DE2616138C3 - Aus einem Gleichstrommotor und einem Wechselstromgenerator aufgebauter Umformer - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen aus einem Gleichstrommotor und einem Wechselstromgenerator abgebauten Umformer, dessen Gleichstrommotor über eine Schalteinrichtung an eine Batterie anschaltbar ist und dessen Wechselstromgenerator in einem Wechselstromkreis an eine einen Lastschalter einschließende Last anschaltbar ist, und mit einer in dem Wechselstromkreis angeordneten, beide Halbwellen des Last-

Wechselstromes durchlassenden Diodenanordnung, wobei beim Schließen des Lastschalters ein Anfangsstrom durch die Last hervorgerufen wird, welcher eine Signalspannung an einem bei Stromdurchgang eine Klemmenspannung abgebenden Detektorelement erzeugt, die nachfolgend durch den durch die Last und damit durch die Diodenanordnung fließenden Lastwechselstrom aufrechterhalten wird und die zum Steuern der Schalteinrichtung derart dient, daß der Gleichstrommotor beim Schließen bzw. öffnen des Lastschalters über einen Motorschalter mit der Batterie verbunden bzw. von dieser abgetrennt wird.

Ein derartiger Umformer mit automatischer Slart-Stopp-Steuerung ist aus der US-Patentschrift 36 65 502 bekannt. Dieser Umformer wird durch das Anschließen einer Wechselstromlast eingeschaltet, so daß diese Wechselstromlast aus der Batterie mit Energie versorgt werden kann. Derartige Umformer werden in Personenwagen, Lastwagen oder Schiffen angeordnet und mit der Batterie dieses Fahrzeuges verbunden, um eine Energiequelle für den Betrieb von Wechselspannungsgeräten mit 120 oder 240 V Betriebsspannung oder anderen Betriebsspannungen zu schaffen. Um eine unnötige Entladung der Batterie zu vermeiden, ist es wünschenswert, den Umformer abzuschalten, wenn das die Last darstellende Gerät nicht mehr betrieben wird. Bei dem bekannten Umformer wird dies durch eine entsprechende mit Hilfe eines Relais erreicht. Hierbei ist jedoch ein relativ aufwendiges Relais erforderlich, da die Verbindung zwischen einem Teil der Halbleiterelemente zum Anlaufen bzw. Abschalten des Gleichstrommotors unterbrochen werden muß, und weiterhin wird ein Kontakt dieses Relais sowohl mit dem Speisegleichstrom für den Gleichstrommotor als auch mit dem Lastwechselstrom beaufschlagt. Dieser Kontakt des Relais muß daher sehr leistungsfähig ausgebildet sein.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen aus einem Gleichstrommotor und einem Wechselstromgenerator aufgebauten Umformer der eingangs genannten Art zu schaffen, der bei einfachem Aufbau, insbesondere bei Verwendung eines einfacher aufgebauten Relais eine hohe Betriebssicherheit ergibt, wobei die Kontakte des Relais lediglich den Batterie-Gleichstrom führen sollen.

Diese Aufgabe wird durch die im Patentanspruch 1 angegebene Erfindung gelöst

Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Durch die erfindungsgemäße Ausgestaltung des Umformers ist es lediglich erforderlich, ein Relais mit einem einzigen Kontakt für die Speisung des Gleichstrommotors zu verwenden, da die in dem den Wechselstromgenerator enthaltenden Wechselstromkreis eingeschalteten Halbleiterelemente dauernd in diesen eingeschaltet sein können und weiterhin wird dieser einzige Kontakt nur von dem Speisestrom des Gleichstrommotors durchflossen, so daß sich eine hohe Betriebssicherheit und Lebensdauer unter Verwendung einfacher Kontaktmaterialien ergibt Durch die den Strombegrenzungswiderstand und die zumindestens eine in Durchlaßrichtung gepolte Halbleitersperrschicht enthaltende Serienschaltung wird der Batterie dauernd ein Betriebsbereitschafts-Ruhestrom entnommen, der an der Halbleitersperrschicht einen Spannungsabfall hervorruft der seinerseits bei Schließen des Lastschalters einen Anfangsstrom hervorruft, der die Schalteinrichtung betätigt Der während des Betriebs des Gleichstrommotors von dem Wechselstromgenerator erzeugte Wechselstrom wird mit abwechselnden Halbperioden jeweils durch zumindest eine Diode der Diodenanordnung geleitet, die schaltkontaktlos in dem Wechselstromkreis angeordnet sind, und die entlang einer dieser Dioden auf Grund des Lastwechselstromes erzeugte pulsierende Spannung wird dazu verwendet, die Schalteinrichtung im durchgeschalteten Zustand zu halten.

Da bei vielen die Last bildenden Geräten eine to nichtgeschaltete Lastkapazität vorhanden ist, beispielsweise die Lastkapazität eines Hochfrequenzfilters, und bei längeren Verbindungsleitungen eine Streukapazität auftritt, kann eine einen Wechselstrom führende Impedanz an dem noch arbeitenden Wechselstromgenerator verbleiben, selbst wenn der Lastschalter des die Last darstellenden Gerätes geöffnet ist. Gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist die Schalteinrichtung derart ausgebildet, daß auch in diesem Fall ein sicheres Abschalten sichergestellt ist.
Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden anhand der Zeichnung noch näher erläutert. In der Zeichnung zeigt

F i g. 1 ein Schaltbild einer Ausführungsform des Umformers,

Fig. IA, IB, IC Details der Fig. 1, die jedoch in unterschiedlicher Anordnung gezeichnet sind, um das Verständnis der Betriebsweise des Umformers unter verschiedenen Bedingungen zu erleichtern,

Fig.2, 2A. 2B, 2C den Fig. 1A bis IC ähnliche 3(> Darstellungen einer zweiten Ausführungsform des Umformers,

F i g. 3, 3A, 3B, 3C den F i g. 2 und 2A bis 2C ähnliche Darstellungen einer dritten Ausführungsform des Umformers,

j-> F i g. 4, 4A, 4B, 4C den F i g. 3 und 3A bis 3C ähnliche Darstellungen einer vierten Ausführungsform des Umformers,

Fig. ID bis IF Teilschaltbilder eines Umformers ähnlich der Ausführungsform nach Fig. 1, die jedoch zeigen, wie ein fehlerhaftes Nichtabschalten auftreten kann, wenn eine ungeschaltete Lastkapazität vorliegt, und die weiterhin Einrichtungen zur Verhinderung eines derartigen Nichtabschaltens zeigen,

Fig.2D bis 2F den Fig. ID bis IF ähnliche -)5 Darstellungen, die die Einrichtung zur Verhinderung eines Nichtabschaltens bei der Ausführungsform nach F i g. 2 zeigen,

Fig.3D bis 3F den Fig.2D bis 2F ähnliche Darstellungen, die die Einfügung von Einrichtungen zur Verhinderung des Nichtabschaltens bei der Ausführungsform des Umformers nach F i g. 3 zeigen,

Fig.4D ein bruchstückhaftes Schaltbild, das der F i g. 4 entspricht jedoch die Einfügung von fcinrichtungen zur Verhinderung des Nichtabschaltens bei der vierten Ausführungsform des Umformers zeigt,

Fig. IG und IH eine abgeänderte Ausführungsform der Einrichtung zum Verhindern eines Nichtabschaltens bei der Ausführungsform nach F i g. 1,

Fig.2G und 2H den Fig. IG und IH ähnliche Mi Darstellungen einer abgeänderten Einrichtung zur Verhinderung des Nichtabschaltens bei der Ausführungsform des Umformers nach F i g. 2,

Fig.3G und 3H den Fig.2G und 2H ähnliche Ansichten einer Ausführungsform einer Einrichtung zum Verhindern eines Nichtabschaltens bei der Ausführungsform des Umformers nach F i g. 3.

In F i g. 1 ist eine erste Ausführungsform des Umformers 10 dargestellt der Eingangsanschlüsse Ua,

116 aufweist, die lösbar mit irgendeiner geeigneten Gleichstromquelle, wie z. B. einer Batterie 13 verbunden sind. Die Batterie kann beispielsweise eine übliche Fahrzeug- oder Lastwagenbatterie sein, die eine Ausgangsspannung von 12 Volt liefert und eine Speicherkapazität von einigen 60 bis 200 Amperestunden aufweist.

Der Umformer 10 schließt weiterhin Ausgangsanschlüsse 14a und 146 ein, die mit einem elektrischen, die Last 17 enthaltenden Gerät 15 verbindbar sind, das einen in Reihe geschalteten Ein-Aus-Lastschalter 16 die Last 17 aufweist, die ein mit einer Wechselspannung gespeister Motor oder Transformator sein kann.

Als konkretes Beispiel kann dieses Gerät 15 beispielsweise ein elektrisch betriebenes Werkzeug sein, wobei die Last 17 ein Induktionsmotor ist, der für einen Betrieb mit einer Nennspannung von 120 Volt Wechselspannung ausgelegt ist. Das elektrische Gerät kann mit den Ausgangsanschtüssen 14a und 146 durch eine übliche Steckverbindung und eine relativ lange Verlängerungsschnur verbunden sein, so daß es möglich ist, das Elektrogerät in einer beträchtlichen Entfernung von dem Umformer 10 zu betreiben. Zur Vereinfachung der Darstellung ist die Last so dargestellt, als ob sie direkt in die Ausgangsanschlüsse 14a und 146 angesteckt ist, die zu einer Steckdose geführt sind.

In F i g. 1 ist der Umformer so dargestellt, als ob er aus (a) einem Gleichstrommotor 19, dessen Eingangsleitungen 19a, 196 über Relaiskontakte CR la mit den Eingangsanschlüssen 11a, 116 verbindbar sind und (b) einem Wechselstromgenerator 20 besteht, der Ausgangsleitungen 20a, 206 aufweist, die über (noch zu beschreibende Bauteile) mit den Ausgangsanschlüssen 14a, 146 verbunden sind. Der Motor und der Wechselstromgenerator können mechanisch getrennte Einheiten von üblichem Aufbau sein, deren Anker mechanisch über eine Welle 21 miteinander verbunden sind oder sie können Rotorwindungen aufweisen, die auf einem gemeinsamen Rotor angebracht sind, der in einem gemeinsamen Stator drehbar gelagert ist. Der Motor ist für einen Betrieb an der von der Batterie 13 gelieferten Spannung (beispielsweise 12VoIt Gleichspannung) bemessen, während der Wechselstromgenerator so ausgelegt und bemessen ist, daß er (bei Nenndrehzahl) eine Ausgangsspannung liefert, die im wesentlichen der Nenn-Betriebsspannung (beispielsweise 120 Volt Wechselstrom bei ungefähr 60 Hertz) der Last 17 entspricht.

Der Umformer 10 weist eine Start-Stopp-Steuerung auf. die das Einschalten und Abschalten des Motors 19 bewirkt, wenn der Lastschalter 16 geschlossen bzw. geöffnet wird, um das Elektrogerät 17 in Betrieb zu setzen, bzw. abzuschalten. In dieser Hinsicht weist die Steuerung normalerweise nichtleitende Schalteinrichtungen auf. die zwischen den ersten und zweiten Leitungen L1 und L 2 in einer Serienschaltung eingeschaltet sind, die sich zwischen den Eingangsanschlüssen 11a, 116 durch den Motor 19 hindurch erstreckt so daß die Batterie 13 (bei Anschluß in der dargestellten Weise) in Serienschaltung zwischen den Schalteinrichtungen und dem Motor liegt Weil der negative Anschluß der Batterie 13 mit der Leitung L 2 verbunden ist wird diese Leitung zweckmäßigerweise so betrachtet als ob sie ein Bezugs- oder Erdpotential führt Genauer gesagt erstreckt sich die oben erwähnte Serienschaltung von dem positiven Anschluß oder der positiven Klemme der Batterie über den Anschluß 11a und die Leitung L1, die normalerweise offenen Schaltkontakte CR 1-a, die durch eine Relaisspule CR 1 gesteuert werden, den Motor 19, die Leitung L 2 und schließlich über den Eingangsanschluß 116 zurück zum negativen Anschluß oder zur negativen Klemme der ", Batterie. Wenn die Kontakte CRi-a geöffnet oder geschlossen sind, ist der Gleichstrommotor von der Batterie 13 getrennt bzw. an diese angeschaltet und er wird durch den Stromfluß aus der Batterie im eingeschalteten Zustand dieser Kontakte gespeist.

in Selbstverständlich kann ein in Halbleitertechnik ausgeführtes Relais als Motor-Schalteinrichtung anstelle des elektromagnetischen Relais CR1 verwendet werden, wie dies gut bekannt ist.

Die Relaisspule CR 1 ist zwischen den Leitungen L 1 und L 2 derart eingeschaltet, daß sie selektiv eingeschaltet oder abgeschaltet werden kann. Wie es in F i g. 1 gezeigt ist, wird die Relaisspule durch einen NPN-Transistor Q1 gesteuert, dessen Kollektor- und Emitter-Anschlüsse mit den Leitungen L 1 bzw. L 2 verbunden sind.

2d Wenn ein Plus-Minus-Spannungsabfall Vcgemäß F i g. 1 mit ausreichender Größe von einem leitenden Widerstandselement R 1 auf Grund eines Plus-Minus-Stromflusses durch dieses Element erzeugt wird, fließt der Strom durch einen Strombegrenzungswiderstand R2 und durch die Basis-Emitter-Grenzschicht dieses Transistors, um ihn einzuschalten (d. h. leitend zu machen), so daß aus der Batterie 13 ein Kollektorstrom in den Kollektor-Emitterkreis durch die Serienwiderstände /?3 und R 4 fließen kann. Wenn die Steuerspannung Vc

3d an dem Widerstand R 1 unter einen vorgegebenen Wert fällt oder sogar 0 wird oder in den negativen Bereich überwechselt, wird der Transistor abgeschaltet, so daß kein Strom in dem Kollektor-Emitter-Kreis fließt. Zu Erläuterungszwecken und zur Erleichterung der foigenden Beschreibung sei angenommen, daß 0,4 Volt der Schwellwert der Spannung Vc ist, der erforderlich ist, um den Transistor Q1 einzuschalten.

Obwohl die Relaisspule CRi in Serie in den Kollektor-Emitter-Kreis des Transistors Ql eingeschaltet und durch einen Strom in diesem Kreis erregt werden könnte, ist im vorliegenden Fall die Relaisspule in Serie in den Emitter-Kollektor-Kreis eines PNP-Transistors Q 2 eingeschaltet, der mit einem weiteren PNP-Transistor QZ zur Bildung eines Darlington-Paares gekoppelt ist, so daß sich eine zusätzliche Stromverstärkung ergibt. Die Basis des Transistors Q 2 ist mit dem Emitter des Transistors Q 3 verbunden, während die Basis dieses Transistors mit dem Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R 3 und

so R 4 verbunden ist. Der Kollektoranschluß des Transistors QZ ist mit der Leitung L 2 über einen Widerstand R 5 verbunden.

Wenn der Transistor Q1 eingeschaltet wird, erzeugt der in dem Kollektor-Emitter-Kreis dieses Transistors fließende Strom einen Spannungsabfall an dem Widerstand A3, so daß ein Strom durch die Emitter-Basis-Grenzschichten der Transistoren Q 2 und Q 3 fließt um diese Transistoren einzuschalten. Wenn der Transistor QZ eingeschaltet wird, fließt ein Strom über die Basis des Transistors Q 2 durch den Widerstand R 5, so daß der Transistor Q 2 noch stärker leitend gemacht wird, so daß ein Strom mit relativ hoher Stärke in dem Emitter-Kollektor-Kreis dieses Transistors fließt und die Relaisspule CR1 speist so daß die Relaiskontakte CR 1-a geschlossen werden.

Wie es weiter unten ausführlicher erläutert wird, wird der Transistor Ql während des Betriebes des Wechselstromgenerators 20 wiederholt ein- und ausge-

schaltet, doch bleibt er in einem vorgegebenen Ein- oder Auszustand lediglich für ein sehr kurzes Intervall. Um zu verhindern, daß das Relais CR1 abfällt, wenn der Transistor Q1 momentan abgeschaltet wird, ist ein Kondensator C1 parallel zu den Widerständen R 3 und A4 angeschaltet und dieser Kondensator wird durch den Kollektor-Emitter-Strom des Transistors (?1 jedesmal dann geladen, wenn dieser eingeschaltet ist. Wenn der Transistor Q I momentan abgeschaltet ist, entlädt sich der Kondensator durch die Widerstände R 3 und R 4, so daß der Spannungsabfall längs des Widerstandes /?3 aufrechterhalten wird. Auf diese Weise werden die Transistoren Q 2 und Q 3 eingeschaltet gehalten und die Relaisspule CR 1 bleibt gespeist, selbst wenn der Transistor Q1 momentan keinen Strom in seinem Kollektor-Emitter-Kreis führt. Wenn der Transistor Ql für mehr als ein kurzes Zeitintervall abgeschaltet bleibt, wird der Kondensator nicht unmittelbar wieder aufgeladen, so daß die Transistoren Q 2 und Q 3 abgeschaltet werden, so daß die Relaisspule CR 1 abgeschaltet wird, sobald die zuletzt zugeführte Kondensatorladung verbraucht ist. Wenn der Stromfluß durch die Relaisspule CR1 abrupt durch das Abschalten des Transistors Q 2 unterbrochen wird, leitet eine parallel zu dieser Spule geschaltete Diode D 5 um die in 2Ί der Spule induzierte Rückschlagspannung zu absorbieren.

Ein Strom von geringer Stärke fließt von Plus nach Minus durch den Widerstand R 1, um den Transistor Q1 einzuschalten und ein Inbetriebsetzen des Motors 19 zu bewirken, wenn der Ein-Aus-Lastschalter 16 des Elektrogerätes 15 zu Anfang geschlossen wird. Bei der beschriebenen Aüsführungsform wird ein pulsierender Stromfluß von vergleichsweise geringer Größe in dem Widerstand R 1 aufrechterhalten, nachdem der Wechselstiomgenerator angelaufen ist, und einen Wechselstrom durch die Last fließen läßt

Es ist eine Serienschaltung vorgesehen, die einen Betriebsbereitschafts-Ruhestrom Is aus der Batterie 13 entnimmt, wenn der Motor-Wechselstromgeneratorsatz nicht belastet ist, d. h. wenn der Lastschalter 16 geöffnet ist und der Motor 19 nicht läuft, so daß die Wechselstromgenerator-Ausgangsspannung und der Strom gleich 0 sind. Diese Serienschaltung schließt einen Strombegrenzungswiderstand und eine in Durchlaßrichtung gepolte Halbleitergrenzschicht ein, die dauernd an die Leitung L 1 und L 2 und damit längs der Batterie 13 angeschaltet sind. Der sich ergebende Vorwärts-Spannungsabfall an der Halbleitergrenzschicht ist relativ niedrig (beispielsweise ungefähr 0,5 bis so 0,7 V) und dieser Spannungsabfall steht dauernd für die Erzeugung der Steuerspannung Vc zur Steuerunc des Motors 19 zur Verfugung.

Weiterhin sind Einrichtungen mit der Halbleitergrenzschicht verbunden, um einen Anfangsstrom durch den Wechselstromgenerator 20, die Last 17 und den Lastschalter 16 zu erzeugen, sobald dieser geschlossen wird (und bevor der Motor 19 auf die normale Nenndrehzahl beschleunigt wird). Die auf diesen Anfangsstrom ansprechenden Einrichtungen bewirken ω ein Speisen des Motors 19 aus der Batterie 13. Im einzelnen wird dieser Anfangsstrom durch den das bei Stromdurchgang eine Klemmenspannung abgebende Detektorelement bildenden Serienwiderstand geleitet, so daß die Steuerspannung Vc ausreichend groß und positiv gemacht wird, damit der Transistor Qi eingeschaltet wird (worauf die Relaiskontakte CR X-a. geschlossen werden und den Motor in der vorstehend beschriebenen Weise speisen).

In dem Ausführungsbeispiel nach F i g. 1 wird die den Betriebsbereitschafts-Ruhestrom führende Serienschaltung durch eine zwischen den Leitungen L 1 und L 2 angeschaltete Kombination eines Strombegrenzungswiderstandes R 6 und zweier Halbleiterdioden Dl und D2 gebildet. Jede der Dioden Dl und D2 ist in Durchlaßrichtung gepolt, so daß ein Strom von der Leitung Li zur Leitung L 2 geleitet wird. Der Verbindungspunkt Pl zwischen den Dioden liegt daher auf einem Potential von einer Diodendurchlaßspannung oberhalb des Potentials der Leitung L 2. Das heißt, daß die Diode D 2, die die oben erwähnte Halbleitergrenzschicht bildet, einen vorgegebenen Spannungsabfall erfordert und erzeugt, damit Strom in Durchlaßrichtung geleitet wird und diese Spannung wird als ein »Diodendurchlaßspannungsabfall« betrachtet. Lediglich als Beispiel und zur Erleichterung der folgenden Erläuterungen sei angenommen, daß ein Diodendurchlaßspannungsabfall 0,5 V beträgt, obwohl sich der genaue Wert mit verschiedenen Arten von Dioden ändert und für irgendeine spezielle Art innerhalb eines Herstellungstoleranzbereiches liegt. Es sei daran erinnert, daß eine Halbleitergrenzschicht oder eine Diode bei Betrieb in Durchlaßrichtung einen Spannungsabfall aufweist, der im wesentlichen konstant bleibt, selbst wenn die Größe des durch die Diode fließenden Stroms sich über einen weiten Bereich ändert.

Um den Anfangsstrom hervorzurufen, ist eine erste Serienschaltung vom Punkt Pl durch die Wechselstromgeneratorleitung 20a, den Wechselstromgenerator 20, die Wechselstromgeneratorleitung 206 und dann durch den Ausgangsanschluß 14i>, den Lastschalter 16 und die Last 17 des Gerätes 15 gebildet. Die erste Serienschaltung wird zur Leitung L 2 über den Ausgangsanschluß 14a, eine Leitung 20a', den Verbindungspunkt P3 und den Widerstand R 1 und dann zur Leitung L 2 zurückgeführt (wobei diese Leitung der Erde sowie dem Verbindungspunkt P4 entspricht.) Es ist zu erkennen, daß die Diode D 3 parallel zum Widerstand R 1 zwischen den Verbindungspunkten P3 und P4 liegt, daß diese Diode jedoch in Sperrichtung gegenüber einem Stromfluß von P 3 nach P 4 gepolt ist.

Zur Vervollständigung des Steuersystems sind Einrichtungen zur Weiterleitung eines von dem Wechselstromgenerator 20 (bei dessen Betrieb und bei geschlossenem Schalter 16) erzeugten Wechselstromes durch die Last 17, den Schalter 16 und zumindest zwei Halbleiterdioden vorgesehen, die jeweils die positiven bzw. negativen Halbperioden dieses Stromes durchlassen. Weiterhin sind auf den pulsierenden Durchlaßspannungsabfall längs zumindest einer dieser Dioden ansprechende Einrichtungen vorgesehen, die den Motor 19 an die Batterie 13 angeschaltet halten, solange der Schalter 16 geschlossen ist.

Wie dies insbesondere bei dem Ausfühnmgsbeispiel nach F i g. 1 zu erkennen ist, ist eine zweite Serienschaltung vom Punkt P1 durch den Wechselstromgenerator 20, den Schalter 16 und die Last 17 und dann über eine in Durchlaßrichtung gepolte Halbleiterdiode D 4 zwischen den Punkten P3 und P2 und dann über die Diode D1 zum Punkt P1 und zur Wechselstromgeneratorleitung 20a gebildet, die Dioden D 4 und DX leiten daher in Durchlaßrichtung während der Halbperioden des erzeugten Wechselstroms, bei denen die Wechselstromgeneratorleitung 206 positiv gegenüber einer Leitung 20a ist (nicht eingekreiste Polaritätssymbole in Fig. 1). Andererseits wird eine dritte Serienschaltung durch

Dioden D 2 und D 3 gebildet, die einen Strom in Durchlaßrichtung bei den entgegengesetzten Halbperioden durchlassen. (Wenn die Wechselstromgeneratorspannung die Polarität aufweist, die eingekreist in Fig. 1 angegeben ist.) Diese letztere Serienschaltung erstreckt sich von der Leitung 20a über den Punkt PX, D2, PA, D3, P3, 20a', 17, 16 und 206 zurück zum Wechselstromgenerator. Es ist zu erkennen, daß die Schaltungsbauteile zur Weiterleitung positiver und negativer Halbperioden des Wechselstromes dauernd eingeschaltet sind, d. h. daß keine Schaltkontakte oder gesteuerte Transistoren vorgesehen sind. Die Dioden D1 und D 4 leiten positive Halbperioden des Wechselstromes während die Dioden D 2 und D 3 die negativen Halbperioden des Wechselstromes weiterleiten.

Der Widerstand R1 erstreckt sich zwischen der Leitung L 2 und dem Punkt P3, d. h. parallel zur Diode D3 zwischen den Punkten PZ und PA. Daher ist die längs des Signalwiderstandes R 1 auftretende Steuerspannung Vc während des Betriebes des Wechselstromgenerators 20 durch die pulsierenden Spannungsabfälle längs der Dioden DX, D 2, D3, D4 in noch zu erläuternder Weise bestimmt und derart, daß der Transistor Q1 periodisch eingeschaltet wird, damit das Relais CR 1 dauernd gespeist ist.

Die Betriebsweise des vorstehenden Ausführungsbeispiels soll zusätzlich anhand der Fig. IA, IB und IC erläutert werden. Es sei zuerst angenommen, daß sich der Umformer in Betriebsbereitschaft befindet. Wenn die Batterie 13 in der dargestellten Weise angeschaltet ist, fließt ein Betriebsbereitschafts-Ruhestrom Is von der Leitung L1 über den Widerstand R 6 durch die Dioden D X und D 2 zur Leitung L 2. F i g. 1A zeigt die dann wirksamen Teile der Schaltung, wobei zu erkennen ist. daß der Betriebsbereitschafts-Ruhestrom in Durchlaßrichtung durch die Dioden D1 und D 2 fließt, wobei die letzteren durch eine Halbleitergrenzschicht oder eine äquivalente Schottky-Sperrschicht gebildet sind. Der Widerstand R6 weist vorzugsweise einen hohen Widerstandswert auf (beispielsweise 330 Ohm, wenn die Batterie 13 12 Volt liefert), so daß der Betriebsbereitschafts-Ruhestrom Is in der Größenordnung von 35 Milliampere liegt und die Batterie nicht wesentlich entlädt, selbst wenn diener Strom für viele Stunden zwischen aufeinanderfolgenden Aufladungen der Batterie fließt Dieser Ruhestrom erzeugt jedoch einen »Diodendurchlaßspannungsabfall« mit der angedeuteten Polarität längs jeder der Dioden D1 und D 2, wobei die Größe eines Diodendurchlaßspannungsab^falls als 0,5 V angenommen wird, um die Erläuterung zu vereinfachen. Dies bedeutet, daß der Punkt Pi ein Potential von 0,5 V gegenüber Erde (Leitung L 2) aufweist und daß die Diode D 2 eine Spannung erzeugt, die einen Anfangsstrom durch den Signalwiderstand R1 hervorrufen kann wenn der Schalter 16 geschlossen ist In dem in Fig.IA gezeigten Betriebsbereitschaftszustand ist jedoch der Schalter 16 geöffnet und es fließt kein Strom durch den Widerstand Al, so daß die Spannung VcNuIl ist, der Transistor Q1 abgeschaltet ist und der Motor 19 nicht gespeist wird Es ist aus F i g. 1 zu erkennen, daß unter diesen Bedingungen die Dioden DA und D3 in Sperrichtung vorgespannt und nichtleitend sind, so daß sie in Fi g. IA nicht gezeigt sind.

Wenn der Schalter 16 zuerst geschlossen wird, fließt der Betriebsbereitschafts-Ruhestrom Is weiterhin durch die Dioden DX und D 2. Der geschlossene Serienkreis, der den Schalter 16 einschließt, weist jedoch einen Durchlaßspannungsabfall längs der Diode D2 als aktiver Spannungsquelle auf, so daß ein anfänglicher Gleichstrom /;'nunmehr entlang des Pfades /2 (Fig. 1) von Pl über 20a, 20, 16, 17, 20a'und R 1 zur PA fließt. Dieser Zustand ist in F i g. IB dargestellt. Die 0,5 V längs der Diode D 2 wirken als imaginäre Batterie, die einen Strom Ii durch den Wechselstromgenerator 20, den Schalter 16, die Last 17 und den Widerstand R 1 gegen Erde (PA) hervorruft Der Gleichstrom widerstand des ι ο Wechselstromgenerators ist äußerst niedrig, der Gleichstromwiderstand einer verwendeten Last 17 ist sehr niedrig (von 0,1 Ohm bis ungefähr 200 0hm) und der Widerstand des Widerstands R 1 ist so gewählt, daß er relativ hoch ist (beispielsweise 1000 Ohm). Somit bewirkt der Anfangsstrom Is durch den Widerstand R 1, daß die Steuerspannung Vc einen beträchtlichen Bruchteil (beispielsweise ungefähr 0,4 V oder mehr) von »einem Diodendurchlaßspannungsanfall« beispielsweise 0,5 V darstellt, der längs der Diode D 2 gegeben ist. Dieser Wert überschreitet das Basis-Einschalt-Schwellwertpotentia! für den Transistor QX, der dann einen Kollektorstrom leitet, der ausreicht, um einen Strom durch A3 und R4 zu erzeugen, wodurch die Transistoren Q3.Q2, eingeschaltet werden, so daß das Relais CR1 betätigt wird und die Kontakte CR1 a geschlossen werden, um den Motor 19 anlaufen zu lassen.

Wenn der Motor auf die Nenndrehzahl beschleunigt (die z. B. so gewählt ist, daß die Ausgangsfrequenz des Wechselstromgenerators 20 nominell 60 Hz ist), wird ein Wechselstrom von dem Wechselstromgenerator über die Last 17 und den geschlossenen Schalter 16 geliefert. Während positiver Halbperioden (willkürlich bei positiver Leitung 20i> gegenüber der Leitung 20a κ gewählt) fließt der (durch /4 in den Fig. 1 und IC bezeichnete) Wechselstrom in Durchlaßrichtung durch die Dioden D 4 und D1. Hierdurch ergibt sich lediglich ein Durchlaßspannungsabfall (beispielsweise ungefähr 0,5 V) längs jeder derartigen Diode unabhängig von der Größe des Laststromes (selbst wenn dieser beispielsweise 10 oder 20 Ampere beträgt), so daß die Wechselspannungsgeneratorspannung, die der Last 17 zugeführt wird, nur unwesentlich verringert wird. Die pulsierenden Durchlaßspannungsabfälle längs der Dioden D4 und DX während derartiger positiver Halbperioden steuern die Spannung Vc periodisch über den Schwellwert, der erforderlich ist um den Transistor Q1 einzuschalten.

Wie es in F i g. IC gezeigt ist, wird, wenn eine positive so Halbperiode des Wechselstromes /4 fließt ein Diodendurchlaßspannungsabfall an der Diode DA (sowie an der Diode D X) hervorgerufen. Die Diode D 2 bleibt auf Grund des Betriebsbereitschafts-Ruhestromes Is in Durchlaßrichtung vorgespannt Daher ist die Spannung Vc längs des Signalwiderstandes R 1 die Summe von drei Durchlaßspannungsabfällen, so daß sich in dem angenommenen Beispiel ein Wert von +1,5 V ergibt Unter den in Fig. IC dargestellten Bedingungen ist daher der Transistor QX eingeschaltet und der Kondensator CX (Fig. 1) wird geladen, um das Relais CR X und den Motor 19 eingeschaltet zu halten. Es sei in diesem Zusammenhang zweckmäßigerweise darauf hingewiesen, daß die Diode D 3 während positiver Halbperioden des Wechselstromes in Sperrichtung um 1,5 V vorgespannt ist, so daß sie mit Recht in der Schaltung nach F i g. IC fortgelassen ist

Während negativer Halbperioden des von dem Wechselstromgenerator 20 durch die Last 17 gelieferten

Wechselstromes (wenn die Leitung 20b negativ gegenüber der Leitung 20a ist) fließt der Wechselstrom /3 in Durchlaßrichtung durch die Dioden DI und D3 und dann durch die Lost 17 und den Schalter 16 zurück zum Wechselstromgenerator. Aus F i g. 1 ist zu erkennen, daß die Wechselstromgenerator-Spannung die Diode D 4 in Sperrichtung vorspannt, so daß diese nichtleitend wird. Weiterhin wird der einzelne Durchlaßspannungsabfall längs der Diode D 3 dem Widerstand R1 zugeführt, so daß die Steuerspannung Vc negativ wird (beispielsweise — 0,5 V). Hierdurch wird der Transistor Q1 während dieser negativen Halbperioden des Wechselstromes gesperrt Es sei jedoch daran erinnert, daß die Entladung des vorher geladenen Kondensators Cl die Basis des Transistors <?3 gegenüber dem Emitter des Transistors Q 2 negativ hält, so daß diese Transistoren leitend bleiben und das Relais CA 1 nicht abfällt

Damit ist zu erkennen, daß die Diode D 4 auf Grund ihres pulsierenden Spannungsabfalles während positiver Halbperioden des Laststroms dazu beiträgt, daß die Spannung Vc über die positive Einschaltschwelle des Transistors Q1 ansteigt und daß dieser Durchlaßspannungsabfall zu den beiden Durchlaßspannungsabfällen hinzuaddiert wird, die längs der Dioden D\ und D 2 auftreten. Es sei angenommen, daß der Motor 19 den Wechselstromgenerator 20 mit einer Drehzahl antreibt, die eine Wechselstromgeneratorfrequenz von 60 Hz ergibt und in diesem Fall spricht der Transistor Q 1 auf den pulsierenden Spannungsabfall längs der Diode D 4 so an, daß er 60mal pro Sekunde eingeschaltet wird, so daß der Kondensator Cl wiederholt aufgeladen wird, bevor das Relais CR 1 abfallen kann.

Wenn der Ein-Aus-Schalter 16 geöffnet wird, um die Last 17 abzuschalten, werden die drei Serienkreise für die Ströme //' /3 und /4 unterbrochen. Die volle Ausgangsspannung des Wechselstromgenerators 20 erscheint momentan längs des offenen Schalters 16, doch können die Ströme /2, /3 und /4 nicht fließen. Daher fällt der Spannungsabfall Vc längs des Widerstandes R 1 auf den Wert von 0 ab und der Transistor Q1 wird abgeschaltet. Nach sehr kurzer Zeit für die Entladung des Kondensators Cl schalten die Transistoren Q 2 und Q 3 ab und schalten die Relaisspule CR 1 ab, damit die Kontakte CR \-a geöffnet werden und der Motor 19 abgeschaltet wird. Sowohl der Motor als auch der Wechselstromgenerator stoppen und das System kehrt in den Betriebsbereitschaftszustand zurück, in dem es für ein erneutes Einschalten beim nächsten Schließen des Schalters 16 bereit ist.

Die vorstehend beschriebene Anordnung ermöglicht es, daß der Motor 19 automatisch gestartet und gestoppt wird wenn der Schalter 16 der Last 17 geschlossen bzw. geöffnet wird. Der Benutzer des die Last 17 bildenden Gerätes (am Ende einer langen Verlängerungsschnur) muß nicht zum Umformer zurückgehen und von diesem fortgehen, um diesen Satz ein- bzw. auszuschalten und der Motor läuft trotzdem nicht leer, so daß die Batterie während langer oder kurzer Perioden nicht unnötig entladen wird wenn der Benutzer das die Last 17 bildende Gerät nicht tatsächlich benutzt. Der Widerstand R1 bildet ein Signal-Abgriff-Element, das ein stetiges positives Steuersignal Vcaus dem Anfangsstrom //auf Grund des Durchlaßspannungsabfalls längs der Diode D2 unmittelbar dann erzeugt, wenn der Schalter 16 zuerst geschlossen wird, worauf dieser Widerstand R 1 ein pulsierendes positives Steuersignal Vc von drei Durchlaßspannungsabfällen längs der Dioden D 4, Di, D 2 während abwechselnder Halbperioden des von dem Wechselstromgenerator erzeugten Stroms so lange erzeugt, wie der Schalter 16 geschlossen bleibt Einrichtungen in Form der Transistoren Qi, Q2, Q3 und des Kondensators Cl sprechen sowohl auf die stetige als auch auf die pulsierende positive Spannung Vc längs des Widerstandes R i an, um ein Schließen der Relaiskontakte CR 1-a hervorzurufen, wodurch der

ίο Motor 19 anläuft und in Betrieb gehalten wird, bis der Schalter 16 geöffnet wird.

Es ist zu erkennen, daß der relativ hohe Strom (beispielsweise 10 Ampere) der dem Wechselstromgenerator 20 von dem eingeschalteten Nutzgerät 15 entnommen wird, nicht durch den Signalwiderstand R 1 fließt. Stattdessen ist der Strom durch diesen Widerstand R1 auf den Strom begrenzt der sich auf Grund des eines Diodendurchlaßspannungsabfalls (d.h. des Spannungsabfalls längs der Diode D 3) während negativer Halbperioden des Wechselstrom-Laststromes und aus drei Diodendurchlaßspannungsabfällen (d.h. der Summe der Spannungsabfälle längs der Dioden D 4, D2 und DI) während positiver Halbperioden dieses Stromes ergibt Typischerweise ist der Durchlaßwiderstand jeder Diode sehr niedrig und sobald die Diode zu leiten beginnt, ist der Durchlaßspannungsabfall sehr niedrig und konstant und zwar unabhängig von der Größe des Durchlaßstromes. Wenn angenommen wird, daß der Durchlaßspannungsabfall längs jeder Diode in

in der Größenordnung von 0,5 V liegt und der Widerstand R 1 einen hohen Widerstandswert aufweist, so ist der Strom durch den Widerstand R 1 fast vernachiässigbar weil die maximale an diesen Widerstand angelegte Spannung 1,5 V beträgt.

i> Dies ist wesentlich, da kein Gleichstrom von irgendeiner erheblichen Größe durch die Last 17 fließt, weil der Anfangsstrom // auf einen niedrigen Wert dadurch begrenzt ist, daß maximal ein Durchlaßspannungsabfall (längs D 2) an die Serienkombination des Wechselstromgenerators 20, der Last 17 und des Widerstandes R 1 angelegt ist. Wenn daher die Last 17 einen Eisenkern aufweisende induktive Elemente einschließt, wird eine Gleichstromsättigung dieser Elemente vermieden und der dem Last-Wechselstrom j überlagerte Gleichstrom ist praktisch vernachlässigbar. Die Anordnung der Dioden D 1 bis D 4 verhindert trotz ihrer dauernden Anschaltung, daß ein Wechselstrom von irgendeiner beträchtlichen Größe durch die Batterie 13 fließt und hierin eine störende Erhitzung hervorruft. Diese Trennung des Wechselstromes von der Batterie ergibt sich daraus, daß die Wechselspannung in den die Leitungen L 1 und L 2 einschließenden Kreisen maximal 1,5 V bzw. 0,5 V bei positiven bzw. negativen Halbperioden beträgt und daß der einen hohen Widerstandswert aufweisende Widerstand Λ 6 nur einen vernachlässigbaren pulsierenden Strom in der Batterie 13 ermöglicht.

Im folgenden wird ein zweites Ausführungsbeispiel anhand der Fig. 2 beschrieben. In F i g. 2 sind gleiche

Mi Teile wie in Fig. 1 mit den gleichen Bezugsziffern beschrieben, so daß lediglich die Unterschiede zwischen den F i g. 1 und 2 zu beschreiben sind.

In F i g. 2 erscheint die Steuerspannung Vclängs eines Signalwiderstandes R 1, der in den Basis-Emitterkreis

μ eines Transistors QA eingeschaltet ist. Die Widerstände R 7, R 2 und R 1 bilden einen Spannungsteiler zwischen den Leitungen L 1 und L 2, um die Basis des Transistors ζ)4 auf ein etwas positives Potential von ungefähr

02 Volt vorzuspannen, was jedoch unzureichend ist, um den Kollektorkreis dieses Transistors im Betriebsbereitschaftszustand leitend zu machen. Wenn (wie dies weiter unten erläutert wird) die Steuerspannung Vc über einen Schwellwert von ungefähr +0,4 V ansteigt, so schaltet Q 4 ein, so daß die Emitter-Basis-Grenzschicht eines Transistors Q 4 in Durchlaßrichtung vorgespannt wird und sich ein Kollektorstrom durch den Widerstand R 5 und durch die Ba sis-Emitter-Grenzschicht eines Transistors Q 6 ergibt, so daß der Kollektorstrom durch das Relais CR 1 fließen kann. Dieses Relais schließt die Kontakte CR 1-a und schaltet den Motor 19 ein.

Um einen Ruhestrom /saus der Batterie 13 während der Betriebsbereitschaft gemäß Fig.2 zu entnehmen, ist ein Spannungsteiler durch den Strombegrenzungs widerstand R6 und eine in Durchlaßrichtung gepolte Halbleitergrenzschicht in Form einer Diode DIa gebildet, die in Reihe zwischen den Leitungen L 1 und L 2 eingeschaltet sind. Obwohl eine zweite Diode D 2a parallel zur Diode DIa angeschaltet ist, ist die erstere entgegengesetzt gepolt und nichtleitend, wenn der Betriebsbereitschaftsstrom Isdurch R6 und D la fließt, um längs dieser Diode einen Durchlaßspannungsabfall Ef zu erzeugen, wodurch der Verbindungspunkt PS gegenüber dem Erdpolential der Leitung L 2 positiv wird. F i g. 2a zeigt die im Betriebsbereitschaftszustand wirksamen Bauteile gemäß Fig.2 und bestätigt, daß wenn der Schalter 16 geöffnet ist, der Betriebsbereitschaftstrom /s durch die Diode DIa bewirkt, daß der Punkt P ein Potential von einem Diodendurchlaßspannungsabfall (beispielsweise 0,5 V) in positiver Richtung aufweist.

Die Leitungen 20a, 20i> des Wechselstromgenerators 20 sind über die Ausgangsanschlüsse 14a, 146 mit dem r> Elektrogerät 15 verbunden und leiten einen Anfangs-Gleichstrom durch den Wechselstromgenerator 20, die Last 17 und den Schalter 16, wenn dieser geschlossen wird. Wie es in F i g. 2 gezeigt ist, ergibt sich ein Serienkreis vom Punkt P5 (Anode von D Ia^ über den Wechselstromgenerator 20, den Schalter 16, die Last 17, die Leitung 20a'. den Punkt P6 und den Widerstand R 1 zur Leitung LI (Kathode von DIa/ Wenn daher der Schalter 16 geschlossen wird, fließt ein Anfangsstrom, der mit // bezeichnet ist, durch diesen Serienkreis auf Grund der Spannung EL Hierdurch wird die Steuerspannung Vc von dem Vorspannungswert von ungefähr + 0,2V auf ungefähr +0,4V vergrößert, so daß das Potential an der Basis des Transistors Q 4 ausreichend angehoben wird, damit dieser einschaltet — wodurch so der Motor 19 gestartet wird. Der Weg des Anfangsstromes /5 ist leichter aus Fig. 2B zu erkennen, die den Serienkreis hierfür unmittelbar nach dem Schließen des Schalters 16 zeigt. Es ist zu erkennen, daß der Widerstand /? 1, die Transistoren Q 4, QS, Q β und das 5> Relais CR 1 alle Bauteile bilden, die auf den Anfangsstrom /5zum Einschaltendes Motorsansprechen.

Das Ausführungsbeispiei nach Fi g. 2 schließt weiterhin dauernd angeschaltete Einrichtungen zum Weiterleiten eines von dem Wechselstromgenerator 20 bo erzeugten Stromes bei geschlossenem Schalter 16 ein. Diese Einrichtungen sind hier durch die Dioden D 4a und D 2a, die während positiver Halbperioden des Wechselstromes /4 leiten, und durch die Dioden DIa und D3a gebildet, die in Durchlaßrichtung während tn negativer Halbperiodcn des Stromes /3 leiten. Die Dioden DIa und D 2.7 sind mit entgegengesetzter Polung zwischen dem Punkt /'5 und der Leitung L 2 eingeschaltet, während die Dioden D 4a und D Za mit entgegengesetzter Poising zwischen dem Punkt /*6 und der Leitung L 2 eingeschaltet sind. Der Wechselstromgenerator 20 und das Elektrogerät 15 sind in Serie zwischen den Punkten P5 und P6 eingeschaltet und es ist zu erkennen, daß die Diode D 4a parallel zum Signalwiderstand R1 liegt

Im Betrieb flieSt daher, wenn die Wechselstromgeneratorleitung 20b gegenüber der Leitung 20a positiv ist, die positive Halbperiode eines Wechselstromes auf dem mit /4 bezeichneten Pfad. Die Dioden D3a und DIa sind nichtleitend und sind daher in dem vereinfachten Schaltbild nach Fig.2C fortgelassen, das die positive Halbperiode des Wechselstromgenerators 20 darstellt Die Dioden D 4a und D 2a leiten einen Wechselstrom in Durchlaßrichtung, so daß der vollständige Durchlaßspannungsabfall (+0,5V) längs dieser Dioden als positive Steuerspannung Vc auftritt, die ein Einschalten des Transistors Q 4 und ein Ladendes Kondensators CX bewirkt Der pulsierende Durchlaßspannungsabfall längs der Diode D 4a wirkt während positiver Halbperiode des Wechselstromes über Q 4, Q 5, Q 6 und CA 1, um den Motor 19 an die Batterie 13 angeschaltet zu halten.

Bei negativen Halbperioden des Wechselstromes von dem Wechselstromgenerator sind die Dioden D 4a und D 2a in Sperrichtung vorgespannt und nichtleitend. Die Dioden DIa und D3a leiten jedoch die negativen Halbperioden des mit /3 bezeichneten Wechselstromes in Durchlaßrichtung. Der Durchlaßspannungsabfall von 0,5 V längs der Diode D 3a ruft eine negative Steuerspannung Vc hervor und schaltet den Transistor Q 4 ab. Während dieser Intervalle entlädt sich der Kondensator Cl, um die Transistoren QS und Q 6 eingeschaltet zu halten, so daß das Relais CR 1 nicht abfällt.

Wenn der Schalter 16 geöffnet wird, wird jedoch der Wechselstrom unterbrochen und der Anfangsstrom // kann nicht fließen. Der Kondensator Cl entlädt sich und wird nicht mehr aufgeladen weil Q4 nicht dauernd oder periodisch leitend ist. Daher schalten die Transistoren QS und Q6 ab und die Relaiskontakte CR 1 -a öffnen sich, um den Motor 19 abzuschalten.

Die Anordnung nach Fig.2 dient zum Starten oder Stoppen des Motors 19, wenn der Lastschalter geschlossen bzw. geöffnet wird. Wie in F i g. 1 fließt lediglich ein sehr geringer Gleichstrom /1 durch das Elektrogerät 15 und es tritt keine wahrnehmbare Sättigung der Eisenkernelemente (beispielsweise Transformatoren oder Induktionsmotoren) auf. Diese geringe Kopplung des Wechselstromes in den Kreis der Gleichstrombatterie erfolgt über eine Spannung, die dem Signalwiderstand R1 zugeführt wird und diese Spannung wechselt zwischen den sehr niedrigen Werten von plus und minus einem Diodendurchlaßspannungsabfail (±0,5 V), wenn der Wechselstromgenerator arbeitet. Es fließt kein Wechselstrom-Laststrom direkt durch die Batterie. Diese sehr geringe gegenseitige Kopplung zwischen den Wechselstrom- und den Gleichstromkreisen macht das Ausführungsbeispiel nach Fi g. 2 zu einem bevorzugten Ausführungsbeispiel gegenüber dem nach Fig. 1.

Im folgenden wird ein drittes Ausführungsbeispiel anhand der Fig. 3 beschrieben. Das in dieser Figur dargestellte dritte Ausführungsbeispiel weist einen der F i g. 2 ähnlichen Aufbau und eine ähnliche Betriebsweise auf und es werden gleiche Bezugsziffern für gleiche Teile verwendet. Das dritte Ausführungsbeisoiel weicht

von dem nach Fig.2 dadurch ab, daß es lediglich drei Dioden Dib,D2b,D3b anstelle der vier Dioden D la, D 2a, D 3a, D 4a verwendet

In Fig.3 bilden der Widerstand R6 und die Diode Dib, die in Reihe über die Leitungen L1, L2 an die Batterie 13 angeschaltet sind, einen Spannungsteiler, bei dem sich im Betriebsbereitschaftszustand ein Durchlaßspannungsabfall längs der in Durchlaßrichtung gepolten Halbleitergrenzschicht dieser Diode ergibt, durch die ein Betriebsbereitschafts-Ruhestrom Is hindurchfließt Hierdurch wird ein Durchlaßspannungsabfall Ef längs der Diode D lfr nach F i g. 3A erzeugt

Um die Diode D Ib so zu schalten, daß die Spannung an dieser Diode das Fließen eines Anfangsstromes Ii bewirkt, wenn der Schalter 16 geschlossen wird, ist die Serienkombination des Wechselstromgenerators 20, des Schalters 16 und der Last 17 (über die (Ausgangsanschlüsse 14«i \4b) zwischen den Punkten P5 und Pl angeschaltet Der Signalwiderstand R1 ist zwischen den Punkten Pl und der Leitung L angeschaltet, so daß, wenn der Schalter 16 zu Anfang geschlossen wird, der Gleichstrom //(siehe auch F i g. 3B) durch 20,16,17 und Al fließt, so daß Vc positiv und größer als der Basis-Einschaltschwellwert des Transistors Q4gemacht wird. Der Motor 19 wird daher automatisch gestartet, wenn der Schalter 16 geschlossen wird.

Die dauernd angeschalteten Einrichtungen zur Weiterleitung des Last-Wechselstromes bei arbeitendem Wechselstromgenerator sind durch die Dioden Dib, D2b, D3bgebildet Zumindest eine Diode leitet die abwechselnden Halbperioden des Wechselstromes in Durchlaßrichtung. Es ist aus F i g. 3C zu erkennen, daß bei positiven Halbperioden der Wechselstromgenerator-Strom 14 durch den Schalter 16, die Last 17, die Leitung 20a' und die Diode D3b zurück zur Wechselstromgenerator-Leitung 2a fließt Die Diode D 2b ist in Sperrichtung vorgespannt und nichtleitend (so daß die in dem vereinfachten Schaltbild nach Fig.3C fortgelassen ist) doch !eitet die Diode DIb weiterhin den Gleichstrom-Betriebsbereitschaftsstrom Is, so daß sie in Durchlaßrichtung leitend bleibt und einen Durchlaßspannungsabfall längs ihrer Klemmen aufweist Der Strom /4 auf Grund der positiven Halbperioden fließt so, wie dies in den F i g. 3 und 3C bezeichnet ist, mit dein Ergebnis, daß die Steuerspannung (längs des Widerstandes R1 und zwischen Punkt Pl und Leitung L 2) positiv und gleich zwei Durchlaßspannungsabfällen ist, d. h. gleich der Summe des Durchlaßspannungsabfalls Ef längs der Diode D Xb und des Durchlaßspannungsabfalls längs der Diode D 3b. Die Spannung längs des Widerstandes RX ist somit 2Ef, wie dies in Fig.3c angegeben ist. Diese Spannung (ungefähr 1,0 V) überschreitet den Einschaltschwellwert des Transistors Q 4, so daß der Motor 19 im eingeschalteten Zustand gehalten wird.

Negative Halbperioden des Wechselstromes /3 fließen in Durchlaßrichtung durch die in Reihe geschalteten Dioden D16 und D 2b. Der gesamte Pfad erstreckt sich von dem Wechselstromgenerator 20, der Leitung 20a, PS, DXb, D2b, Pl, 20a, 17, 16 und 20ή zurück zum Wechselstromgenerator. Weil der Widerstand Al parallel zur Diode D2b liegt, wird die Spannung Vc negativ und gleich einem Diodendurchlaßspannungsabfall. Hierdurch wird der Transistor Q 4 während derartiger negativer Halbperioden abgeschaltet, doch hält die Ladung des Kondensators CX das Relais CR X im angezogenen Zustand, wie dies vorher erläutert wurde.

Wenn der Schalter 16 später geöffnet wird, so werden /3, /4 und Ii alle unterbrochen, so daß der Motor 19 abgeschaltet wird. Daher arbeitet die Anordnung nach F i g. 3 mit den Vorteilen nach F i g. 2 benötigt jedoch eine Diode weniger, um den Lastwechselstrom zu leiten und zwar mit einer vernachlässigbaren Einkopplung des Wechselstromes in den Gleichstromkreis.

Im folgenden wird anhand von Fig.4 ein viertes

Ausführungsbeispiel beschrieben. Bei diesem Ausführungsbeispiel wird ein normalerweise eingeschalteter, selektiv abgeschalteter Transistorverstärker verwendet um den Motor 19 zu steuern. Soweit wie möglich werden die gleichen Bezugsziffern für das vierte Ausführungsbeispiel nach F i g. 4 verwendet um gleiche Teile wie in den F i g. 1 bis 3 zu bezeichnen.

Wie dies aus Fig.4 zu erkennen ist sind ein Strombegrenzungswiderstand und eine in Durchlaßrichtung gepolte Halbleitergrenzschicht zwischen den Leitungen L 1 und L 2 und damit längs der Batterie 13 angeschaltet, um einen Betriebsbereitschafts-Ruhestrom mit geringer Stärke zu entnehmen, in diesem Fall wird diese Halbleitergrenzschicht jedoch durch die Basis-Emittergrenzschicht eines Transistors Ql in Serie mit dem Strombegrenzungswiderstand R 6 gebildet wobei der Betriebsbereitschaftsstrom durch diesen Widerstand und die Grenzschicht fließt und den Kollektorkreis des Transistors Ql normalerweise durchschpltet Solange wie Kollektorstrom durch den Transistor Ql fließt, wird ein Spannungsabfall längs

jo eines Kollektor-Lastwiderstandes R 9 erzeugt wodurch die Spannung Vc längs der Basis-Emittergrenzschicht des Transistors Q 4 verringert wird und dieser im nichtleitenden Zustand gehalten wird. Hierdurch wird andererseits ein PNP-Transistor Q 9 gesperrt, so daß

v> die Relaisspule CR X abgeschaltet bleibt und die Kontakte CRX-a offen sind und daß der Motor 19 abgeschaltet ist. Wenn der Betriebsbereitschaftsstrom Is fließt, ist daher der Transistor Q 7 durchgeschaltet, doch sind die Transistoren Q 4, Q 9 und der Motor 19 abgeschaltet. Die Transistoren Q 4 und Q 9 bilden zusammen mit den Widerständen R 3 und R 4 und dem Kondensator CX Einrichtungen, die auf ein stetiges oder pulsierendes Abschalten des Transistors Ql ansprechen, um den Motor 19 einzuschalten. Wenn der Basis-Emitter-Strom fs durch Q1 beendet wird (weil die Steuerspannung Vc' unter den Schwellwert der Basisemitiergrenzschicht verringert wird), so vergrößert die Verringerung des Stromflusses durch den Widerstand R9 die Basisspannung Vc für den

so Transistor Q 4 und der Kollektor dieses Transistors leitet einen Strom durch die Widerstände R 3 und R 4, wodurch der Kondensator Cl geladen wird. Hierdurch wird andererseits der Transistor C? 9 leitend gemacht, so daß das Relais CR1 anzieht und die Kontakte CA X-a geschlossen werden, um den Motor 19 einzuschalten.

Wie bei den vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispielen sind Einrichtungen in F i g. 4 vorgesehen, um den Wechselstromgenerator 20, die Last 17 und den Schalter 16 derart mit der Halbleitergrenzschicht zu verbinden, daß ein anfänglicher Gleichstrom fließt, wenn der Schalter geschlossen wird. Wie es in Fig.4 gezeigt ist, ist die Leitung 206 mit dem Ausgangsanschluß 14a verbunden und der Kreis wird über den Schalter 16 und die Last 17 zur Erdleitung L 2 fortgesetzt. Die Leitung 20a ist mit einem Verbindungspunkt PS verbunden, der seinerseits über einen Widerstand RS mit dem Verbindungspunkt P9 zwischen der Basis von Q1 und dem strombegrenzen-

den Widerstand R 6 verbunden ist Wenn der Schaher 16 geschlossen wird, ruft die Spannung am Punkt P9 einen Anfangsstrom // durch RS, 20, 16, 17 zur Erdleitung an L 2 hervor, die in diesem Fall mit dem zweiten Ausgangsanschluß 146 verbunden ist.

Schließlich weist das Ausführungsbeispiel nach F i g. 4 Einrichtungen zur Weiterleitung des von dem Wechselstromgenerator 20 erzeugten Wechselstromes durch die Last auf, wobei abwechselnde Halbperioden dieses Stromes in Durchlaßrichtung durch zwei jeweilige Halbleiterdioden fließen. Wie es gezeigt ist, sind erste und zweite entgegengesetzt gepolte Dioden Die und D 2c parallel zwischen dem Verbindungspunkt PS (d b. der Ausgangsleitung 20a) und dem AusgangsanschhiB 146 (d.h. der Leitung L2) angeschaltet Wenn der Wechselstromgenerator 20 arbeitet, werden positive und negative Halbperioden des Laststromes von dem Wechselstromgenerator in Durchlaßrichtung durch die Diode D2cbzw. D Ic geleitet Diese Halbperioden des Laststromes sind jeweils mit /4 und /3 in Fig.4 bezeichnet

Im Betrieb nimmt das System nach Fig.4 im Betriebsbereitschaftszustand den Zustand ein, der in der bruchstückhaften Schaltung nach Fig.4A dargestellt ist Das heißt die Basis-Emittergrenzschicht des Transistors Q 7 führt einen Betriebsbereitschaftsstrom fs, der einen Spannungsabfall längs des Widerstandes R 6 derart hervorruft, daß die Spannung Vc' gleich einem Diodendurchlaßspannungsabfall (beispielsweise 0,5 V) längs dieser Basis-Emittergrenzschicht ist Dadurch, daß R 6 relativ groß gemacht wird (beispielsweise 100 Kiloohm) ist der Ruhestrom Is lediglich ein Leckstrom. Wenn jedoch Q7 eingeschaltet ist, so leitet sein Kollektor einen zweiten Betriebsbereitschaftsstrom Is' durch den Widerstand R 9 (der beispielsweise J5 einen Wert von 10 Kiloohm aufweist), so daß die Transistoren Q4 und Q9 abgeschaltet sind, wie dies weiter oben erläutert wurde. Die Summe der beiden Betriebsbereitschaftsströme Is und Is' ist so klein, daß sich eine unbedeutende Belastung der Batterie 13 selbst bei einer Betriebszeit von vielen Stunden ergibt

Weil der Schalter 16 im Betriebsbereitschaftszustand offen ist und die Spannung Vc'(ein Durchlaßspannungsabfall) nicht 0,5 V überschreiten kann, fließt kein Strom durch den Widerstand R8 und die Diode Die Dies ergibt sich daraus, daß die Diode D \c im wesentlichen als Unterbrechung erscheint, bis die ihr zugeführte Durchlaßspannung einen vorgegebenen Schwellwert überschreitet und zu dem Zeitpunkt, zu dem ein derartiger Strom zu fließen versucht, verringert der Spannungsabfall an dem Widerstand R 8 das Potential am Verbindungspunkt PS unter den Pegel, bei dem die Diode D Ic einen Durchlaßstrom führt Daher fließt im Betriebsbereitschaftszustand gemäß Fig.4A ein Betriebsbereitschaftsstrom Is durch die Basis-Emitter- strecke des Trandistors Q7 und die Schaltung erscheint so, als ob die Diode Z? 2c; die Lasteinheit 15 und der Gleichstromgenerator (sowie der Widerstand RS und D lc/nicht vorhanden wären.

Wenn der Schalter 16 zuerst geschlossen wird, und bevor der Motor 19 den Wechselstromgenerator auf Drehzahl bringt, wird ein zweiter Pfad für einen Anfangsstrom //geschaffen. Ein derartiger Gleichstrom fließt, wie dies in der bruchstückhaften Schaltung nach F i g. 4B dargestellt ist durch den Widerstand R 6, den Widerstand RS, den Wechselstromgenerator 20, den Schalter 16 und die Last 17 zur Leitung L 2 (und damit zurück zum negativen Pol der Batterie 13). Der Wechselstromgenerator 20, die Last 17 und der Schalter 16 weisen einen relativ niedrigen Gleichstrom widerstand auf. Entsprechend ist der Strom // größer als der Betriebsbereitschaftsstrom Is und der vergrößerte Spannungsabfall längs des Widerstandes Ä6 bringt das Potential des Punktes P9 (die Spannung Vc') unter ungefähr 0,4 V. Dieser Wert liegt unter dem Leitfähigkeitsschwellwert der Basis-Emitter-Grenzschicht des Transistors Q7, so daß der Basis-Emitterstrom beendet wird und der Kollektorkreis nicht leitend gemacht wird. Der Spannungsabfall längs des Widerstandes R9 wird daher verringert und die Steuerspannung Vc wird vergrößert, so daß die Transistoren Q 4 und Q 9 in bereits erläuterter Weise eingeschaltet werden. Die Relaiskontakte CA 1-a werden daher geschlossen und der Motor 19 läuft an. Während des anfänglichen Startzustandes des Systems sind beide Dioden D Ic und D2c nichtleitend. Das positive Potential am Punkt P9 versucht die Diode D 2c in Sperrichtung vorzuspannen, so daß sie nicht leiten kann und die verringerte Spannung Vc' am Punkt P9 ist zusammen mit dem Spannungsabfall durch den Widerstand R 8 auf Grund des Stromes //kleiner als der Durchlaßschwellwert der Diode D Ic Daher zeigt F i g. 4B in zutreffender Weise, daß das System ein Verhalten zeigt als ob die Dioden D ic und D 2c nicht vorhanden sind. Der Transistor Q 7 ist abgeschaltet weil seine Basis-Emitterspannung Vc' auf unter 0,4 V verringert wurde.

Wenn der Wechselstromgenerator 20 beschleunigt wird und eine Wechselspannung zu erzeugen beginnt fließt ein Strom durch die Last 17. Bei positiven Halbperioden (siehe Fig.4C) läuft dieser Strom /4 in Vorwärtsrichtung durch die Diode D 2c und das System erscheint so, als ob die in Sperrichtung vorgespannte Diode D Xc nicht vorhanden wäre. Der Durchlaßstrom durch die Diode D 2c erzeugt jedoch einen Durchlaßspannungsabfall (03 V) längs dieser Diode, so daß der Punkt PS gegenüber der Leitung L 2 negativ wird. Entsprechend wird der Strom durch die Widerstände R 6 und R 8 über den Wert von Ii vergrößert und das Potential (Vc') am Verbindungspunkt P9 geht tatsächlich zu einem etwas negativen Wert über, d. h. beispielsweise — 0,2 V. Dieser pulsierende Durchlaßspannungsabfall längs der Diode D 2c bewirkt auf diese Weise eindeutig eine periodische Abschaltung des Transistors Q 7, wodurch periodisch der Transistor Q 4 eingeschaltet wird, um den Kondensator Cl zu laden und um den Motor 19 eingeschaltet zu halten. Weil die Diode Die zu diesem Zeitpunkt in Sperrichtung vorgespannt ist ist sie in richtiger Weise aus der Erläuterungszwecken dienenden bruchstückhaften F i g. 4C fortgelassen.

Bei negativen Halbperioden der Wechselstromgeneratorspannung und des Laststromes fließt dieser Strom jedoch in Durchlaßrichtung durch die Diode Die (Fig.4) und die Diode D2c ist abgeschaltet Der Durchlaßspannungsabfall an der Diode Die hebt den Spannungspegel an PS und P9 an und Vc' wird ausreichend positiv, so daß der Transistor Q 7 eingeschaltet wird, so daß die Spannung Vc fast vollständig auf 0 fällt und den Transistor Q 4 abschaltet Der Transistor Q 9 und der Motor 19 bleiben jedoch eingeschaltet, weil der Kondensator Cl vorher aufgeladen wurde, wie dies weiter oben erläutert wurde. Das heißt daß obwohl der Transistor Q7 während des Betriebs des Wechselstromgenerators ein- und ausgeschaltet wird, der pulsierende Vorwärtsspannungsabfall längs der Diode D 2c sicherstellt, daß dieser Transistor

abwechselnd abgeschaltet wird, so daß der Kondensator CX das Relais CRX und den Motor 19 dauernd eingeschaltet hält.

Wenn der Benutzer des Elektrogeräts 15 den Schalter 16 öffnet, so werden die Pfade für die Ströme /4, /3 und //' unterbrochen. Der Transistor Q7 wird dauernd eingeschaltet (Betriebsbereitschaftszustand) und die Transistoren QA und Q9 werden abgeschaltet, so daß der Motor 19 gestoppt wird.

Im folgenden werden Maßnahmen beschrieben, die verhindern, daß ungeschaltete Kapazitäten eine Abschaltung des Motors 19 verhindern.

Das in den Ausführungsformen gemäß den F i g. 1 bis 4 gezeigte Steuersystem arbeitet zuverlässig und genau, um den Motor-Wechselstromgenerator zu stoppen, wenn der Schalter des die Last darstellenden Elektrogerätes geschlossen oder geöffnet wird. Es wurde jedoch festgestellt, daß in manchen Fällen eine öffnung des Schalters 16 der Lasteinheit nicht zu einem Abschalten des Motors 19 führt. Untersuchungen und Versuche haben gezeigt, daß dieses unerwünschte Nichtabschalten nur in den Fällen auftritt, in denen eine nicht geschaltete Impedanz mit der Lasteinheit verbunden ist. weil eine derartige Impedanz einen Pfad für einen relativ geringen Wechselstrom bildet, so daß dieser geringe Strom selbst dann fließen kann, nachdem der Schalter 16 geöffnet wurde. Als praktischer Fall kann eine derartige ungeschaltete Impedanz, die auftreten kann, kapazitiv sein und ein derartiger Fall wird im folgenden zu Erläuterungszwecken herangezogen.

Insbesondere kann bei manchen Anwendungen des beschriebenen Systems das die Last bildende Elektrogerät ein eingebautes Hochfrequenz-Störfilter 30 (Fig. ID) aufweisen, was in der Praxis durch die Parallelkombination eines Widerstandes 31 und eines Kondensators Cu gebildet ist, die längs der Lasteinheit und des Schalters 16 angeschaltet sind. Der Widerstand 31 weist allgemein einen derart hohen Wert (in der Größenordnung von einem Megohm) auf, daß er vernachlässigt werden kann. Der Kondensator Cu. der zwar einen niedrigen Kapazitätswert von wenigen Mikrofarad oder weniger aufweist, bildet jedoch einen Pfad, über den ein gewisser Wechselstrom von dem Wechselstromgenerator fließen kann, selbst nachdem der Schalter 16 geöffnet wurde. Dieser Zustand ist in einem teilweisen Schaltbild gem. F i g. 1E dargestellt, bei dem angenommen ist, daß der Wechselstromgenerator 20 arbeitet und daß der Lastschalter 16 gerade geöffnet wurde (so daß dieser Schalter und die Last 17 effektiv nicht vorhanden sind). Der Filterwiderstand 3t nach F i g. 1D ist in F i g. 1E fortgelassen, weil dieser Widerstand einen sehr hohen Wert und damit eine vernachlässigbare Wirkung aufweist. Der ungeschaltete Kondensator Cu erscheint daher als Blindimpedanzlast längs der Ausgangsanschlüsse des Umformers und er leitet abwechselnde Halbperioden /4. /3 des Wechselstromes, die wie im Fall der F i g. 1 in Durchlaßrichtung durch die Dioden DA, DX bzw. die Dioden DZ D3 fließen. Die Größe der Wechselströme /4 und /3 ist relativ klein verglichen mit den Größen, die auftreten, wenn der Lastschalter 16 geschlossen ist weil der Kondensator Cu einen relativ niedrigen Wert aufweist und seine Impedanz wesentlich größer als die Impedanz der Last 17 ist. Trotzdem bewirkt die positive Halbperioden-Wechselspannung von dem Wechselstromgenerator 20, die dem Kondensator Cu und den Dioden DA und D X in Serie zugeführt wird, ein Fließen des Stromes /4 in Durchlaßrichtung durch diese Dioden, so daß die Spannung Vc einen positiven Wert von 3 Diodendurchlaßspannungsabfällen (d. h. beispielsweise + 1,5V) aufweist, wie dies weiter oben anhand der Fig. 1 erläutert wurde. Der Transistor QX gemäß F i g. 1 wird 60 mal pro Sekunde eingeschaltet und dies reicht aus, um das Relais CR1 und den Motor eingeschaltet zu halten, obwohl der Schalter 16 geöffnet ist. Diese Situation wird hier als »Abschaltfehler« bezeichnet, weil der Motor nicht abgeschaltet wird,

ι ο wenn das die Last bildende Elektrogerät 15 abgeschaltet wird.

Die F i g. 1D und 1E erläutern daher die mögliche Schwierigkeit bei einem Abschaltfehler. Wenn eine ungeschaltete Kapazität längs des die Last bildenden Elektrogeräts 15 vorhanden ist, so läuft der Motor 19 einfach weiter, nachdem der Schalter 16 geschlossen wird und der Umformer auf Drehzahl gebracht wurde, um die Last 17 mit Leistung zu versorgen und nachfolgend der Schalter 16 geöffnet wird. Dieses

2(i Problem kann weiterhin in den Fällen auftreten, in denen das Elektrogerät 15 mit den Umformer-Ausgangsanschlüssen 14a, 14Zj über eine sehr lange Verlängerungsschnur verbunden ist. Die verteilte Streukapazität zwischen den Drähten der Verlängerungsschnur erscheint in ihrer Wirkung genau als ein kleiner Kondensator Cu (Fig. IE) längs der Serienschaltung der Last 17 und des Schalters 16.

Ein weiteres wesentliches Merkmal des beschriebenen Umformers besteht daher in Einrichtungen, die

jo einen Abschaltfehler des Steuersystems verhindern. Diese Einrichtungen verringern das Steuersignal Vc, wenn der Lastschalter geöffnet wird und zwar unabhängig von der Tatsache, daß eine ungeschaltete Kapazität es einem Strom ermöglicht, weiter durch den rotierenden Wechselstromgenerator zu fließen.

F i g. 1D und 1F zeigen Maßnahmen zur Verhinderung eines Abschaltfehlers in Anwendung auf das Ausführungsbeispiel nach Fig. 1.
Wie es aus den F i g. 1D und 1F zu erkennen ist, ist ein

4(1 Impedanzelement zur grundlegenden Schaltung nach F i g. 1 hinzugefügt, um zusammen mit der Impedanz des ungeschalteten Kondensators Cu einen Spannungsteiler zu bilden, der bewirkt, daß die Wechselspannung des Wechselstromgenerators 20 hauptsächlich längs des

4^r> Kondensators Cu erscheint und daß lediglich ein kleiner Bruchteil dieser Spannung längs des Impedanzelementes auftritt. Das letztere Element ist weiterhin mit dem Signalwiderstand RX in einer derartigen Weise verbunden, daß die positiven Amplituden der Spannung Vc nicht den Einschaltschwellwert des empfindlichen Transistors Q1 überschreiten. Wie dies gezeigt ist, wird dies im vorliegenden Fall durch ein Impedanzelement in der Form eines Kondensators C3 erreicht, der zwischen den Verbindungspunkten PX und P3 angeschaltet ist und der so bemessen ist, daß er beispielsweise eine Kapazität aufweist, die um 500mal größer ist als die ungeschaltete Kapazität Cu. Wie dies in der identischen jedoch umgestellten bruchstückhaften Schaltung nach Fig. IF gezeigt ist. ist der Kondensator (und die

w) hierdurch gebildete Blindimpedanz) längs den Dioden DX und DA angeschaltet was andererseits bedeutet, daß dieser Kondensator in Reihe mit dem Kondensator Cu und dem Wechselstromgenerator 20 geschaltet ist

Bei der folgenden Betrachtung der Betriebsweise des

es Ausführungsbeispiels nach den Fig. ID und IE sei angenommen, daß der Wechselstromgenerator 20 und sein Antriebsmotor mit Nenndrehzahl arbeiten und daß der Schalter 16 gerade geöffnet wurde, um die Last 17

aus dem Kreis auszuschalten. Als Beispiel sei angenommen, daß die Wechselstromgeneratorspannung 120 V Wechselspannung betragen sollte, wobei der Spitzenwert dieser Spannung bei der positiven Halbperiode gleich 12Ox 1,41 = 173 V ist. Diese Spitzen- oder Scheitelspannung tritt längs der Serienkombination von Cu und Ci auf. Wenn das Verhältnis von Cu/C3 ungefähr 1/500 beträgt, so haben ihre Blindwiderstände ein Verhältnis Xu/Xi von ungefähr 500/1. Die Spannungsteilerwirkung derartiger Impedanzen (im Serienkreis von 20, Tu und Ci) führt dazu, daß der Scheitelwcrt der positiven Halbperiode längs des Kondensators Ci einen Wert von

173

= 173/501 ^ 0,35 V

aufweist. Daher hat der Spannungsabfall längs des Kondensators d auf Grund des positiven Halbperiodenstromes /4 unter diesen Bedingungen einen Maximalwert von ungefähr 0.35 V, was nicht ausreicht, um die Diode D4 in wesentlichem Ausmaß in Durchlaßrichtung leitend zu machen. Die Diode Di ist in Sperrichtung vorgespannt und nichtleitend. Somit steigt die Spannung Vc auf einen positiven Scheitelwert von weniger als 0,35 V an, was weniger als der Einschaltschwellwert für den Transistor Qi (Fig. 1) ist. Insgesamt ist festzustellen, daß das Vorhandensein der niedrigen Impedanz, die sich durch den Kondensator Ci ergibt, sicherstellt, daß das Relais CR 1 und der Motor 19 (Fig. 1) abgeschaltet werden, wenn der Lastschalter 16 geöffnet wird, selbst wenn ein gewisser Wechselstrom weiterhin durch die ungeschaltete Kapazität Ca unmittelbar nach der öffnung des Schalters 16 fließt.

Das Vorhandensein des Kondensators Ci beeinträchtigt jedoch nicht in nachteiliger Weise die Betriebsweise des Umformers solange der Lastschalter 16 geschlossen ist und der Wechselstromgenerator einen Strom an die Last 17 liefert. Die Impedanz der Last 17 ist immer verglichen mit der ungeschalteten Kapazität Cu niedrig und bei der Parallelschaltung mit Cu ist die resultierende effektive Impedanz wesentlich niedriger als die von C/;. Wenn daher das die Last darstellende Elektrogerät betrieben wird, versucht die Spannungsteilerwirkung, die Wechselspannung längs des Kondensators C3 wesentlich größer als 1,0 V bei den Spitzenpunkten der positiven Halbperioden zu machen, doch wird diese Spannung auf einen Wert von ungefähr 1.5 V auf Grund der Durchlaß-Leitfähigkeit der Dioden D 1 und D 4 begrenzt oder beschnitten.

Bei negativen Halbperioden der Wechselstromgenerator-Spannung und gerade nach dem Öffnen des Schalters 16 wie dies in Fig. IF dargestellt ist. ist die Spannung längs des Kondensators Ci durch die Spannungsteilerwirkung auf einen niedrigen Wert von ungefähr 035 V begrenzt. Hierdurch wird die Steuerspannung Vcauf einen negativen Wert gebracht und der Transistor Qi schaltet während dieser negativen Halbperioden ab, was jedoch keine Änderung der Betriebsweise ergibt, die ursprünglich anhand von F i g. 1 beschrieben wurde.

Schließlich hat, weil das in der in F i g. 1D gezeigten Weise hinzugefügte Impedanzelement C3 ein Kondensator ist dieses Impedanzelcment keine nachteilige Wirkung auf den Betricbsberehschafts-Gleichstrom Is und den Anfangs-Gleichstrom Ii. die anhand von Fi g. 1 beschrieben wurden. Der Kondensator lädt sich während des Betriebsbereitschafts/ustandes lediglich auf einen Durchlaßspannungsabfall auf, der längs der Diode D 2 auftritt.

Der Kondensator Ci gemäß Fig. ID ist daher ein vorteilhafter Zusatz zur Schaltung nach Fig. 1 zur Überwindung des Problems des beschriebenen Abschaltfehlers.

Die Fig. 2D, E und F zeigen Einrichtungen zur Verhinderung des Abschaltfehlers, wie sie dem Umformer nach Fig. 2 hinzugefügt werden können. Im einzelnen zeigt F i g. 2E die Schaltung nach F i g. 2, wenn eine ungeschaltete Kapazität Cu mit der Lasteinheit verbunden ist und zwar kurz nach dem Öffnen des Schalters 16. Ein Wechselstrom /4, /3 kann weiterhin durch den Kondensator Cu und die Diode D 4a fließen, wodurch die Steuerspannung Vc periodisch auf +0,5 V gebracht wird. Dadurch würde QA (Fig. 2) weiterhin periodisch eingeschaltet und der Motor 19 nach F i g. 2 würde nicht abgeschaltet.

Um ein derartiges Nichtabschalten zu verhindern, ist ein Impedanzelement in der Form eines Kondensators C3a zwischen dem Verbindungspunkt PS und der Erdleitung L2 eingeschaltet, d.h. parallel sowohl zum Widerstand R 1 als auch zu den Dioden D4a und D3a, wie dies in F i g. 2D gezeigt ist.

Die bruchstückhafte Darstellung gemäß F i g. 2F zeigt, daß der Kondensator C3a sich somit in einer Serienschaltung befindet, die den Wechselstromgenerator 20 und den Kondensator Cu (sowie die parallel geschalteten entgegengesetzt gepolten Dioden D 2a und D Xa) einschließt. Die Kondensatoren Cu und C3a stellen wiederum Blindwiderstände dar, die eine Spannungsteilerwirkung für die Scheitelspannting von dem Wechselstromgenerator bei positiven Halbperioden derart bewirken, daß (wenn der Schalter 16 geöffnet ist und der Wechselstromgenerator noch arbeitet) der Spannungsabfall längs des Kondensators C3a kleiner als der Wert ist, der bewirkt, daß die Diode D4a einen beträchtlichen Durchlaßstrom leitet. Auf diese Weise wird die Spannung Vc bei positiven Halbperioden des Wechselstromgenerators von +0,5 V (wenn der Schalter 16 geschlossen ist) auf 0,35 V (bei offenem Schalter 16) verringert wird, wobei dieser Wen unter dem Einschaltschwellwert des Transistors Q 4 liegt.

Als Beispiel sei angenommen, daß die Scheitelspannung der positiven Halbperioden von dem Wechselstromgenerator 20 173 V beträgt. Der Kondensator da ist so bemessen, daß er im Verhältnis zum Kondensator Cu sehr groß ist, d. h. das Verhältnis von Cu/Cia beträgt ungefähr 1/500. Wenn der Strom /4 fließt, macht er die Diode D2a in Durchlaßrichtung leitend, so daß sich ein Durchlaßspannungsabfall von ungefähr 0,5 V längs dieser Diode ergibt. Die Spannung längs des Kondensators da wird damit zu:

(173-0,5)

γι

^X50T^°'^34V

Dieser Wert von 034 V reicht nicht aus, um die Diode D 4a in Durchlaßrichtung leitend zu machen, so daß der

,0 Kondensator C3a tatsächlich einen Nebenschluß für diese Diode darstellt Diese 034 V sind gleichzeitig der Wert der Spannung Vc, die längs des Signalwiderstandes Al auftritt ein Wert der nicht den Einschaltschwellwert des Transistors <?4 überschreitet Daher

.5 wird im Fall des Antriebs des Wechselstromgeneraiors 20 durch den Motor 19 und unmittelbar nach dem Öffnen des Schalters 16 der Motor 19 abgeschaltet und zwar unabhängig von der Tatsache, daß ein verringerter

Wechselstrom 14, /3 weiterhin durch den Kondensator Cu fließt.

Die Betriebsweise des Umformers nach Fig. 2 während negativer Halbperioden des Wechselstromgenerators wird durch das Vorhandensein des Kondensators C3a nicht beeinflußt, natürlich mit der Ausnahme, daß die periodischen negativen Werte der Spannung Vein ihrer Größe verringert sind. Weiterhin werden der Betriebsbereitschaftszustand, der Motor-Anlaufvorgang und der Dauerbetrieb der Lasteinheit nicht nachteilig beeinflußt und zwar aus den gleichen Gründen, wie sie vorstehend anhand der Fig. ID und 1F angegeben wurden.

Die F i g. 3D, 3E und 3F zeigen die Einfügung von eine Nichtabschaltung verhindernden Einrichtungen in den Umformer nach F i g. 3, und zwar in der gleichen Weise wie in den F i g. 2D, 2E und 2F die Einfügung derartiger Einrichtungen in den Umformer nach F i g. 2 zeigen. F i g. 3E zeigt die Bedingungen, die in F i g. 3 auftreten, wenn das die Last darstellende Elektrogerät eine nichtgeschaltete Kapazität Cu aufweist und unmittelbar nach dem öffnen des Schalters 16 (während der Motor 19 und der Wechselstromgenerator 20 noch laufen). Das Vorhandensein der nichtgeschalteten Kapazität Cu ermöglicht es, daß die abwechselnden Halbperioden des Stroms /4, /3 weiterhin fließen, wobei der Strom /4 durch die Diode D 3b fließt und an dieser einen periodischen Durchlaßspannungsabfall erzeugt, so daß die Sleuerspannung Vc längs des Widerstandes R1 periodisch auf einen positiven Wert von 2 Durchlaßspannungsabfällen (beispielsweise +1,0V) ansteigt. Ohne Schutzmaßnahmen würde der Motor 19 daher nicht abgeschaltet.

In Anpassung der Abschaltfehler-Schutzeinrichtungen auf Fig.3 ist hier ein Impedanzelement in Form eines Kondensators C3b zwischen den Punkten PS und P7 (Fig.3D) eingeschaltet, d.h. parallel zur Diode D 3b. Die Größe des Kondensators C3b ist so gewählt, daß seine Impedanz X3 ungefähr 500mal kleiner als die Impedanz des Kondensators Cu ist Wie dies anhand der bruchstückhaften Darstellung nach F i g. 3F zu überprüfen ist, sind die Kondensatoren Cu und C3b direkt in Serie mit dem Wechselstromgenerator 20 geschaltet. Somit wird die Ausgangsscheitelspannung des Wechselstromgenerators bei positiven Halbperioden verteilt und erscheint längs der beiden Kondensatoren mit einem Spannungsverhältnis, das gleich dem Impedanzverhältnis ist Bei positiven Halbperioden des Stromes /4 ist bei einer Wechselstromgenerator-Scheitelspannung von beispielsweise 173 V die Spannung längs des Kondensators C3b nicht größer als 0,35 V, so daß die Diode D 3b in Durchlaßrichtung nicht vollständig leitend ist and die Steuerspannung Vc längs des Widerstandes R1 beträchtlich kleiner als 035 V ist Der Emitter-Basis-Schwellwert für das Einschalten des Transistors Q 4 wird nicht überschritten, so daß Q 4 nicht periodisch eingeschaltet wird (wie dies unter den Bedingungen gem. F i g. 3E der Fall sein würde).

Die Betriebsbereitschafts- und Anfangs-Anlaufströme Isund //des Umformers nach Fig. 3 werden durch die Hinzufügung des Kondensators C3b nach F i g. 3D nicht wesentlich geändert. Weiterhin erfolgt das Abschalten des Transistors Q 4 während der negativen Halbperioden des Stromes /3 in der gleichen Weise wie vorher. Daher führt die Schutzeinrichtung in Form des Kondensators C3b nach Fig.3D zu einem zuverlässigen Abschalten des Motors 19 selbst bei Vorhandensein einer ungescbalteten Kapazität Ca.

Es sei daran erinnert, daß in F i g. 4 der periodische Durchlaßspannungsabfall längs der Diode D 2c auf Grund der positiven Halbperioden des Wechselstromes / 3 (bei geschlossenem Schalter 16 und beim Antrieb des Wechselstromgenerators durch den Motor 19) den Verbindungspunkt PS auf ein Potential von —0,5 V gegenüber der Erdbezugsleitung L 2 bringt. Wenn, wie dies in F i g. 4D gezeigt ist, eine ungeschaltete Kapazität Cu in dem die Lasteinheit bildenden Elektrogerät 15 vorhanden ist, würde dieser gleiche Durohlaßstrom durch die Diode D 2c fließen, nachdem der Schalter 16 geöffnet wurde, wodurch die Spannung Vc' auf unter 0,4 V gebracht würde, um den Transistor Q 7 abzuschalten, so daß die Spannung Vcperiodisch den Schwellwert für das Einschalten des Transistors ζ)4 erreichen würde, so daß das Relais CR 1 und der Motor 19 eingeschaltet bleiben würden.

Um diese Möglichkeit eines Nichtabschaltens oder Abschaltfehlers zu beseitigen, sind Einrichtungen gem. Fig., 4D in Form einer Trenndiode DS und einem Widerstand R10 vorgesehen, die in Serie von den Kontakten CR l-a bis zum Verbindungspunkt P9 geschaltet sind. Der Widersland R10 ist nur dann wirksam, nachdem die Kontakte CR\-a geschlossen sind und die Diode DS verhindert einen Stromfluß über R 6 und R 10 durch den Motor 19. Wenn der Widerstand R10 betriebsmäßig durch Schließen der Kontakte CR l-a angeschaltet ist, so erscheint er effektiv in Parallelschaltung mit dem Widerstand R 6, so daß die Sppnnungsteilerwirkung von R 6, /?8, dem Wechselstromgenerator 20 und der Last 17 ändert, (wobei angenommen wird, daß der Schalter 16 geschlossen ist).

Der Anfangsstrom //fließt in der vorstehend anhand der Fig.4 beschriebenen Weise, wenn der Schalter 16 zuerst geschlossen wird. (Weil die Kontakte CR l-a noch offen sind); hierdurch wird die Spannung am Punkt P9 verringert, um Q7 abzuschalten, um Q4 (Fig.4) einzuschalten, um den Kondensator Ci zu laden, das Relais CR 1 anziehen zu lassen und um den Motor 19 zu starten. Wenn dies erfolgt, bewirkt der Widerstand R 10 jedoch eine Verringerung des Effektivweues des Widerstandes R6 und der Anfangsstrom //steigt an, während das Potential am Punkt P9 anzusteigen versucht Wenn sich die Drehzahl und die Ausgangsspannung des Wechselstromgenerators 20 erhöht, erscheint jedoch der pulsierende Durchlaßspannungsabfall längs der Diode D 2c, so daß das Potential am Punkt P9 periodisch gerade unter den Leitfähigkeitsschwellwert der Basis-Emittergrenzschicht des Transistors Q7 verringert wird. Daher wird, wie dies ursprünglich beschrieben wurde, der Transistor Q 7 periodisch aus- und eingeschaltet wenn Wechselströme /4 und /3 in Vorwärtsrichtung durch die Dioden D2c und D Ic fließen, doch wird die Basis nicht so weit unter das Einschalt-Schwellwertpotential angesteuert

Wenn nunmehr der Schalter 16 geöffnet wird, wird der Kreis vom Punkt P9 durch R 8, den Wechselstromgenerator 20 und die Lasteinheit 17 unterbrochen. Der anfängliche Gleichstrom Ii, (der selbst während des Normalbetriebes des Wechselstromgenerators 20 durch die Last 16,17 fließt), wird nunmehr verringert und der pulsierende Spannungsabfall längs der Diode D 2c reicht nicht aus, um das Potential am Punkt P9 unter den Leitfähigkeitsschwellwert für den Transistor Q 7 zu bringen. Entsprechend wird der Transistor Q 7 nicht · mehr periodisch abgeschaltet, sondern er leitet dauernd, so daß die Spannung Vc klein bleibt und das Relais CR1 und der Motor 19 abgeschaltet werden.

Zusammenfassend kann festgestellt werden, daß die Diode DS und der Widerstand R 10 nach Fig.4D bei ihrer Einfügung in den Umformer nach Fig. 4 eine Verringerung des Bereiches bewirken, über den der normalerweise leitende Transistor Q 7 periodisch durch den pulsierenden Spannungsabfall abgeschaltet wird, der längs der Diode D 2c auftritt, wenn der Wechselstromgenerator einen Strom zur Last 17 über den Schalter 16 liefert. Wenn dieser Schalter geöffnet wird und die Kapazität Cu in der Schaltung verbleibt, so daß sie als Last mit stark vergrößerter Impedanz (und im Ergebnis mit stark vergrößertem Widerstand für Gleichstrom) erscheint, so reicht der pulsierende Durchlaßspannungsabfall längs der Diode D 2c nicht mehr aus, um ein periodisches Abschalten des Transistors Q 7 zu bewirken, so daß der Motor 19 gestoppt wird.

Im folgenden wird eine weitere vorteilhafte Lösung für das Problem einer Nichtabschaltung bei einer kapazitiven Ausgangsbelastung beschrieben. Die vor- >o stehend beschriebenen Anordnungen zur Verhinderung eines Nichtabschaltens zeigen ausgezeichnete Wirkungen in den vier vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispielen des Steuersystems für den Gleichspannungs-Wechselspannungs-Umformer. In manchen Fällen können jedoch abgeänderte Lösungen bevorzugt sein, beispielsweise um den Aufwand und den Raumbedarf des Kondensators C3, C3a oder C3b zu beseitigen. Weiterhin ist in F i g. 2D der Kondensator C3a parallel zum Widerstand R 1 geschaltet und muß durch den i» Anfangsstrom //geladen werden, nachdem der Schalter 16 geschlossen wurde, bevor sich die Spannung Vc bis auf den Leitfähigkeitsschwellwert des Transistors Q 4 aufbaut. Hierdurch ergibt sich eine wahrnehmbare Verzögerung zwischen dem Zeitpunkt des Schließens 3^r> des Schalters 16 und dem Zeitpunkt des Anlaufens des Motors 19. Eine derartige Verzögerung ist nicht schädlich, sie kann jedoch den Benutzer des Elektrogerätes 15 irritieren.

Als alternative jedoch ähnliche vorteilhafte Lösung für das Problem des Nichtabschaltens können die Schutzeinrichtungen verwendet werden, die mit stark ausgezogenen Linien in den Fig. IG, 2G oder 3G gezeigt sind und diese Schutzmaßnahmen werden im folgenden getrennt beschrieben.

In Fig. IG wird ein Impedanzelement selektiv geschaltet, so daß es effektiv von dem Signalwiderstand R1 entfernt oder parallel zu diesem geschaltet ist. Obwohl dieses Element ein Kondensator, eine Induktivität oder ein Widerstand sein kann, ist hier ein einen relativ niedrigen Wert aufweisender Widerstand RiI (niedrig im Verhältnis zu R1) in Serie mit einem gesteuerten Schaltelement zwischen den Punkten P3 und P 4 eingeschaltet, d. h. parallel zum Widerstand R 1. Das Schaltelement wird derart gesteuert, daß es nichtleitend oder leitend ist wenn der Motor 19 eingeschaltet bzw. abgeschaltet ist und es ist hier in Form eines Transistors Q10 von einem derartigen Typ gezeigt der sowohl in Durchlaßrichtung als auch in inversen ^-Betriebsarten leitet Wie dies dargestellt ist ist ein Widerstand All in Serie mit dem Kollektor-Emitterpfad des Transistors Q10 zwischen dem Punkt P3 und der Erdleitung L 2 eingeschaltet Die Wirkung besteht darin, daß wenn Q10 leitend ist R11 parallel zu Rl liegt so daß dieser scheinbar einen sehr stark verringerten Widerstandswert aufweist

Um den Transistor Q10 ein- oder auszuschalten, wird seine Basis über einen Strombegrenzungswiderstand R 12 mit den Relaiskoniakten CR \-a verbunden. Wenn diese Kontakte geschlossen sind, um den Motor 19 einzuschalten, wird die Verbindungsleitung 35 auf das + 12-V-Potential der Leitung L 1 gebracht und es fließt ein Basis-Emitterstrom über den Widerstand R 12, um die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors Q10 »einzuschalten«. Dieser Transistor arbeitet sowohl in Durchlaßbetrieb als auch im inversen ^-Betrieb, d. h. er leitet Strom von dem Kollektor zum Emitter oder umgekehrt sobald er durch einen ausreichenden Strom durch den Widerstand R12 freigegeben wird. Bei Fehlen eines derartigen Freigabe- oder Steuerstromes erscheint die Kollektor-Emitterstrecke im wesentlichen als offener Schalter.

Im folgenden sei die Anordnung nach Fig. 1 unter Hinzufügung der Elemente betrachtet, die mit stark ausgezogenen Linien in Fig. IG gezeigt sind. Der Betriebsbereitschaftsstrom Is fließt in der vorstehend beschriebenen Weise. Ein Schließen des Schalters 16 führt zu einem Fließen des Anfangsstromes Ii, jedoch haben bis zum Schließen der Kontakte CR 1-a der Widerstand R11 und der Transistor QiO keine Wirkung, weil dieser nicht eingeschaltet ist. Das Schließen des Schalters 16 bewirkt daher ein Einschalten des Transistors Ql, wodurch der Kondensator Cl geladen wird, die Transistoren Q3 und Q2 eingeschaltet werden und das Relais CR1 anzieht, um die Kontakte CR i-a zu schließen und den Motor 19 einzuschalten.

Während der Motor anläuft, und die Wechselstromgeneratorspannung ihren vollen Nennwert annimmt, um einen Wechselstrom durch die Last 17 zu liefern, wird der Transistor Q10 freigegeben und der Widerstand RW wird zum Widerstand R1 parallel geschaltet, so daß dieser anscheinend einen wesentlich kleineren Widerstandswert aufweist. Wenn dies erwünscht ist, kann ein kleiner Kondensator C6 längs der Emitter-Basis-Strecke des Transistors Q 10 angeschaltet sein, so daß dieser Transistor nicht leitend gemacht wird, bevor der Wechselstromgenerator seine volle Drehzahl und die Nenn-Ausgangsspannung erreicht hat

Weil der Wechselstromgenerator nun die Nennspannung (120 V Wechselstrom) erzeugt und der Lastschalter geschlossen ist erscheint die Impedanz der Last 17 (mit der parallel geschalteten Kapazität Cu) als sehr niedrig. Bei positiven Halbperioden des Stromes /4 versucht ein beträchtlicher Teil (beispielsweise 5,9 V) der Wechselstromgeneratorspannung an der Parallelkombination von R1 und R11 zu erscheinen. Selbstverständlich leiten jedoch die Dioden D 4 und Oi den Laststrom /4 (und die Diode D 2 leitet den Betriebsbereitschaftsstrom Is in Durchlaßrichtung) so daß die Spannung Vc längs R 1 auf einen relativ niedrigen Wert von +1,5V begrenzt wird, wie dies weiter oben erläutert wurde. Daher ändert das effektive Vorhandensein des Widerstandes RH bei eingeschaltetem Transistor QlQ nicht die vorstehend beschriebene Wirkungsweise, solange der Schalter 16 geschlossen bleibt und die Last 17 betrieben wird.

Wenn nunmehr der Schalter 16 geöffnet wird, um die Last abzuschalten und wenn die angeschaltete Kapazität Cu vorhanden ist könnte ein Wechselstrom fiblicherweise weiterhin fließen, wodurch der Transistor Ql periodisch eingeschaltet würde. Weil jedoch der Widerstand All effektiv vorhanden ist und den Widerstand R1 so erscheinen läßt als ob er einen Wert aufweist, der niedriger als der Betriebsbereitschaftswert ist, und weil die Impedanz des Kondensators Cu

wesentlich höher als die Impedanz der Parallelschaltung von Cu und der Last 17 ist, ergibt die Parallelschaltung von R1 und All den einen niedrigen Widerstand aufweisenden Teil ei,.es Spannungsteilers, dessen eine hohe Impedanz aufweisender Teil durch die Kapazität Cu gebildet ist. Wie es in F i g. 1H gezeichnet ist, befindet sich der Wechselstromgenerator 20 unter diesen Bedingungen in Reihenschaltung mit Cu und der Parallelschaltung von R 1 und R11 (der durchgeschaltete Transistor Q10 ist symbolisch als geschlossener Schalter Q10' dargestellt.) Durch Wählen von relativen Größen kann der niedrige Widerstand der Parallelschaltung von R 1 und R 11 etwa 400- bis 500mal kleiner als der die hohe Impedanz aufweisende Teil (Impedanz von Cu) dieses Spannungsteilers sein, so daß die Widerstände Al und All den Strom /4 führen, ohne daß eine ausreichende Spannung an diesen Widerständen entsteht, um die Diode DA in Durchlaßrichtung leitend zu machen. Im Ergebnis ist die Diode D4 in Sperrichtung vorgespannt, weil ihre Anode auf einem Potential von weniger als einem Durchlaßspannungsabfall oberhalb von Erde liegt (auf Grund der niedrigen Spannung längs Al, /?11), während ihre Kathode auf einem Potential von einem vollen Durchlaßspannungsabfall gegenüber Erde liegt (aufgrund des hindurchfließenden Betriebsbe- 2^r> reitschaftsstromes Is). Die Diode D 2 führt im Ergebnis den Strom /4 in Sperrichtung weil diese Diode durch den durch sie hindurchfließenden Betricbsbereitschafts-Gleichstrom /5 im leitenden Zustand gehalten wird. Daher verringert das Öffnen des Schalters 16. durch das 3» die Kapazität Cu als einziges als Wechselspannungslast verbleibt, die positiven pulsierenden Amplituden der Spannung Vc auf einen niedrigen Wert in der Größenordnung von 0,35 V, wodurch das periodische Einschalten des Transistors QA beseitigt wird und der r> Motor 19 abgeschaltet wird.

Im folgenden werden anhand von Fig. 2G die mit stark ausgezogenen Linien dargestellten Elemente beschrieben, die dem Umformer nach F i g. 2 hinzugefügt sind, um ein Nichtabschalten zu verhindern. Da -to diese Elemente eine Impedanz und ein gesteuertes Schaltelement einschließen, das parallel zum Signalwiderstand R 1 geschaltet ist. sind sie mit den gleichen Bezugsziffern bezeichnet, wie sie auch in F i g. 1E verwendet wurden. Der Widerstand Ri\ und der -n Transistor Q 10 arbeiten genau in der gleichen Weise wie dies für Fig. IG beschrieben wird, so daß diese Beschreibung nicht wiederholt werden muß. Es reicht aus, zu erkennen, daß F i g. 211 einem Teil von F i g. 2G unter den Bedingungen entspricht, daß der Schalte·- 16 ">" gerade geöffnet wurde und daß der Motor-Wechselspannungsgenerator noch läuft. Bei positiven Halbperioden fließt der Strom /4 durch Cu, die Parallelschaltung von R1 und Λ11 und die Diode D 2a. Die Impedanz der Parallelschaltung von R\ und RW ist ^r>"> etwa 400- bis 500mal kleiner als die Impedanz der Kapazität Cu, so daß der Spannungsabfall Vo unter 0,4 V absinkt und der Transistor QA nicht während positiver Halbperioden des Wechselstromgenerator« eingeschaltet wird. Die Diode DAu. die normalerweise wi die Spannung 11: auf +0.5V begrenzt, kann unter diesen Umständen nicht in Durchlaßrichtung leiten. Fs wird ein zuverlässiges Abschalten des Motors 19 trotz des Vorhandenseins der ungeschallcieii Kapazität Cu erzielt. >'>

F i g. 3G zeigt mit stark ausgezogenen Linien eine ähnliche Abschaltfehlcr-Schuizcinrichuing. die zu dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 3 hinzugefügt ist. In diesem Fall ist das einen relativ niedrigen Wert aufweisende Impedanzelement, das in die Parallelverbindung mit dem Widerstand R1 ein- und ausgeschaltet wird, ein großer Kondensator CT, der anstelle des einen niedrigen Widerstandswert aufweisenden Widerstandes R 11 nach den F i g. 1G und 2G verwendet wird. Der Transistor Q10, sein Basiswiderstand R12 und der Zeitverzögerungskondensator C6 sind die gleichen Bauteile wie sie für die vorstehenden Figuren beschrieben wurden. Anhand der vorstehenden Beschreibung ist verständlich, daß die abgeänderte Ausführungsform der F i g. 3 den Betriebsbereitschaftsstrom Is und den Anfangsstrom // in der vorstehend beschriebenen Weise erzeugt und auf diese Ströme anspricht weil der Transistor Q10 als offener Schalter erscheint, bis das Schließen der Kontakte CR la erfolgt ist. Weiterhin ist der Betriebszustand beim stetigen Betrieb des Motors 19 und bei Lieferung eines Wechselstroms von dem Wechselstromgenerator an die Last bei geschlossenem Schalter J6 gleich. Wenn der Schalter 16 jedoch geöffnet wird, so ergibt sich ein Betriebszustand des Systems nach F i g. 3G wie er in der bruchstückhaften Schaltung nach Fig.3H wiedergegeben ist. Aus dieser Darstellung ist zu entnehmen, daß der Wechselstromgenerator 20 seine Ausgangsspannung an die Serienkombination von (a) der Kapazität Cu (b) der Parallelschaltung des Widerstandes R1 und des Kondensators Cl und (c) der Diode D \b liefert, die zu diesem Zeitpunkt einem geschlossenen Schalter äquivalent ist weil sie über den von dem positiven Pol der Batterie 13 über den Widerstand Λ 6 zugeführten Durchlaßstrom /5 in den leitfähigen Zustand vorgespanntist.

Weil die Impedanz der Parallelschaltung von R 1 und Cl ungefähr 400- bis 500mal kleiner als die Impedanz der Kapazität Cu ist, ist die Spannung Vc ein kleiner Bruchteil der positiven Halbperioden-Scheitelspannung des Wechselstromgeneralors, die den Stromfluß /4 hervorruft. Daher ist die Diode D 2b in Sperrichtung vorgespannt und nichtleitend und die Spannung Vc beträgt ungefähr +0,35V, so daß der Transistor QA nicht einschaltet. Die Spannung längs der Diode D3b ist die algebraische Summe der 0,35 V längs R 1 und der -0,5 V von der Kathode zur Anode der Diode D \b, so daß sich eine Sperrvorspannung von ungefähr 0,15 V ergibt. Die Diode D3b ist daher infolge der Parallelschaltung des Kondensators Cl mit dem Widerstand R 1 für den Strom /4 nichtleitend wenn der Kondensator Cu die einzige wirksame Last für den Wechselstromgenerator darstellt. Durch Hinzufügung von Cl und Q\0 zur Schaltung nach Fig.3, wie dies in Fig. 3G dargestellt ist, wird ein zuverlässiges Abschalten des Motors 19 bei einem Öffnen des Schalters 16 erzielt, selbst wenn eine ungeschaltete Kapazität Cu vorhanden ist.

In der vorstehenden Beschreibung wurde erwähnt, daß die Werte von C3. C3a, C3b(Fig. 1D, 2D, 3D) so gewählt sind, daß sich Impedanzen von ungefähr 1/500 des Wertes des erwarteten minimalen Wertes der Impedanz, der ungeschalteten Kapazität ergeben. Anhand der Fig. IG, 2G, 3G wurde erläutert, daß der Wert des geschalteten Inipedanzelenicntes R i\ oder Cl so gewählt ist. daß die Impedanz (oder der Widerstand) der Pnrullelkombination dieser Impedanz mit dem Widerstand R 1 ungefähr 1/400 bis 1/500 des erwarteten Wertes der Impedanz der ungeschalteten Kapazität ist. Diese Verhältnisse sind Beispiele zur Erleichterung eines Verständnisses der auftretenden

Beziehungen und sie beruhen auf den Annahmen, daß (a) der Wechselstromgenerator 20 eine Ausgangsspannung von 120 V Wechselspannung (173 V Scheitelspannung) erzeugt und (b) daß der Basis-Emitter-Schwellwert des Transistors, der auf die Spannung Vc anspricht, nicht überschritten wird, wenn Vc ungefähr 0,35 V beträgt Selbstverständlich ist der beschriebene Umformer auf Wechselstromgeceratoren mit unterschiedlichen Nenn-Ausgangsspannungen (beispielsweise 240 V) und auf Steuereinrichtungen wie z. B. Transistoren mit unterschiedlichen speziellen Einschaltschwellwerten anwendbar. Es ist daher verständlich, daß die vorstehen-

den Angaben in allgemeiner Hinsicht verwendet werden können, wenn die Impedanz von C3, C3a oder C3b niedrig im Verhältnis zu der Impedanz der ungeschalteten Kapazität gemacht wird oder wenn die Impedanz der Parallelkombination von R1 und RIl oder R 1 und Cl im Verhältnis zu der Impedanz der ungeschalteten Kapazität niedrig gemacht wird. Der Fachmann kann anhand der vorstehenden Ausführungen ohne weiteres die speziellen Impedanzverhältnisse bestimmen und auswählen und zwar die speziellen Impedanzwerte, die für eine spezielle Anwendung am besten geeignet sind.

Hierzu 15 Blatt Zeichnungen

Claims (17)

Patentansprüche:

1. Aus einem Gleichstrommotor und einem Wechselstromgenerator aufgebauter Umformer, dessen Gleichstrommotor über eine Schalteinrichtung an eine Batterie anschaltbar ist und dessen Wechselstromgenerator in einem Wechselstromkreis an eine einen Lastschalter einschließende Last anschaltbar ist, und mit einer in dem Wechselstromkreis angeordneten, beide Halbwellen des Lastwechselstromes durchlassenden Diodenanordnung, wobei beim Schließen des Lastschalters ein Anfangsstrom durch die Last hervorgerufen wird, welcher eine Sigr.alspannung an einem bei Stromdurchgang eine 1$ Klemmenspannung abgebenden Detektorelement erzeugt, die nachfolgend durch den durch -die Last und damit durch die Diodenanordnung fließenden Lastwechselstrom aufrecht erhalten wird und die zum Steuern der Schalteinrichtung derart dient, daß der Gleichstrommotor beim Schließen bzw. öffnen des Lastschalters über einen Motorschalter mit der Batterie verbunden bzw. von dieser abgetrennt wird, dadurch gekennzeichnet, daß an die Batterieklemmen (13) dauernd eine einen Betriebsbereitschafts-Ruhestrom (Is) führende Serienschaltung aus einem Strombegrenzungswiderstand (R 6) und zumindest einer in Durchlaßrichtung gepolten Halbleitersperrschicht angeschlossen ist, daß der durch den Betriebsbereitschafts-Ruhestrom (Is) auftretende Spannungsabfall an der Halbleitersperrschicht als Quellenspannung für den beim Schließen des Lastschalters fließenden Anfangsstrom dient, daß die Diodenanordnung (DX bis DA; DIa bis D4a; D Xb bis D3b; Dte, D2c)schaltkontaktlos in dem Wechselstromkreis angeordnet ist, wobei der Lastwechselstrom bei jeder Halbperiode durch zumindestens eine Diode der Diodenanordnung fließt und einen pulsierenden Durchlaßspannungsabfall an dieser zumindest einen Diode hervorruft, und daß die Schalteinrichtung (Q 1 bis Q 9) Abschaltverzögerungselemente und eine in Abhängigkeit von dem Fließen des Anfangsstromes bzw. in Abhängigkeit von dem pulsierenden Durchlaßspannungsabfall schaltendes Halbleiterschaltelement (QX, Q4, Ql) zu Steuerung des Motorschalters (CR X) aufweist.

2. Umformer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zumindest eine Diode der in dem Wechselstromkreis angeordneten Diodenanordnung (DX bis D4; Dta bis D4a; DXb bis D3b; D te, D2c) gleichzeitig die in Durchlaßrichtung gepolte Halbleitersperrschicht bildet (Fig. U

3. Umformer nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Äbschaltverzögerungselemente einen Ladekondensator (G) und Entladewiderstände (R 3, R 4) für den Ladekondensator (Ci) aufweisen.

4. Umformer nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Detektorelement aus einem Serienwiderstand (RX, RS) besteht, der über den Wechselstromgenerator (20), die Last (17) und den Lastschalter (16) an die Quellenspannung längs der Halbleitersperrschicht angeschaltet ist.

5. Umformer nach einem der Ansprüche 1 bis 4, b5 dadurch gekennzeichnet, daß die den Betriebsbereitschafts-Ruhestrom führende Serienschaltung erste und zweite einen Strom aus der Batterie (13) in Durchlaßrichtung leitende Dioden (DX, D 2) einschließt, von denen eine (D 2) die Halbleitersperrschicht darstellt und die miteinander und mit dem Strombegrenzungswiderstand (R 6) in Reihe geschaltet sind, so daß ein erster Verbindungspunkt (P 1) zwischen der ersten und der zweiten Diode ein Potential von einem Durchlaßspannungsabfall gegenüber dem Potential einer der mit der Batterie (13) verbundenen Eingangsklemmen [XXb) aufweist und ein zweiter Verbindungspunkt (P2) zwischen der ersten Diode (D X) und dem Strombegrenzungswiderstand (R 6) sowie ein vierter Verbindungspunkt (PA) zwischen der einen Eingangsklemme (1 If)J und der zweiten Diode (D 2) gebildet wird, daß dritte und vierte über einen dazwischen liegenden dritten Verbindungspunkt (P3) mit gleichsinniger Polarität in Reihe geschaltete Dioden (D 3, D 4) vorgesehen sind, die mit zu den ersten und zweiten Dioden entgegengesetzter Polung zwischen dem zweiten und vierten Verbindungspunkt (PX P4) angeschlossen sind, daß der Wechselstromkreis über den ersten und dritten Verbindungspunkt (PX, P3) verläuft und die erste und zweite bzw. dritte und vierte Diode als Diodenanordnung einschließt, und daß der Serienwiderstand (R X) zwischen dem dritten Verbindungspunkt (P3) und der einen Eingangsklemme [XXb)eingeschaltet ist (F i g. 1).

5. Umformer nach einem der Ansprüche 1 bis 4. dadurch gekennzeichnet, daß die den Betriebsbereitschafts-Ruhestrom führende Serienschaltung als Halbleitersperrschicht eine in Durchlaßrichtung gepolte erste Diode (D Xa) einschließt, deren einer Anschluß mit dem Strombegrenzungswiderstand (R 6) einen Verbindungspunkt (P5) bildet und deren anderer Anschluß mit der einen Batterieklemme (11 b) verbunden ist, daß der Wechselstromkreis über die erste Diode (D Xa) bzw. eine zweite parallel mit entgegengesetzter Polarität an die erste Diode (Dta) angeschaltete Diode (D2a), den mit einem Anschluß (2OaJ an den Verbindungspunkt (PS) angeschalteten Wechselstromgenerator (20), den Lastschalter (16), die Last (17) und dritte bzw. vierte mit entgegengesetzter Polarität parallel geschaltete Dioden (D 3a, D 4a) zu der einen Batterieklemme (11 b) verläuft, daß der das Detektorelement bildende Serienwiderstand (R X) parallel zur dritten bzw. vierten Diode geschaltet ist, die derart gepolt sind. daß für den Anfangsstrom (Ii)d\e dritte Diode (D3a) in Sperrichtung und die vierte Diode (DAa) in Durchlaßrichtung gepolt ist, und daß bei Schließen des Lastschalters (16) der Anfangsstrom (Ii) durch den Wechselstromgenerator (20), den Lastschalter (16), die Last (17) und den Serienwiderstand (R 1) fließt und an dem Serienwiderstand einen die Signalspannung bildenden Spannungsabfall hervorruft, der nachfolgend durch den in dem Wechselstromkreis fließenden Last-Wechselstrom aufrecht erhalten wird (F i g. 2).

7. Umformer nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die den Betriebsbereitschafts-Ruhestrom führende Serienschaltung als Halbleitersperrschicht eine in Durchlaßrichtung gepolte erste Diode (D Xb) einschließt, die mit dem Strombegrenzungswiderstand (R 6) einen ersten Verbindungspunkt (P5) bildet und deren anderer Anschluß mit einer Batterieklemme(lli^verbunden ist, daß eine zweite Diode (D 2b) parallel zu dem das Detektorelement bildenden Serienwiderstand (RX)

zwischen einem zweiten Verbindungspunkt (P T) und der einen Batterieklemme (Umgeschaltet und für den Anfangsstrom (Ii) in Sperrichtung gepolt ist, daß eine dritte Diode (D 3b) zwischen dem zweiten Verbindungspunkt (PT) und dem ersten Verbindungspunkt (PS) geschaltet ist und einen Strom in Durchlaßrichtung von einem der Ausgangsanschlüsse (14a; 14b) des Umformers über den Wechselstromgenerator (20) zum anderen Ausgangsanschluß leitet, daß beim Schließen des Lastschalters (16) der die Quellenspannung bildende Durchlaßspannungsabfall an der ersten Diode (D ib) den Anfangsstrom (Ii) durch den Wechselstromgenerator (20), den Lastschalter (16), die Lasteinheit (17) und den Serienwiderstand (Ri) hervorruft, daß durch den Anfangsstrom (Ii) an dem Signalwiderstand (Ri) ein die Signalspannung bildender Spannungsabfall auftritt und daß entgegengesetzte Halbperioden des Lastwechselstromes in dem über den Wechselstromgenerator (20), den Lastschalter (16), die Last (17) und die erste und zweite Diode (D ib, D2b) bzw. dritte Diode (D 3b) einschließenden Wechselstromkreis den pulsierenden Durchlaßspannungsabfall längs des Serienwiderstandes (R 1) hervorrufen (F i g. 3).

8. Umformer nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die den Betriebsbereitschafts-Ruhestrom führende Serienschaltung als Halbleitersperrschicht die in Durchlaßrichtung gepolte Basis-Emitterstrecke eines bipolaren Steuertransistors (Q 7) mit Basis-Emitter- und Kollektor-Basis-Sperrschichten einschließt, daß der Betriebsbereitschafts-Ruhestrom (Is) die Kollektor-Basisstrecke des bipolaren Steuertransistors (Q 7) durchschaltet, daß die Schalteinrichtung (Q 4, Q 9) bei dauerndem oder pulsierenden Abschalten des bipolaren Steuertransistors (Ql) den Gleichstrommotor (19) einschaltet, daß die erste Ausgangsleitung des Wechselstromgenerators (20) mit dem ersten Ausgangsanschluß (14a,) des Umformers und die zweite Ausgangsleitung des Wechselstromgenerators (20) mit einem ersten Verbindungspunkt (P9) zwischen dem Strombegrenzungswiderstand (R 6) und der Basis-Emitterstrecke über einen ohmschen Widerstand (RS) verbunden sind, während der zweite Ausgangsanschluß (144^ des Umformers mit dem anderen Anschluß der Basis-Emitterstrecke verbunden ist, wobei beim Schließen des Lastschalters (16) ein Anfangsstrom (Ii) durch den Strombegrenzungswiderstand (R 6), den ohmschen Wider- 5< > stand (RS), den Wechselstromgenerator (20) den Lastschalter (16) und die Last fließt, der das Potential an der Basis-Emitterstrecke verringert und den bipolaren Transistor abschaltet, daß erste und zweite parallele entgegengesetzt gepolte Dioden (Die, D2c) zwischen der zweiten Ausgangsleitung (i4b) des Umformers und dem zweiten Ausgangsanschluß (2OaJ des Wechselstromgenerators (20) geschaltet sind, wobei die erste und zweite Diode jeweils in Durchlaßrichtung die entgegengesetzten Halbperio- to den des Last-Wechselstroms leiten und daß der bipolare Steuertransistor (Q 7) während der Halbperioden des Last-Wechselstromes abgeschaltet ist, die durch den Wechselstromgenerator (20) in der gleichen Richtung wie der Anfangsstrom fließen (F ig. 4).

9. Umformer nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß Einrichtungen (C3\ C3a; C3b; D5, RiO; QiO, RU, RiZ C6, CT) zur Verringerung der pulsierenden Spannung längs des Detektorelementes bei geöffnetem Lastschalter (16) unter einen vorgegebenem Schwellwertpegel der Schalteinrichtung vorgesehen sind, wenn ein Wechselstrom von dem Wechselstromgenerator (20) durch mindestens ein Impedanzelement (Cu) geleitet wird, dessen Impedanz wesentlich größer als die der Lasteinheit ist und das parallel zur Reihenschaltung aus Last (17) und Lastschalter (16) geschaltet ist

10. Umformer nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der vorgegebene Schwellwertpegel kleiner als der Durchlaßspannungsabfall längs der zumindest einen Halbleitersperrschicht infolge des Last-Wechselstromes ist.

11. Umformer nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß als Einrichtung zur Verringerung der Größe der pulsierenden Spannung ein weiteres Impedanzelement (C3) in Serie mit dem Wechselstromgenerator (20) und dem einen Impedanzelement (Cu) angeschaltet ist, das parallel zu zumindest der einen der beiden Dioden (D 1, D 4) angeschaltet ist und dessen Impedanzwert im Verhältnis zu dem Wert des Irnpedanzelementes (Cu) bei der Nennfrequenz des Wechselstromes niedrig ist

12. Umformer nach Anspruch 11, gekennzeichnet durch Schalteinrichtungen zur An- und Abschaltung des weiteren Impedanzelementes (CT, RH) parallel zu zumindest einer der Dioden der Diodenanordnung (F i g. 1G, 2G, 3G).

13. Umformer nach Anspruch 11 oder 12, dadurch gekennzeichnet, daß das weitere Impedanzelement ein Kondensator (C T) oder ohmscher Widerstand fR 11) ist (F ig. 1G,2G,3G).

14. Umformer nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß das weitere Impedanzelement mit dem einen Impedanzelement (Cu) einen Wechselspannungsteiler bildet, der bei geöffnetem Lastschalter (16) den Spannungsabfall längs der einen Diode verringert

15. Umformer nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Schalteinrichtungen zur An- und Abschaltung des weiteren Impedanzelementes durch einen bipolaren Schalttransistor (Q 10) gebildet sind, der sowohl in Durchlaßbetriebsweise als auch in der inversen ^-Betriebsweise betreibbar ist.

16. Umformer nach einem der Ansprüche 13 bis

15, gekennzeichnet durch eine Kapazität (CS) zur Verzögerung der Ansteuerung des Schalttransistors (Q 10) für ein kurzes Zeitintervall nach dem Einschalten des Gleichstrommotors (19).

17. Umformer nach einem der Ansprüche 15 und

16, dadurch gekennzeichnet daß der Schalttransistor (Q 10) durch Ein- bzw. Ausschalten des Motorschalters betätigt bzw. abgeschaltet wird.