bekannt sein, um die Richtung des Ziels in Bezug auf die Antenne bestimmen zu können. Ein zweiter Phasendiskriminator 28 im Kanal H, der entsprechend dem Phasendetektor 26 mit dem Kohärenzoszillator 27 verbunden ist, liefert die sin- und cos-Komponenten des zum Kanal H gehörigen Doppler-Signals.

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Die sin— und cos-Koraponenten der Doppier-Signale der Kanäle V und H werden zu vier identischen Doppler- Filtern 29 _r 3Q* 31 und 32 fiber Vier identische Tor- schaltungen 33 34„ 35 und 36* die alle von demselben Signal j gesteuert werden* übertragen. Diese Torschaltungen und Boppler-Filter sind bekannte Elemente für ein kohärentes Impuls-Doppler-Radargerätp mit deren Hilfe bewegliche Ziele in einer bestimmten Entfernung erkannt werden können. Eine Äddiersttife 37_r deren Eingange Mit den Ausgängen der Doppler-Filter 29 und 3O verbunden sind* liefert die sin-Komponente des Doppler-Signals vom Ziel« Das Regenecho wird wie unten beschrieben beseitigt. Entsprechend liefert ein Addierer 38« dessen Eingänge mit den Ausgängen von Doppler-Filtern 31 und 32 verbunden sind«, die cos- Kovponente des Doppler-Signals vom Ziel.

Die sin- und cos-Komponenten des Doppler-Signals der Kanäle ¥ und H werden auch zu Phasen- und Ämplituden-Korrekturketten über vier identische Regentorschaltungen 39_r 40_f 41 und 42, denen Doppler-Filter 43,. 44». 46 und nachgeschaltet sind, geleitet. Die Grenzfrequenzen dieser Dopplerfilter müssen nicht mit den Grenzfrequenzen der Dopplerfilter 29 bis 32 übereinstimmen. Jede der Regentorschaltungen 39 bis 42 wird vom selben Signal h gesteuert und enthält, wie bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig.1, so viele Regentore wie Zieltore vorhanden sind. Das Impulsdiagramm> das angibt, wann das Zieltor und wann das zugehörige Regentor offen ist» ist identisch mit dem zu Fig.1 gehörenden Impulsdiagramm und in Fig.2a, b dargestellt.

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At.

Die Amplitudenregelschlelfe enthalt: einem Aeplitudenvergleicher 47, dem das Quadrat der Amplitude des Doppler-Signals im Kanal V und das Quadrat der Amplitude des Doppler-Signals Im Kanal H zugeführt: «erden. Für den Kanal V erhält nan dieses Quadrat itit Hilfe zweier Multiplikatoren 48 und 49, die jeweils die sin- und cos-Komponenten des Doppler-Signals vse Kanal W cjuadridieren, und einer Addierstufe 5O_r wodurch die Phase eliminiert wird und nur noch eine Äwplifcaäeninforaiation vorhanden ist. Für den Kanal H sind entsprechend zwei Multiplikatoren 51 und 52 sowie eine Xddierstafe 53 vorgesehen. Der Amplitudenverglelcher 47 erzeugt »it Hilfe einer Addierschaltung 54 und einer Sobfcraiilerschaltung 55 die Sinne Σ und die Differenz & der empfangenen Signale. Im Amplitudenvergleiclier wird weiterhin der Quotient =, der in einem Quotienteinreciiner 56 erzeugt wird, gebildet. Dieses Quotientensignal wird Ober einen Integrator-Verstarker 57 zu de» Steuereiiiqanq des steuerbaren Dämpfungsgliedes 17 übertragen» Der Quotient =; ist unabhängig vom Pegel der von der Radarantenne empfangenen Signale.

Die Phasenregelschleife enthält einen Ifliaseitvergleieher 5S_r dem ein Integrator-Verstärker 59 nae&gresclialtet ist. Der Phasenvergleicher 58 enthält einen ersten Multiplikator 6O_r dessen zwei Eingänge mit den Basgängen von Doppler—Filtern 43 und 45 verbunden sind: miß. dessen Ausgangssignal das Produkt ist der cos—Komponente des Doppler-Signals vom Kanal V und der sin-EoBponeate des Doppler-Signals vom Kanal H. Eine zweite Malfciplizier-Schaltttng 61, dessen beiden Eingänge mit äsn Ausgängen der Doppler-Filter 44 und 46 verbunden sinö* liefert

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das Produkt der sin-Komponente des Doppler-Signals vom Kanal V und der cos-Komponente des Doppler-Signals vom Kanal H. Eine Subtrahierschaltung 62, die den Ausgängen von zwei Multiplizierschaltungen 60 und 61 nachgeschaltet ist, gibt ein Signal der Form sin Δ0 ab, wobei der Ausdruck Δ0 den Phasenfehler infolge des Depolarisationseffektes durch den Regen darstellt. Da der Ausdruck Δ0 klein ist, kann er durch sein Argument angenähert werden. Ein Quotientenrechner 63, der dem Ausgang der Subtrahierschaltung 62 nachgeschaltet ist, teilt das Ergebnis dieser Subtrahierschaltung durch die Summe Σ, die von der Ädclierschaltung 54 geliefert wird. Somit gibt das Ausgangssignal vom Phasenvergleicher 58 nur den Phasenfehler Ä0 an und ist unabhängig vom Signalpegel der von der Radarantenne empfangenen Signale.

Die Zieltore undi die Regentore werden wie beim Ausführungsbeispiel nach Fig.1 gesteuert. Bei diesem Ausführungsbeispiel werden jedoch wegen des Vorhandenseins von Doppler-Filtern in den Phasen- und Amplitudenregelschleifen die Regelsignale allein aus der Phasenverschiebung und Dämpfung, die durch den Regen verursacht wird, abgeleitet, ohne daß Festziele berücksichtigt werden. Dieses Äusflihrungsbeispiel arbeitet deshalb selbst beim Vorhandensein von Festzielen noch einwandfrei.

Es sind selbstverständlich noch weitere AusfÜhrunasbeispiele möglich. So kann z.B. im Falle des zweiten Ausführungsbeispiels nach Fig.3 die Phasen- und Amplitudenregelung des Doppler-Signals in dem ZF-Kanal V am Ausgang des Phasendiskriminators 26 durchgeführt werden.

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Claims

D.E.Beguin 14-21-17 Patentansprüche

1./ Radargerät, von dem eine angenähert zirkulär polarisierte elektromagnetische Welle abgestrahlt wird und von dem zur Unterdrückung von Regenechos die empfangene und ebenfalls angenähert zirkulär polarisierte Welle in ihre beiden zueinander senkrecht stehenden Komponenten, die eine Phasenverschiebung von -s zueinander haben, aufgeteilt wird, dadurch gekennzeichnet, daß zwei Empfangskanäle (V,H) vorgesehen sind, in denen jeweils eine der beiden Komponenten (V,H) verarbeitet wird, daß in einem der beiden Empfangskanäle eine weitere Phasenverschiebung (15) um ~ erfolgt, sodaß die beiden Komponenten (V, H) entgegengesetzte Phasenlagen haben, daß in einem der beiden Empfangskanäle ein steuerbarer Phasenschieber (16) und ein steuerbares Dämpfungsglied (17) vorgesehen sind, die von einer Phasenregelschleife (19, 20) bzw. einer Amplitudenregelschleife (23, 24) so gesteuert werden, daß die Abweichung der Phasenverschiebung (Δ0) vom Sollwert ·* zwischen den beiden empfangenen Komponenten der Regenechos eliminiert wird und daß die beiden Komponenten der Regenechos gleiche Amplituden erhalten, daß eine Addierschaltung (18) vorgesehen ist, in der die beiden korrigierten Komponenten vektoriell addiert werden und daß das Ausgangssignal der Addierschaltung, das das Zielnutzsignal ist, auf bekannte Weise weiter verarbeitet wird.

2. Radargerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenregelschleife eine Phasenvergleichseinrichtung (19) enthält, deren Eingänge über breite Entfernungstore (21,22) mit den beiden Empfangskanälen (V, H) verbunden sind.

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•«ι.

3. Radargerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Amplitudenregelschleife eine Amplitudenvergleichseinrichtung (23) enthält, deren Eingänge über breite Entfernungstore (21, 22) mit den beiden Empfangskanälen (V, H) verbunden sind.

4. Radargerät nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Anzahl der breiten Entfernungstore (21, 22) gleich der Anzahl der bekannten Zielentfernungstore ist und daß die breiten Entfernungstore eine bestimmte Zeit (t2) vor und nach der Zeit (ti), während der das jeweilige Zielentfernungstor geöffnet ist, offen sind und daß sie während dieser Zeit (ti) zu sind.

5. Radargerät nach einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß eine Schwellwertschaltung (25) mit einstellbarem Schwellwert (5) vorgesehen ist, der über ein breites Entfernungstor (22) eine nicht korrigierte Empfangskomponente zugeführt wird und daß diese Schwellwertschaltung (25) dann ein Ausgangssignal abgibt, wenn das Eingangssignal unterhalb des Schwellwertes (S) liegt, und daß dieses Signal in einem der beiden Empfangskanäle eine zusätzliche Phasenverschiebung von ττ erzeugt und die Phasen- und Amplitudenregelschleifen unterbricht.

6. Radargerät nach einem der vorherigen Ansprüchen, dadurch gekennzeichnet, daß in beiden Empfangskanälen (V, H) ein steuerbarer Phasenschieber und ein steuerbares Dämpfungsglied vorgesehen sind, die von der Phasen- bzw. Amplitudenregelschleife gesteuert werden.

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. 3.

7. Radargerät nach einem der vorherigen Ansprüchen, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenverschiebung und Amplitudenungleichheit, die durch die Radarantenne verursacht werden und wodurch die abgestrahlte elektromagnetische Welle anstatt zirkulär leicht elliptisch polarisiert wird, empfangsseltig durch eine zusätzliche konstante Phasenverschiebung bzw. Dämpfung korrigiert werden.

8. Radargerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß in beiden Kanälen (V, H) die jeweilige Komponente mit um 90 gegeneinander verschobenen Signalen aus einem Kohärenzoszillator (27) so gemischt wird (26, 28), daß in beiden Kanälen jeweils die sin- und cos-Komponenten des Doppier-Anteils des empfangenen Signals vorhanden sind und daß für die sin- bzw. cos~Anteile der Doppler-Signale in beiden Kanälen je eine identische Torschaltung (33, 34, 35, 36), der jeweils ein Dopplerfilter (29, 30, 31, 32) nachgeschaltet ist, vorgesehen ist.

9. Radargerät nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangssignale der Dopplerfilter (29, 30), denen die sin-Komponenten zugeführt werden, in einer Addierschaltung (37) addiert werden, sodaß ein gemeinsames sin-Signal entsteht, und daß die Ausgangssignale der Dopplerfilter (31, 32), denen die cos-Komponenten zugeführt werden, in einer Addierschaltung (38) addiert werden, sodaß ein gemeinsames cos-Signal entsteht.

10. Radargerät nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Amplitudenregelschleife eine Amplitudenvergleichsschaltung (47) enthält, deren beiden Eingänge die quadrierten Dopplersignale der Kanäle V bzw. H zugeführt werden, daß

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diese Signale der Amplitudenvergleichsschaltung (47) über Rechenschaltungen (48, 49, 50; 51, 52, 53) zugeführt werden und daß die sin- bzw. cos-Komponenten der jeweiligen Kanäle (V, H) den Rechenschaltungen über breite Entfernungstore (39, 40; 41, 42) und Dopplerfilter (43, 44; 45, 46) zugeführt werden.

11. Radargerät nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß in der Amplitudenvergleichseinrichtung (47) der Quotient (^ ) aus der Differenz (Δ) zwischen den Quadraten der Amplituden der Dopplersignale der beiden Kanäle (V, H) und der entsprechenden Summe (Σ) gebildet wird, sodaß ein Amplitudenregelsignal erzeugt wird, das von der Amplitude des von der Radarantenne empfangenen Signals unabhängig ist.

12. Radargerät nach Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenregelschleife eine Phasenvergleichseinrichtung (58) enthält, der die sin- und cos-Komponenten der beiden Kanäle (V, H) über breite Entfernungstore (39, 40, 41, 42) und Dopplerfilter (43, 44, 45, 46) zugeführt werden.

13. Radargerät nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß in der Phasenvergleichseinrichtung (58) das Produkt der sin-Komponente des Doppler-Signals vom Kanal V und der cos-Komponente des Doppler-Signals vom Kanal H gebildet wird, daß weiterhin das Produkt der cos-Komponente des Doppler-Signals vom Kanal V und der sin-Komponente des Doppler-Signals vom Kanal H gebildet wird, daß die Differenz dieser beiden Produkte gebildet wird und daß

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der Quotient dieses Differenzsignals und des Summensignals aus der Amplitudenvergleichseinrichtung (47) gebildet wird, sodaß ein Phasenregelsignal erzeugt wird, das von der Amplitude des empfangenen Signals unabhängig ist.

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