DE2640298A1

DE2640298A1 - Datenempfangsschaltung

Info

Publication number: DE2640298A1
Application number: DE19762640298
Authority: DE
Inventors: Robert Stephen Gordy; David Eugene Sanders
Original assignee: NCR Corp
Current assignee: Raytheon Co
Priority date: 1975-09-08
Filing date: 1976-09-08
Publication date: 1977-03-17
Also published as: CA1066779A; GB1510903A; US4039749A; FR2323274B1; FR2323274A1; JPS5233409A; DE2640298C2

Description

NCR CORPORATION Dayton, Ohio (V.St.A,)

Patentanmeldung Unser Az.: Case 2109/GER DATENEMPFANGSSCHALTUNG

Die Erfindung betrifft eine Datenempfangsschaltung zum Empfang eines Spreizspek.trumübertragungs· signals, das durch Mischung eines Daten enthaltenden Signals mit einem Pseudo-Zufallssequenzsignal von größerer Bandbreite als das die Daten enthaltende Signal erzeugt wurde und wobei das gemischte Signal zur Modulation eines Trägersignals verwendet wird, mit Sequenzerzeugungsschaltungen zur Erzeugung eines internen Pseudo-Zufallssequenzsignals, das mit dem Pseudo-Zufallssequenzsignal in der genannten Mischung übereinstimmt und mit Korrelatorschaltungen zur Korrelation des Signals von der Sequenzgeneratorschaltung in bezug auf das empfangene Signal, ^o daß das empfangene Signal in die Bandbreite des die Daten enthaltenden Signals fällt.

In einem Zweiphasen-PSK-Öbertragungssystem (phase shift keyed) wird die Phase eines Referenzträgersignals verschoben (encoded), und zwar in Abhängigkeit von der Codierung eines Datensignals. Beispielsweise wird eine zu übertragende "0" die Phase des Referenzträgersignals nicht verschieben, d. h. sie beträgt 0°, während bei einem zu übertragenden binären "!."-Signal die Phase eines Referenzträgersignals um 180° verschoben wird.

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Wenn nun das Trägersignal moduliert ist, kann es über eine übertragungsleitung oder über eine Richtfunkstrecke an einen Empfänger übertragen werden.

Neben der Verwendung einer Zweiphasen-PSK-Modulation kann auch eine Quadratur-(vier)-Phasenmodulation verwendet werden. Bei einem Quadraturphasenmodulationsübertragungssystem wird die im allgemeinen aus einer Reihe von binären Bits bestehende Information in Baudintervalle unterteilt, das sind jeweils Gruppen aus zwei Bits. Die aufeinanderfolgenden Phasenwechsel, die bei aufeinanderfolgenden Baudintervallen auftreten, werden dann zur Modulation des Referenzträgersignals in vier Phasen verwendet.

Beispielsweise sollen die folgenden Digitalsymbole durch Quadraturphasenmodulation eines Trägersignals übertragen werden: 00, 01, 10 und 11. Jede der vier unterschiedlichen Phasen des Trägersignals kann zur Darstellung eines der vier Digitalsymbole verwendet werden. So kann der Phasenwinkel 0° die Digital information 00 und die Phasenwinkel 90°, 180° und 270° die Digital-

informationen 01, 11 und 10 darstellen.

In bestimmten Übertragungsumgebungen ist es notwendig, ein Signal zu erzeugen, das nicht gestört werden kann, d. h. ein Signal, das sicher ist und nicht beeinflußt und unterbrochen oder durch einen unberechtigten Empfänger empfangen werden kann.

Die Sicherheit, die an ein PSK-Signal gestellt werden kann, ist begrenzt, da in einem Empfänger mit einem internen Referenzträgersignal letzteres mit dem empfangenen PSK-Signal synchronisiert werden kann und dieser somit in der Lage ist, das

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empfangene PSK-Signai zu demodulieren und die in diesem enthaltenen ankommenden Daten zu empfangen. Des weiteren ist es verhältnismäßig einfach, wenn die Frequenz des Trägersignals oder das Frequenzspektrum der Datensignale bekannt ist, zu stören und die Übertragung zu unterbrechen. Um die speziellen Gefahren in digitalen Obertragungssystemen zu reduzieren, wurde ein Schema vorgeschlagen, bei dem die Bandbreite des Übertragungssignals über einen größeren Bandbereich als der der zu übertragenden Daten gespreizt wird. Dies wird im allgemeinen durchgeführt, indem die Datensignale mit Pseudo-Zufallssequenzen gemischt werden, deren Bandbreite größer als die Bandbreite der Daten ist. Die gemischten Daten werden dann zur Phasenmodulation eines Referenzträgersignals verwendet. Die Übertragung eines derartig gespreizten Signalspektrums erschwert die Bestimmung der Datenträgerkomponenten des zu übertragenden Signals, wodurch wiederum die Möglichkeiten von Störungen vermindert werden. Um ein Spreizspektrumsignal zu empfangen, das in der vorangehend beschriebenen Weise codiert ist, ist es*notwendig, die spezielle Sequenz der Pseudo-Zufallssequenzimpulse zu kennen, die zur Spreizung des Spektrums der Datensignale verwendet wurden. Zur wirksamen Decodierung in dem Empfänger ist ein identischer Codegenerator zur Erzeugung einer Pseudo-Zufallssequenz erforderlich, der exakt mit der Pseudo-Zufallssequenz der Spreizspektrumsignale synchronisiert ist.

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Zu dieser Technik wurden bisher folgende Veröffentlichungen bekannt: "Surface Acoustic Wave Devices And Applications" von B. J. Hunsinger, Ultrasonics, November 1973, Seiten 25 bis 263. "Optimal Binary SequencesFor Spread Spectrum Multiplexing" von R. Gold, IEEE Transactions On Information Theory, Oktober 1967, Seiten 619 bis 621.

Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Datenempfangsschaltung zum Empfang eines Spreizspektrumübertragungssignals aufzuzeigen, in der leistungsfähige Mittel zur Erreichung einer Synchronisation des internen örtlich erzeugten Pseudo-Zufallssignals mit der übertragenen Pseudo-ZufalIssequenz des übertragenen Signals zu schaffen, die einfach und billig im Vergleich mit den bekannten Vorrichtungen sind.

Die Erfindung ist gekennzeichnet durch einen zwischen die Sequenzgeneratorschaltung und die Korrelatorschaltung dazwischengeschalteten Schalter, wodurch Komponenten von dem intern erzeugten Pjseudo-Zufal 1ssequenzsignal an den Eingang der Korrelatorschaltung geliefert werden, durch Detektorschaltungen zum Erkennen, ob das intern erzeugte Pseudo-ZufalIssequenzsignal in einer exakten Phasensynchronisation mit dem empfangenen Signal steht oder nicht, um in das Spreizspektrum zu fallen, durch Schaltersteuermittel, die zwischen Sperrdetektorschaltungen und den genannten Schaltermitteln angeordnet sind, so daß bei einer nicht korrekten Phasensynchronisation, die durch die Sperrdetektormittel erkannt wird, die genannten Schaltersteuermittel bewirken, daß der Schalter periodisch eine Umkehrung der Zuführung der

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genannten Komponenten zu den Eingängen bewirkt und daß, wenn eine exakte Phasensynchronisation durch die Sperrdetektormittel festgestellt wird, die Schaltersteuermittel bewirken, daß der Schalter diese Umkehr festhalten und in einem fixierten Zustand bleiben kann.

Im folgenden wird die Erfindung mit Hilfe eines Ausführungsbeispiels im einzelnen beschrieben, wobei Bezug auf die beiliegenden Zeichnungen genommen wird. In diesen zeigt:

Fig. 1 ein detailliertes Blockschaltbild eines Spreizspektrummodulators;

Fig. 2 ein Blockschaltbild eines Teils des Spreizspektrumempfängers gemäß der vorliegenden Erfindung; und

Fig. 3 ein detailliertes Blockschaltbild eines Teils des Empfängers von Fig. 2.

In Fig. 1 ist ein Modulator gezeigt, der ein EXKLUSIV-ODER-Glied 11 enthält, an dessen Anschluß ein Basisband-(Information)-Datensignal mit einer Wiederholungsrate von RN angelegt ist. Das Basisbanddatensignal kann bei spielsweise eine Reihe von binären Datenbits sein. An den anderen Eingang 2 des EXKLUSIV-ODER-Gliedes 11 wird eine Pseudo-Zufallsimpulsfolge mit einer Sequenz PN angelegt, die eine Datenfolge und eine Bandbreite aufweist, welche größer als die des Basisbanddatensignals ist.

Das Basisbanddatensignal wird in dem EXKLUSIV-ODER-Glied 11 codiert (gemischt) mit der Pseudo-Zufallssequenzimpulsfolge und das codierte Ausgangssignal von dem EXKLUSIV-ODER-Glied wird an den D-Eingang von D-Flipflops 13 und 14 angelegt. Ein D-getaktetes Flipflop

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ist ein Flipflop, das Ausgangssignale mit zwei Ausgangszuständen erzeugt, z. B. einen hohen Zustand (1) und einen niedrigen Zustand (0),und das so aufgebaut ist, daß zumindest ein Datensignaleingangsanschluß, der mit D bezeichnet ist, ein Taktanschluß, der mit C bezeichnet ist, und komplementäre Ausgangsanschlüsse, die mit Q und φ bezeichnet sind, enthalten sind. Der logische Zustand des am Eingang D anliegenden Signals erscheint am Ausgang Q, nachdem ein spezieller Taktübergang aufgetreten ist und bleibt am Ausgang Q bis der nächste ähnliche Taktübergang erscheint. In dem bevorzugten Ausführungsbeispie.l gemäß der vorliegenden Erfindung wird die Rückkante eines abfallenden Taktimpulses als spezieller Taktübergang verwendet.

Ein PN-Taktsignal mit einer Rate, die die Hälfte der Rate der Pseudo-Zufal 1simpulssequenzsignale PN beträgt, wird über den Anschluß 3 dem C-Eingang des Flipflops 13 zugeführt und dem Eingang eines Inverters 15. Das PN-Taktsignal wird in den Inverter 15 invertiert und dem C-Eingang des Flipflops 14 zugeleitet. Das am Ausgang des EXKLUSIV-ODER-Gliedes 11 vorhandene Taktsignal wird zu den Q-Anschlüssen der entsprechenden Flipflops in einer gestaffelten Weise zugeführt, d. h. jedes geradzahlige Bit der gemischten Daten und des PN-Sequenzsignals wird dem Flipflop 13 und jedes ungeradzahlige Bit der gemischten Daten und des PN-Sequenzsignals wird dem D-Eingang des Flipflops 14 zugeleitet. Der Q-Ausgang des Flipflops 13 ist mit einem Eingang eines abgeglichenen Mischers 17 verbunden. Die Leitung, die die beiden verbindet, ist mit I¹ gekennzeichnet. Der Q-Ausgang des Flipflops 14

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liegt an einem Eingang eines abgeglichenen Mischers Die diese beiden verbindende Leitung ist mit Q¹ bezeichnet. Ein Trägeroszillator 19 erzeugt ein Trägersignal mit einer Frequenz fo» das direkt einem Phasenschiebekreis 20 zugeführt wird. Der Phasenschiebekreis erzeugt zwei Signale, von denen das eine um 90° in der Phase bezüglich dem anderen Signal verschoben ist. Das nicht verschobene Trägersignal gelangt an den Eingang des abgeglichenen Mischers 17. Das zweite Ausgangssignal, das um 90° verschoben ist, wird dem abgeglichenen Mischer 18 zugeleitet. Während einer Operation ist das am Ausgang des Mischers 18 auftretende Ausgangssignal entweder ein Signal mit einer Phasenlage von 0° oder mit einer Phasenlage von 180° in bezug auf das auf der Leitung I¹ auftretende Signal. Das Ausgangssignal von dem Mischer 18 ist ein Signal mit einer Phasenlage von entweder 90° oder mit einer Phasenlage von 270° bezogen auf die Phasenlage des Signals auf der Leitung Q'. Eine lineare Summierschaltung 21 kombiniert die Ausgangssignale vom Mischer 18 und vom Mischer 17 und" erzeugt ein vierphasen-PSK-moduliertes Spreizspektrumsignal, das moduliert ist als eine Funktion des gemischten Basisbanddatensignals und des Pseudo-ZufalIsbitsequenzsignals. Der Summierkreis 21 kann ein Summierverstärker sein, in der Art, wie er in dem Artikel "Electronic Analog Computers" von Korn und Korn, McGraw Hill, 1952, Seite 14 beschrieben ist. Das vierphasen-PSK-modulierte Spreizspektrumsignal wird dann einem Empfänger zugeführt gemäß einer übertragungstechnik, die zum allgemeinen Stand der Technik gehört.

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Die Wiedergewinnung des Schmalbandzweiphasendatensignals von dem empfangenen vierphasen-PSK-modulierten Spreizspektrumsignal erfordert ein hohes Maß an Übereinstimmung zwischen der exakten Nachbildung des Breitbandmodul ati onssi gnals und dem empfangenen Spreizspektrumsignal. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel gemäß dieser Erfindung ist das Breitbandmodulationssignal das Pseudo-Zufallssequenzsignal. Somit muß das intern erzeugte PN-Sequenzsignal angepaßt werden und in Frequenz und Phase mit dem PN-Sequenzteil des empfangenen Signals synchronisiert werden, um ein Zusammenfallen des Spektrums des empfangenen Signals zu bewirken.

Im folgenden wird auf Fig. 2 Bezug genommen, in der ein vierphasen-PSK-moduliertes empfangenes Signal mit einem Spreizspektrum durch nichtgezeigte Empfangsmittel empfangen wird und das dem Eingangsanschluß 29 zugeführt wird. Der Anschluß 29 ist mit dem Eingang des Demodulators 50 verbunden. Der Demodulator 50 enthält einen Korrelator 30, einen Schaltkreis 31 und einen Zweiphasen-zu-Vierphasencodierer 32. Der Ausgang des Demodulators 50 wird durch den Ausgang des !Correlators 30 gebildet. Wenn das intern erzeugte PN-Sequenzsignal exakt mit dem empfangenen Signal synchronisiert ist, so wird das am Ausgang des Demodulators 50 entstehende Signal ein zweiphasen-PSK-moduliertes Signal mit einem zusammengefallenen Spektrum sein. Das zweiphasenmodulierte Signal von dem Korrelator 30 wird durch einen IF-Streifen 33 empfangen {Zwischenfrequenz). Der IF-Streifen 33 kann beispielsweise ein angepaßtes Filter sein, das beim Anlegen eines Signals an seinen Eingang alle unerwünschten

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Signalkomponenten ausfiltert. Das gefilterte Signal von dem IF-Streifen 33 ist ein zweiphasen-PSK-moduliertes Signal mit einem zusammengefallenen Spektrum, das einem Hüllendetektor 34 und über eine Leitung 4 einem Trägerwiedergewinnungskreis und dem dazugehörigen Datendetektor· schaltkreis zugeführt wird. Der Hüllendetektor 34 erzeugt an seinem Ausgang ein Signal, das eine Funktion der Signalhülle an seinem Eingang ist. Das gewonnene Hüllensignal wird einem PN-Sperrdetektorkreis 38 und dem Eingang eines PN-Zeitwiedergewinnungsschleifenkreises zugeleitet. Der PN-Detektorkreis 38 erzeugt ein Sperrbedingungssignai, dessen Pegel exakt das Vorhandensein oder das NichtVorhandensein einer Sperrbedingung anzeigt.

Bei dieser Anwendung wird der Ausdruck "Sperrbedingung" für eine Bedingung verwendet, bei der die PN-Sequenz, die in dem Empfänger erzeugt wird, frequenzmäßig angepaßt ist und in einer speziellen Phasenbeziehung zu der Sequenz des PN-Signals steht, die in dem empfangenen Signal vorhanden ist. Das Sperrbedingungssignai des Sperrdetektorkreises 38 gelangt direkt zu einem Invertierverstärker 39*, in dem der logische Pegel des Signals invertiert wird. Das invertierte Signal von dem Verstärker 39 wird einem ODER-Glied 41 zugeleitet. Das ODER-Glied 41 empfängt an einem anderen Eingang eine Reihe von Impulsen, die durch einen Oszillator 40 erzeugt werden. Gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung erzeugt der Oszillator 40 einen Impulszug mit einer Wiederholungsfrequenz von 1000 Hz. Der logische Pegel des Signals vom Ausgang des ODER-Gliedes wird direkt einem

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1:2-Teilerkreis 44 zugeleitet, dessen Ausgang den Zustand des Schalters 31 steuert. Der Schalter 31 kann zwei Zustände annehmen. Bei dem einen Zustand wird die Leitung (ä) und (i) mit den gekennzeichneten Leitungen (c) und (d) verbunden und bei dem anderen Zustand wird die Leitung (a) mit der Leitung (δ) und die Leitung (ß) mit der Leitung ((T) verbunden.

Der Schalter 31 wird in den einen Zustand geschaltet, wenn der logische Pegel des Signals von dem Glied 31 beispielsweise hoch ist und in den anderen Zustand, wenn der logische Pegel dieses Signals niedrig ist. Der logische Pegel des Signals vom Glied 41 stellt eine Funktion der Sperrbedingung am Sperrdetektor 38 dar. Wenn der Pegel des Sperrbedingungssignals vom Sperrdetektor 38 niedrig ist, wird das Vorhandensein einer Sperrbedingung angezeigt und das Eingangssignal zu dem ODER-Glied von dem Inverter 39 ist hoch. Das hohe Signal an dem Eingang des ODER-Gliedes 41 bewirkt, daß das Ausgangssignal von dem ODER-Glied hoch bleibt. Der Schalter 31 bleibt dann so lange in diesem einen Zustand, wie das Sperrbedingungssignal vom Spe*rrdetektor 38 anzeigt, daß eine Sperrbedingung vorhanden ist. Wenn das Sperrbedingungssignal von dem Sperrdetektor 38 einen hohen Pegel annimmt, bedeutet dies, daß die Sperrbedingung wegfällt, wobei der Pegel des Signals am Ausgang des Verstärkers 39 einen niedrigen Wert annimmt. Das Signal vom Oszillator 40 gelangt durch das ODER-Glied 41 und schaltet den Schalter 31 abwechselnd von dem einen Zustand in den anderen. Der 1:2-Teilerkreis wechselt seinen Zustand nur, wenn das Signal an seinem Eingang seinen Zustand wechselt.

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d. h. wenn ein Signal mit einem hohen Pegel von dem ODER-Glied 41 empfangen wird, kann der 1:2-Teilerkreis den Schalter 31 in der Position halten, in der er sich zu der Zeit befindet, zu der das empfangene Signal einen hohen Pegel besaß. Er wird seine Lage nicht verändern bis der nächste Wechsel in dem vom ODER-Glied 41 kommenden Pegel auftritt. Gemäß einer teilweisen Zusammenfassung wird dann, obgleich der Rechteckwellenimpulszug von dem Oszillator 40 auch am Eingang des ODER-Gliedes 41 erscheint und den konstanten hohen Pegel von dem Umkehrverstärker 39 überlagert, so daß. der Ausgang vom ODER-Glied in seinem hohen Zustand bleibt, dieser nicht in seinen niedrigen Zustand geschaltet wird bis der PN-Sperrdetektor 38 anzeigt, daß die Sperrbedingung wegfällt.

Das Sperrbedingungssignal von dem Sperrdetektor 38 wird ebenfalls einem Steuereingang des Schalters 37 zugeführt. Die PN-Zeitwiedergewinnungsschleife 42 spricht auf das Hüllensignal an und liefert ein Steuersignal, das den Grad der Blockierung

anzeigt und das über den Schalter 37 mit dem Eingang eines spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) 36 zugeführt wird. Der Oszillator 36 erzeugt ein Rechteckwellenausgangssignal, dessen Folge proportional dem Signal an seinem Eingang ist. Das Rechteckwellensignal vom Oszillator 36 wird als Taktsignal dem Eingang eines PN-Generators 35 zugeleitet. Der PN-Generator 35 kann ein Schieberegister sein, in dem verschiedene Stufen des Schieberegisters ihre Signale zurück zu dem Eingang des Schieberegisters koppeln, so daß eine Pseudo-Zufallssequenzfolge

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erzeugt wird, deren Impulse von der letzten Stufe des Schieberegisters abgenommen werden können. Das Taktsignal des Oszillators 36 wird zur Taktierung der Impulse durch die Schieberegisterstufen des Schieberegisters verwendet. Somit wird bei einem Ansteigen der Rate der Taktimpulse die PN-Sequenz aus Impulsen ebenfalls ansteigen und umgekehrt, wenn die Taktimpulsfrequenz niedriger wird, wird auch die PN-Sequenz niedriger. Die Pseudo-Zufallssequenz von dem PN-Generator 35 wird dem Zweiphasen-zu-Vierphasencodierer 32 zugeführt. Die PN-Sequenz liegt zu dieser Zeit im System in .binärer Form vor, d. h. die Impulse haben zwei Zustände, nämlich einen hohen Zustand und einen niedrigen Zustand. Das Anlegen der Zweiphasenimpulse an einen Phasenmodulator bewirkt, daß der Phasenmodulator zwischen zwei Phasen verschoben wird, wobei die eine Phase mit dem hohen Pegel korrespondiert und die andere Phase mit dem niedrigen Pegel. Somit wird ein Binärsignal als ein Zweiphasensignal betrachtet. Der Zweiphasen-zu-Vierphasencodierer 32 erzeugt an seinen Ausgangsleitungen (α) und (ß) zwei Signale, von denen jedes in binärer Form vorliegt, aber die voneinander zeitverschoben sind. Da jedoch jedes Signal eine Funktion des Signals an dem Eingang ist, werden die Signale von den Ausgangsleitungen (K) und (¥) zur Modulation des Quadraturträgersignals verwendet, wobei jedes Signal das Trägersignal in zwei unterschiedlichen Phasen moduliert, so daß ein vierphasenmoduliertes Signal entsteht.

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Ein "Zitterkreis" 43 erhält an seinem Eingang ein Steuersignal über eine Leitung 5 und das Signal stellt den Ausgang des Oszillators 36 dar. Der Kreis bewirkt ein Schwingen der Phase des vom Oszillator kommenden Signals bevor das Signal dem Zweiphasen-zu-Vierphasen codierer 32 zugeführt wird. Das Steuersignal bewirkt eine Steuerung der Geschwindigkeit dieser Schwingungen, wobei die Geschwindigkeit eingestellt wird, um eine wirksame Operation des Systems zu ermöglichen. Der Ausdruck "Zittern" wird hier für eine Signalbedingung verwendet, bei der ein Signal leicht um einen Sperrpunkt oder um eine Itullbedingung schwingt. Das durch den Schalter 37 verlaufende Steuersignal steuert die Phase und die Frequenz des Oszillators 36. Der Oszillator 36 wird mit der Pseudo-Zufallssequenz des empfangenen Signals synchronisiert, wenn das System in einer Sperrbedingung ist. Wenn das System in einer nichtgesperrten Bedingung ist, wird der Schalter 37 unter Steuerung des Signals von dem PN-Sperrdetektor schalten und seinen Eingang von der Leitung 6 wegnehmen, an welche eine Suchspannung angelegt wird. Die Suchspannung weist eine derartige Größe auf, daß der Oszillator 36 erregt wird, wodurch wiederum der PN-Generator 35 erregt wird, so daß die Geschwindigkeit der intern erzeugten PN-Sequenz in eine Stellung in bezug auf die empfangene PN-Sequenz gebracht wird, bei der ein Sperrbedingungssignal am Ausgang des Sperrdetektors 38 erzeugt wird.

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Im folgenden wird auf Fig. 3 Bezug genommen, in der ein detaillierteres Blockschaltbild des Demodulators (spectrum collapsing circuit) 50 gezeigt ist. Das PN-Sequenzsignal von dem PN-Generator 35 wird dem D-Eingang der D-Flipflops 45 und 46 zugeleitet. Das Zittersignal von dem Zitterkreis 53 gelangt an den Eingang C des Flipflops 45 und an den C-Eingang des Flipflops 46, nachdem eine logische Inversion in dem Inverter 56 stattgefunden hat. Der Q-Ausgang des Flipflops 45 ist mit der (a) -Leitung des Schalters verbunden. Der Q-Ausgang des Flipflops 46 liegt an der Leitung (ß) des Schalters 31. Der Schalter 31 ist so aufgebaut, daß ein auf den Leitungen (a) und (¥) auftretendes Signal in einem Zustand des Schalters mit den Leitungen QT) und Q)) entsprechend verbunden werden kann und daß bei dem anderen Zustand eine Verbindung mit den Leitungen (F) und ((Γ) in entsprechender Weise möglich ist. Der Zustand des Schalters 31 wird durch ein Schaltsignal von dem ODER-Glied 41, das in Fig. 2 gezeigt ist, gesteuert. Die Leitung ((T) von dem Schalter 31 wird an de*n Eingang eines Mischers 52 geführt. Der Mischer 52 kann ein abgeglichener Mischer sein. Die Leitung (ΰ) von dem Schalter 31 ist mit dem Eingang des abgeglichenen Mischers 54 verbunden. Das empfangene vierphasen-PSK-modulierte Spreizspektrumsignal liegt am Anschluß 49. Der Anschluß 49 bildet den Eingang für einen Phasenteilungskreis 47. Der Phasenteilerkreis 47 liefert zwei Ausgangssignale, von denen das eine eine Phasenlage von 0° und das andere eine Phasenlage von 90° aufweist. Das Signal mit der O⁰-Phasenlage wird dem Eingang des abgeglichenen Ver-

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stärkers 54 und das um 90° phasenverschobene Signal dem Eingang des abgeglichenen Verstärkers 52 zugeführt. Während einer Operation wird das um 90° phasenverschobene Signal zum abgeglichenen Mischer die Phase des empfangenen Signals auf der Leitung \CJ zum abgeglichenen Mischer mit entweder 90° oder 270° verschieben» und zwar in Abhängigkeit von dem Signal des Phasenteilers. Das 0° phasenverschobene Signal liegt am Eingang des Phasenmischers 54 und wird die Phase des auf der Leitung (?) auftretenden Signals entweder mit 0° oder mit 180° verschieben, und zwar in Abhängigkeit von dem Pegel des 0° phasenverschobenen Signals. Die Signale von den abgeglichenen Verstärkern 52 und 54 werden in einem Summierkreis 55 zusammengeführt. Jeder der Mischer 52 und 54 entfernt eine Hälfte der Pseudo-Zufallsmodulationssequenz, so daß eine Kombination der zwei Signale von dem Mischer durch den Summierkreis 55 die PN-Modulationssequenz des PSK-modulierten Signals vollständig entfernt werden. Die Entfernung der PN-Sequenz bewirkt einen tatsächlichen Zusammenfall des Spektrums des Spreizspektrumsignals in seine ursprüngliche Bandbreite, während die Zusammenfassung der beiden Signale von den Mischern ebenfalls die Vierphasenmerkmale des empfangenen Signals entfernt, so daß das Ausgangssignal am Summierkreis 55 ein zweiphasen-PSK-moduliertes Signal mit einer schmalen Bandbreite ist.

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Um den Zusammenfal1 des Spektrums des empfangenen Signals zu vervollständigen, ist es notwendig, daß in geeigneter Weise die Phase der intern erzeugten PN-Sequenz in bezug auf die empfangene PN-Sequenz zusammenfällt, so daß eine vollständige Unterdrückung stattfindet. Dieser Phasenzusammenfall wird bewirkt durch Drehung des Phasenbildes des intern erzeugten Vierphasen-PN-Sequenzsignals um die 0° und die 180° Achse. Elektronisch wird dies durch die Verwendung des Schalters 31 bewirkt. Der Schalter 31 verbindet in einer Position die (a) . und (£) Leitungen und die (ß) und (d) Leitungen miteinander. In der anderen Position verbindet der Schalter die Leitungen (a) und(F) und die Leitungen (jT) und (£)miteinander. Bei einer ungesperrten Bedingung reagiert der Schalter 31 auf das Rechteckwellensignal von dem Oszillator 40 und bewirkt laufend eine Vor- und Rückschaltung, so daß eine periodische Umkehrung der Verbindungen zwischen dem Q-Ausgang der Flipflops 45 und 46 und den Leitungen ((T) und (d) , die mit den Mischern 52 und 54 verbunden sind, bewirkt wird. Nachdem der Sperrdetektorkreis 38 ein Sperrbedingungssignal, das eine Sperrbedingung*anzeigt, liefert, wird die Umkehrung der Verbindung zwischen den Leitungen (j\) und (b) und den Leitungen (cj und (ό) gehalten und der Schalter 31 bleibt in diesem festen Zustand bis durch den Sperrkreisdetektor 38 wieder eine ungesperrte Bedingung angezeigt wird.

Unter momentanem Rückblick auf die Fig. 2 in Verbindung mit Fig. 3 ist ersichtlich, daß der gezeigte Demodulator 50 den Korrelator 30, den Schalter 31 und den Zweiphasen-zu-Vierphaseneodierer 32 enthält. In Fig. 3 sind die korrespondierenden Teile dazu:

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die Flipflops 45 und 46 mit dem Inverter 56, die den Zweiphasen-zu-Vierphasencodierer 32 bilden; der Schalter 31 entspricht dem Schalterblock 31; der Korrelator 30 korrespondiert mit den abgeglichenen Mischern 52 und 54 zusammen mit dem Phasenschiebekreis 47 sowie der Summierkreis 55.

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Claims

Patentansprüche;

1. Datenempfangsschaltung zum Empfang eines SpreizspektrumUbertragungssignals , das durch Mischung eines Daten enthaltenden Signals mit einem Pseudo-Zufallssequenzsignal vongrößerer Bandbreite als das die Daten enthaltende Signal erzeugt wurde und wobei das gemischte Signal zur Modulation eines Trägersignals verwendet wird, mit Sequenzerzeugungsschaltungen zur Erzeugung eines internen Pseudo-Zufallssequenzsignals, das mit dem Pseudo-Zufal 1ssequenzsignal in der genannten Mischung übereinstimmt und mit Korrelatorschaltungen zur Korrelation des Signals von der Sequenzgeneratorschaltung in bezug auf das empfangene Signal, so daß das empfangene Signal in die Bandbreite des die Daten enthaltenden Signals fällt, gekennzeichnet durch einen zwischen die Sequenzgeneratorschaltung (32, 35) und die Korrelatorschaltung (30) dazwischengeschalteten Schalter (31), wodurch Komponenten von dem intern erzeugten Pseudo-Zufallssequenzsignal an den Eingang der Korrelatorschaltung geliefert werden, durch Detektorschaltungen (34, 38) zum Erkennen, ob das intern erzeugte Pseudo-Zufallssequenzsignal in einer exakten Phasensynchronisation mit dem empfangenen Signal steht oder nicht, um in das Spreizspektrum zu fallen, durch Schaltersteuermittel (39, 40, 41, 44), die zwischen Sperrdetektorschaltungen und den genannten Schaltermitteln angeordnet sind, so daß bei einer nicht korrekten Phasensynchroni.sation, die durch die Sperrdetektormittel erkannt wird , die genannten Schaltersteuermittel bewirken, daß der Schalter (31) periodisch

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eine Umkehrung der Zuführung der genannten Komponenten zu den Eingängen bewirkt und daß, wenn eine exakte Phasensynchronisation durch die Sperrdetektormittel festgestellt wird, die Schaltersteuermittel bewirken, daß der Schalter diese Umkehr festhalten und in einem fixierten Zustand bleiben kann.

2. Datenempfangsschaltung nach Anspruch 1 zum Empfang eines Vierphasenübertragungssignals, dadurch gekennzeichnet, daß die genannte Sequenzgeneratorschaltung einen Generator (35) zur Erzeugung einer Pseudo-Zufallssequenz aus Binärsignalen und einen Decodierer (32), der zwischen den Generator (35) und den Schalter (31) geschaltet ist, enthält, um die Binärsignale in ein Vierphasenpseudo-Zufallssequenzsignal zu decodieren.

3. Datenempfangsschaltung nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch Frequenzsynchronisationsschaltungen (36, 37), die auf den Ausgang der Sperrdetektorschaltungen (34, 38) ansprechen und eine Steuerung der Sequenzgeneratorschaltung (32, 35) bewirken, so daß eine exakte Frequenzsynchronisation zwischen dem intern erzeugten Pseudo-ZufalIssequenzsignal und dem empfangenen Signal bewirkt wird.

4. Datenempfangsschaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Korrelatorschaltung (30) einen Phasenteilerkreis (47) zur Teilung des empfangenen Signals in bezug zueinander phasenverschoben in zwei Signale enthält

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und daß das geteilte Signal während einer Operation mit den genannten Komponenten des intern erzeugten Pseudo-Zufallssequenzsignals korreliert wird,

5. Datenempfangsschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Korrelatorschaltung (30) zwei abgeglichene Mischer (52, 54) enthält, von denen jeder ein Signal von der Phasenteilerschaltung (47) mit einer der genannten Komponenten vergleicht und daß in einer Summierschaltung (55) eine Zusammenfassung der verglichenen Signale von den Mischern zur Bildung eines kombinierten Signals erfolgt.

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